（电力电子与电力传动专业论文）基于dsp的异步电机矢量控制系统的研究与设计.pdf

m st h e s i s ，n o r t h w e s t e r np o l y t e c h n i c a lu n i v e r s i t y a b s t r a c t a b s t r a c t a c l o s e d l o o pv e c t o r - c o n t r o ls y s t e mo f a cm o t o r si sp r e s e n t e di nt h ep a p e r b y t h eu s eo ft h ed i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r ( d s p 、t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7d e v e l o p e df o rm o t o r c o n t r o lp u r p o s e ，i tc a nr e a l i z eu n c o u p l i n go fs t a t o r sc u r r e n ta n dt h ea l g o r i t h mo f s v p w m ，t h e ni ta c h i e v e st h es p e e dc l o s e d l o o pc o n t r o lo fa cm o t o r s t h em a i n c o n t e n t sa n di n n o v a t i o n so f t h i sp 粕e ra r ea sf o l l o w s ： 1 a n a l y s i so ft h em a t h e m a t i c sm o d e lo ft h ef i e l do r i e n t e dv e c t o r - c o n t r o l s y s t e m ，d e s i g no ft h ec l o s e d l o o pp ic o n t r o l l e ro fs p e e d ，t o r q u ea n df l u x ； s t u d i e so nt h ec o n t r o lp r i n c i p l ea n da l g o r i t h mo fs v p w m ，a n da n a l y s i so f t h et w oc o n t r o lm e t h o d so fs v p w m 2 t h ea l g o r i t h mo fs v p w mt h a ti sa d o p t e db yt h es y s t e mi m p l e m e n t sm o t o r s p e e d - r e g u l a t i o nb yc o n t r o lo fm a g n i t u d ea n dp h a s eo fm o t o rf l u x i tc a n g e n e r a t el e s sh a r m o n i c si nt h eo u t r ) u tc u r r e n to fp o w e ri n v e r t e ra n dl e s s l o s s e so fa cm o t o lr e d u c ep u l s a n tc o m p o n e n ti no u t p u tt o r q u ea n dr a i s e a v a i l a b i l i t yo fd cs u p p l yv o l t a g e 3 b ym e a n so fh i g h s p e e dc a l c u l a t i o na n da b u n d a n tf u n c t i o nm o d u l eo f t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 t h ea l g o r i t h ma n dt h ee f f e c to fs v p w mh a sb e e ng r e a t l y o p t i m i z e d 4 a i mf o rt h eh i g h e rp r e c i s i o na n dr e l i a b i l i t yo fr o t o rf l u x ，t h ei m p r o v e d c o m b i n a t o r i a lm o d e lh a sb e e na d o p t e d 5 d e s i g no ft h es o f t w a r ea n dh a r d w a r eo ft h ec o n t r o ls y s t e m ，l o t so f e x p e r i m e n t st h a th a v eb e e np e r f o r m e dp r o v et h er a t i o n a l i t ya n df e a s i b i l i t yo f t h ec o n t r o ls y s t e m k e y w o r d s ： a c m o t o r f o c t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 s v p w m 西：1 l 3 2 业大学 l ! i | 卜沦文 第一帝绪论 第一章绪论 1 1 交流电机调速系统的发展 本世纪5 0 年代术开始，电气传动领域中进行着一场疆要的技术变革一一实 现原来只用于恒速传动交流电动机的速度控制，以取代制造复杂、价格昂贵、 维护麻烦的直流电动机。随着电力电子器件的迅速发展，以及现代控制理论向 交流电气传动领域的渗透，现在从数再瓦的伺服系统到数万千瓦的特大功率高 速传动系统，从一般要求的小范田凋速传动到高精度、快响应、人范围的调速 传动，从单机传动到多机协调运转，几乎都可采用交流凋速传动。交流调速传 动的客观发展趋势已表明它在控制性能方匝i 完全可以和苴流传动相媲美，并 已在大多数场合取代了直流传动系统。 交流调速电气传动之所以能够大举进入电气传动凋速控制的各个领域，并 得到迅速的发展主要是因为直流电动机结构复杂，应用困难，成本高。而采用 交流调速方便，维护简单，节约能源。进入7 0 年代，现代控制理论、新型大功 率电力电子器件、新型变频技术以及微型汁算机数字控制技术等在实际应用中 得到了露要的发展，同时电促进j 交流调速技术的进+ 步发展。1 9 7 1 年伯拉斯 切克( f b l a s c h k e ) 提t t lr 磁场j 叠向矢量控制原理后，交流润速得到了速的 发展i i i 。磁场定向矢最控制取得真j f ：巨大的进步和实用化是在1 9 8 3 】9 8 5 年。 其原因是：1 、f h ：界积累了2 0 余年的交流调速发展的经验，如p l a m k e t t 在1 9 7 7 年发明的电流跟随滞环调节方法；2 、g t r 的实用化：3 、d s p 的闩益完善，在 交流调速系统中得到广泛晌应用。8 0 年代巾期，磁场定向欠量控制基本理论研 究成熟并形成商品化。磁场定向矢键控制的最重要的特点就是选择和计算出一 个紧跟在转子磁通或转子励磁电流上的坐标系。通过电机统理论和坐标变换 理沦，把交流电动机的定予电流分解成磁场定向 睢标系下的磁场电流分量和转 矩电流分量，从而实现定子电流的解耦。矢量控制方法的提出，使交流传动系 统的动态特性得到了显著n 勺改善。经典的炙嚣控制必须通过磁通观测法测转子 磁链，然而转子时叫常数受温度和转筹频率的影u 叭解决这个问题可采用基 于参数辨u 的模型、参考自适应控制，通过系统辨识，剥异步电动机的转子参 数进行实时估计，利用实时辨识所得的参数列磁通观测器模型进行校巳得到 更接近实际的转子磁链，乃一种则是采用滑模变结构的控制投术，强迫系统沿 讹一审绪沦 预先设定的参考模型的轨迹滑动。这种控制厅法对系统馍型参数的要求不高。 1 9 8 5 年德国鲁尔火学m d e p e n b r o c k 教授首先提 直接转矩控制理论 ( d i r e c t b r q u ec o n t r o l 简称d t c ) 。它避开了矢量控制l p 的两次坐标变换及求矢 量的模与相角的复杂计算1 ：作篷，而卣接伍定子肇标系f 讨。藓电动机的转矩与 磁通，控制性能比矢量挎制更女r 。变流电动t j l i l l 速控制删论从恒压频比控制 法到矢量控制滋是第 个e 跃，从矢量控制刮直接转矩控制法将是第二个飞跃。 目前，微电子技术和计算机技术的飞速发展，以及控制理论的完善、仿真 工具的r 渐成熟，给电机控制带来了很多新的发展契机。交流凋速系统的发展 趋势大致为1 ： 1 主控一+ 体化 例如同本一i 菱公到将助率：_ ! ：= 片和控制电路集成在块芯片上的d i p i p m ( 即 般列直插式封装) 的研制已经完成并推向市场， 种使逆变功率和控制电路达 到1 体化，智能化和高性能化的h v i c ( 高耐n i c ) 、s o c ( s y s t e mo nc h i p ) 的 概念已被用户接受。 2 小型化 变频器的小裂化除了出自支撑部件的实装技术和系统设的犬规模集成化 以外，功率器件发热的改善和冷却技术的发展已成为小型化的重要原因。 3 低电磁噪音化 今后的变频器都要求在抗干扰和抑制商次谐波方面符合e m c 困际标准，主 要做法是在变频器输入但岫交流电抗器或有源功率因数校l 卜( a c t i v ep o w e r f a c t o rc o r r e c t i o n ，a p f c ) 电路，改善输入电流波形降低电例谐波以及逆变桥采 取电流过零的丌关技术。而控制电源用【e i 勺丌关f _ 乜源将采用半偕振方式，这种开 关控制方式在3 0 5 0 m h z t j - 的噪声可降低】5 2 0 d b 。 4 专用化 通用变频器巾出现专川型产品是近年来的事。其川的足更好发挥变频器的 独特功能并尽可能地方便用户。如用 i 起重机负载、交流电梯、恒压供水、机 械主轴传动、电源再生、纺织、机车牵引等专用变频器。 5 系统化 作为发展趋势，通剧变频器从模拟式、数字式、智能化、多功能向集中型 发展。最近，h 本安川r 电, l l 提 f 了以变频器、伺服装置、控制器及通讯装置为 中心的“d & m & c ”概念，并制定了相应| 】；| 勺标准，目的是为用户提供最佳的系 统。因此可以预见存今后，变频器的高速响应和高性能将是蟹本条件。 西：l e _ 业大学硕。j 论文 1 2 异步电机调速控制系统的研究重点 1 。采样新型电力电子器件和脉宽调制( p w m ) 控制技术3 i 电力电子器件的不断进步，为交流电机控制系统的完善提供了物质保证， 尤其是新的开关器件，如金偶氧化物半导体场效应晶体管( m o s f e t ) 、绝缘 栅双极型晶体管( t g b t ) i p m 使得高频化p w m 技术成为可能。如第四代i g b t 的应用使变频器的性能有了更大的提高。其一是i g b t 开关器件发热减少，将曾 占主回路发热5 0 - - 7 0 的器件发热降低到了3 0 ；其二是高载波控制，使输出电 流波形有明显改善；其三是开关频率提高，使之超过人耳的感受范倒，即实现 了电机运行的静音化；其四是驱动功率减少体积趋于更小。而i p m 包含了i g b t 芯片及外围的驱动和保护电路，可以降低开关电源和驱动功率容量，简化电路， 提高系统的综合性能，是种更有潜力的集成型功率器件。典型的电力电予变频 装置有电流型、电压型和交一交型三三种。其中，p w m 电压型变频器在中小功率 电机控制系统中无疑占主导地位。目前，正在研制的新型变频器，如矩阵式变 频器，串、并联谐振式变频器等也丌始进入实用阶段，预示着新一代电机控制 系统即将产生。 2 。广泛应用计算机技术 随着微电子技术的发展，数字式控制处理芯片的运算能力和可靠性得到了 很大提高。计算机的应用主要体现在两个方面：一是控制用微机。交流电机数 字控制系统既可用专门的硬件电路，也可以采用总线形式，如s t d 、v m e 、 m u l n b u s 和g e s i ) a c 总线等，加上通用或单片微机模板组成最小目标系统。 对高性能运动控制系统来说，由于控制系统复杂，要求存储多种数据和快速实 时处理大量的信息，可采用微处理机加数字信号处理器d s p 的方案。二是数宁 仿真和计算机辅助设计( c a d ) 。仿真时如发现系统性能不理想，则可用人机对 话的方式改变控制器的参数、结构以至控制方式。这样得到的参数可自接加在 系统j 二，避免了实际调试的盲月性及发生事故的可能性。 3 开发新型电机和无机械传感器技术 各种交流控制系统的发展对电机本身也提出了更高的要求。电机设计和建 模有了新的研究内容，诸如三维涡流场的计算、考虑转子运动及外部变频供电 系统方程的联解、电机阻尼绕组的合理设计及笼条的故障检测等问题。为了更 详细的分析电机内部过程( 如绕组短路或转子断条等问题) ，多回路理论应运 而生。此外开关变磁阻理论及新材料的发展使开关磁阳电机迅速发展。玎关 磁阻电机与反应式步进电机相类似，征加了转子位置检测后可有效的解决失步 两北丁业人学坝1 论文 第一章绪沦 问题，可方便的启动、调速或点挖成为朱来伺服系统n 勺 个发展方向。为了， 实现转速和位置的反馈控制，须j 1 j 测速发l 巳机或光i | i f i q 船来检洲反馈量。由于 速度传感器的安装带来了系统成本增加、体积增大、可靠性降低、易受工作环 境影响等缺陷，使得成本合理、性能良好的无速度传感器交流调速系统成为研 究热点。目前提出了许多种方法：动念速度估计器、模f 鬯参考自适应方法 ( m r a s ) 、基于p i 调节器法、臼适应转速观测器、转子齿谐波法、高频注入 法、基于人工神经元网络的方法等。 1 3 矢量控制系统方案的类别和比较 1 3 i 矢量控制常用的系统方案 1 转差频率矢量控制疗案 r 本学者y a m a m u r a 、n a b a e 等人借鉴了矢量控制的思想和方法，应用稳态 转差频率，得到转子磁场的位置，即转差频牢矢量控制的方法1 2j 。浚控制原理 的出发点是，异步电机的转矩主要取次于电机的转差频；钲。冉：运行状态突变的 动态过程中，电机的转矩之所以现偏差，是因为电机中出现了暂态电流。如 果在控制过程中，能使电机定子、转予或4 引缘磁场中一个始终保持不变，电机 的转矩就和稳态丁作时。样，主要由转差率决定。这样考虑转子磁通的稳态方 程式，从转子磁通直接得到定予l n 流d 轴分量，通过对定子i 乜流的有效控制， 形成了转差矢量控制，从而避免j 磁通的闭环控制，不需要实际计算转子的磁 链。该控制方法是用转蔗牢和测量的转速相加后积分求讨算磁通相列于定子的 位置。此算法以定子电流的幅值、相位和频率为控制量，保持电机的旋转磁场 大小不变，丽改变磁场的旋转速度，以此控制电机，可得到无延时的转矩响应。 2 气隙磁场定向矢靛控制方案 气隙磁场的定向控制是将旋转一丝标系的d 轴定向丁气隙磁场的力响，此时气 隙磁场的口轴分量为零。如果保持气隙磁通d 轴分量恒定，转矩直接和g 轴电流 成正比。因此，通过控制q 轴电流，可以实现转矩的瞬时控制，从而达到控制 电机的目的。 3 定子磁场定向矢量控制方案 定子磁场定向的矢量控制方法，是将旋转6 避标的旃m 放在定子磁场方旬上， 此时，定子磁通的q 轴分鼙为零。如果保持定子磁通恒定，转矩直接和g 轴电流 4 西北工业大学顺士论定第币绪论 成正比，从而控制电机。定子磁场定向控制使定子方程大大简化，从而有利j ： 定予磁通观测器的实现。然而此方案在进行磁通控制时，不论采用直接磁通闭 环控制，还是采用间接磁通闭环控制，均须消除耦合项的影响。因此，需要设 计一个解耦器，对电流进行解耦。 5 转子磁场定向的矢量控制方案 转子磁场定向的矢量控制方法是在磁场定向矢量控制方法中，将d ，q 坐标 系放在同步旋转磁场上，将电机转子磁通作为旋转坐标系的d 坐标轴。若忽略 由反电动势引起的交叉耦合，只需检测出定了电流的d 轴分量，就可以观测转 子磁通幅值。当转子磁通恒定时，电磁转矩与定子电流的q 轴分量成正比，通 过控制定子电流的g 轴分量就可以控制电磁转矩。因此称定子电流的d 轴分量为 励磁分_ 量，定子电流的g 轴分量为转矩分量。可由电压方程d 轴分量控制转子磁 通，印轴分量控制转矩，从而实现磁通和转矩的解耦控制。 1 3 2 各控制系统方案的总结和比较 上述的电机控制方法是目前应用较多、比较成熟的几种。它们基于小涮的 控制思路，有着各自的优缺点，应用于不同的领域。下面对它们进行简要的总 结和比较。 2 转差频率的矢量控制方案 转差频率的矢量控制方案结构简单，不需要实际计算转子磁链的幅值和相 位，避免了磁通的闭环控制，所能获得的动态性能基本上可以达到直流双闭环 控制系统的水平。然而间接磁场定向控制中对转予时间常数比较敏感，当控制 器中这个参数不正确时，计算出的转差频率也不正确，得出的磁通旋转角度将 出现偏差，即出现定向不准的问题。磁通和转矩瞬时误差表现为一个二阶暂态 过程，其衰减时削常数为f ，振荡衰减会比较慢，而且不正确的稳态转差也将 导致稳态的转矩误差，严重影响了系统性能，同时还会引起电机的额外发热和 效率降低。这种控制方法不适合于高性能的电机控制系统。 3 气隙磁场定向矢量控制方案 气隙磁场定向系统中磁通关系和转差关系中存在耦合，需要增加解耦器。 这使得它比转子磁通的控制方式要复杂，但具有一璺状态能直接测量的优点， e f q 北r 业人学帧i 。论文 第一章绪论 比如气隙磁通a 同时电机磁通的饱和程度与气隙磁通- 致，故基r 气隙磁通的 控制方式更适合于处理饱利效应， 3 定子磁场定向的矢量控制方案 定子磁场定向的矢量控制方案，在般的调迷范围内可利用定子方程作磁 通观测器，非常易于实顼，且不包括对灞度变化怍常敏感的转子参数，面达到 相当好的动静态性能，同叫控制泰统结构世相对简| = ! f | 。然而低速时，由于定予 电阻压降占端电压的大部分，敛使反叱动祷测摹j 误筘较大，导致定r 磁通观测 不准，影向系统性能。定j 磁场定向的欠量控制系统通用十人范围弱磁运行的 情况。 4 转子磁场定向的矢餐控制方案 转了磁场定向的控制方案，缺点是磁链闭环控制系统中转子磁通的检测精 度受转子时间常数的影口向较大，降低了系统的性能。似它达到j 7 完全的解耦控 制，无需增加解祸器，控制方式简单，具有较好动态性能和控制精度。 1 4 论文的研究内容及结构安排 1 。4 1 论文的研究内容 论文研究和设计了按转子磁场定向的s v p w m 调制方式的欠壤控制系统，深 入的研究分析了转子磁场定向欠剥空制系统，以及s v p w m 的7 l 成原理、控制方 式，并比较了s v p w m 在d s p 上的两种t 实现方式。论文从电压矢量控制的基本原 理出发，充分的将t m s 3 2 0 i ，f 2 4 0 7 ( n 高速运算能力、丰富的片内资源，j u s v p w m 的高性能结合起来，构造了交流异步电机双闭环矢量控制系统，使系统具有更 少的外围电路、更低的能耗、更高的可靠性。 论文完成了控制算法、控制软件、控制系统硬件f 【 路及功率电路的设计， 并且在调试中列驱动电蹄以及保护 乜路的参数优化进行了分目i 。同时针对转予 磁链受电机参数影响误差较大的缺t ，采用改进的电压模型和电流模型相结合 的方法，提高了磁链观测器运算精度以及州电机参数的鲁棒性。实验结果表明 了系统设讣方案的有效一眺和j 呵行悱， 西北t 、世人学坝 j 论义第章绪论 1 4 2 论文的结构安排 全文共分为六章： 笫一章为绪论。介绍1 r 交流电机凋速系统的发展，讲述了异步电机调速控 制系统的研究重点，对各个矢量控制方案进行分析和比较。 第二章为系统控制策略的研究。对系统的各个控制环s v p w m 的控制、生 成方式以及转子磁链观测器进行了深入的研究。 第三章为异步电机矢量控制系统的设汁。设计j - 控制系统的硬件电路，编 写了基于t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 的控制程序。 第四章为功率屯路设训。完成_ 系统的主电路、驱动电路、吸收电路的设 计，并详细的分析了各功能模块l ”参数对系统的影n m 第五章为系统的调试和总结。研究分析了系统调试中遇到的问题，采取了 相应的解决措施，给出了实验结果。， 第六章为全文所作研究进行j 概括性的总结，井提出了有待进步研究和 解决的问题。 两北下业太学坝卜踣义 旃一常系统控制策略的研宽 第二章系统控制策略的研究 2 1 转子磁场定向矢量控制系统分析 2 1 1 转子磁场定向矢量控制系统传递函数描述 转子磁场定向的矢量控制系统是将d ，q 坐标系放任同步旋转磁场上，并使 d 轴与转子磁场方向重合，此时转了磁通。轴分餐为零，异步电机的数学模型为 电压方程为 us c t = r 3 t - d + p 审s 。| 一( 0 x 申s q “弼= r ，i 。，+ p i c ，婶+ 山、吵叫 0 ：尺，? 。，+ p p ，j ( 2 一1 ) 0 = r ? i 。i 。| v j “ 磁链万槿为 vs d = ls i 。? + l m i | d v w = lx q + l , i r 妒、f = l m i 一+ l 。id 0 = l m i q + l r ir q 转矩方程为 t p = p n _ l , r t i s q 中一 山上面式了i u 以求得 吩鸭号砒州l 爱肌“+ 每m ，一砌。ru n tl v 。s + p l s l 。一pt l 2 i 拱i 对“l ) 式中删一老一专簪鲁。 ) ) ) ) 2 3 4 5 一 一 一 2 2 2 2 ( ( ( ( 笫一啦系统挣制镱略的1 咒 式( 2 一q ) 和( 2 - - 5 ) 存确一和。仃关的旋转电动势耦合项，令 v ：( 1 = t 专旦、咄一p 亭+ p 钞“b mrh y + p l s i 矿p 警 一。比i k 玑订k 警， 将d 轴的磁链和电压关系。j 成传递函数形，为 竺丝：丘堡 一 屹，暇c s 2 + ( + ? j ) s + 1 转矩和d 轴电压的关系写成传递函数形式为 ( 2 6 ) ( 2 7 ) ( 2 8 ) ( 2 9 ) ( 2 一1 0 ) 生兰一 玎f + l 转子磁场定向的矢量控制系统是一个多环控制系统，转矩环和磁通环属于 内环，转速环偶于外环。设计的一般原则是吐从内环丌始，一环一环的逐步 向外扩展。这早，先从磁通和转矩环入手，首先发汁好这黼个环节的调节器， 然后把转矩环看作是转速凋节系统中的+ 个环节，再改计转速调节器。 2 。1 2 磁通调节器的设计 r 一 v ， 一 目5 磁卜兰! ， l + ，i 幽2 i磁通i 训月：绵十勾曙i 磁通控制环肯的1 项醇要作用就是保证转子磁通存动态过程中维持恒定， 9 西北t 业人学倾l 。论文第 帝系统控制策略的研兜 尤其是不希望磁通饱和，即在突加控制作用时霸望超凋量越小越好。因而一般 可按照典型的i 型系统束设计is 1 。磁通调节的闭环框图如图2l 所示。 由上面的推导可得转】磁通珥的丌坏传递函数 数一五丛一一 ( 2 一i 2 ) 以r s2 + ( e + ? j f + 1 传递函数可以表示为 般二阶系统的典型形式，令 翌二! ；二型! 互王j ! 二! 竺：! 2 0 2 7 ； ( 2 一1 3 ) r _ 一 b ：卫互一竖互! ：! 堡j ! ：( 2 1 4 ) 2 d l j r 则式( 2 1 2 ) 可表1 i 为 v 一 圪， 上。佃。 a 口呱i ( 去+ 1 ) ( 喜十1 ) ( 2 一1 5 ) 对l 述的磁通环节加入p i 凋节器进行拨jf - i ，使其成为典型的i 型系统。设 p i 调节器传递函数为 k ( s ) ：型罢生 ( 2 1 6 ) - o 式中，k 为比例参数r 为积分时闯参数，a 0 ，b 0 ，i ：1a b ，所以f 取a 、b 中较小的个即r = a 。 则校正后的转子磁通玎环传递函数为 纽：生坚：丝 ( 2 1 7 ) a n , ，e t , ( 云枷m ” 由自动控制理论可知i ，要达到_ 一阶最优模掣的动，念性能，需要满足阻尼 比f = o 7 0 7 ，k t - 05 ，即颁满足 k 丁：坠型璺：o5( 2 一1 8 ) b o q ：cb 故：k ：型挈丛 上j 十l l 于是，通过上面的方程，得到p i 调节参数： 两北1 _ = 业人学坝l 沦义第帚系统控制策略的研宄 比例参数为：k 。 一o 5 b ! c 哑7 ：r 。 积分参数为：盯 通过磁通的闭环，输出励磁电压分量矿。的输出参考值， 2 1 3 转矩调节器的设计 转矩环在整个系统巾，j 蕊j 一内环，需要配置成 i l i ，诅的【j p 系统，以提高系 统的反应速度，较快地跟随外部负载工况的需要。转矩环的闭环系统结构如图 22 所示： 交流电机的转矩公式为 _ 诅 ( 2 _ 1 9 ) 结合式f 2 一i i ) 可得 生：一 ( 2 2 0 ) v ：。 rs + p l s a 则转矩环节的传递函数n j 以表示为 g ( s ) = 可一1 面( 2 - - 2 1 ) 由于转矩信号滤波环节的存存，给反馈信号带来了延迟，为了平衡这一延 迟作用，在转矩给定的通通中，加入棚同时间常数的。阶惯性环节二一。则 1 + 7 1 ，s 系纷娉销环节的) 下环传j _ j 甬狮如 一川y一i 两北t _ 业大学硕 一论文 第一章东统挎制策峪的删冗 q 印2 瓦可考瓦面瓦 q 1 2 将传递函数写成一般形式 q d 2 再芍百 心1 3 舯铲警，驴一= 面1 与一 ：面磁通p i 调节器的计算相同，取阻尼比为o7 0 7 ，可以得到转矩环的 p i 参数值为 k 一2 嘉 卅 aq + _ a | _ l 一4 b ? f 2 b q k p 为转矩环的比例参数，k ，：k s , ，为转矩环的积分参数。 f 2 1 4 转速调节器的设计 ( 22 5 ) 在交流电机矢量控制系统中，由于实现了定子电流的完全解耦，等效直流 电机的控制方法，将电机输出转矩差到转速等效为一个积分环节，转速给定的 急剧变化，容易引起电机系统的不稳定。因此，在转速环节p i 调节器的设定环 节中，需要将其配置成典型i i 型系统。而且典型的i i 型系统电能给调速系统提 供较好的抗丁扰性能。典型i i 型系统的阶跃响应的超调量较大，但在实际的电 机转速调节系统中，往往由于调节的饱和作用而大大降低了超调量。交流电机 速度控制系统转速闭环结构如图2 3 ： 幽23 转度闭环结构幽 r 一嵯 r 吸 西北工业大学钡 。论义 第一啦系统控制策略的研究 系统在转矩反馈和转矩给定过程中，分别设最了转速反馈滤波环节和给定 滤波环节。图2 3 中，为转速捡测滤波上不钳时i f 1 j 常数，把给定的滤波和反馈 滤波环节等效的移到环内，再将7 ：和2 7 ：，两个小惯性：环仃合行起求，成为一个 小惯性环节，其时问常数为7 ，则转速环结构图可进步简化成如图2 4 所示。 一。 专。一 p i ? f _ 1 l 一 岗2 4 简化的转速闭环结构蚓 则不考虑负载扰动的转矩环j r 环函数i i _ 以写成如h 侈式 g ( l 5 t ) ：。k r 一, 一旦一 ，rh s t 一( ，s + 1 ) ，传递嘲数t 叮以j 成般形式 z - l 。，j ( 2 - 2 6 ) 哪m 需 中频段的状况对控制系统的动态品质起着决定性的作用 9 1 ，因此，引入一 个新的变量= ，表示尔i 率为一2 0 d b d e c 的中频段宽度( 对数坐标) 。由于乃 由控制系统的电路参数决定，故h 主要决定于积分参数r 。确定了f 以后，通 过改变比例参数k 。，f 1 以调攀截“频率m p 利用串联综合校i f 二方法，相角与系 统参数的关系式为 7 f 国) = a r c t g t a r c t g t f m t 2 - - 2 8 ) 式( 2 - - 2 8 ) 刺角频率求导，得到最大角频率为 因此，将式( 2 2 9 ) 代入角频率公式( 2 - 2 8 ) ，得到其正弦值为 ( 2 2 9 ) 。，： 一 舞 一 第? i 系统控制麓i 咯的研宄 s i ny ( m 。) = 鬲t - 7 i = 了l i 万- i i ( 2 - - 3 0 ) 由系统振荡频率峰值表示为m ，：土，则此时刈心系统最小峰值 s i n y m 。= 百h 玎+ i ( 2 - 3 1 ) 一般控制系统的经验表明，力，取值在l2 1 5 之问，系统的动念性能较好， 此时的h 为5 1 1 。在木系统中，取h 为8 ，哪以得至0 积分参数为r = 8 7 ) 。 在频域中，设角频率为1 的点处在- - 4 0 d b d e c ，可得到等式 2 0 1 9 k ：4 0 1 9 ! + 2 0 1 9 国，r r 解得k ：兰：0 2 h 2t ri 2 8 t 3 2 ) 3 3 ) 由于k = ，解得转矩控制比例参数为世，= 熹乒。 上面完成了各个p i 调节器参数的设汁，但这样汁算出来的参数只是给出了 p i 调节器参数的一个大致范围，征实际进行系统调试删，要考虑到具体的情况， 比如需要反应速度快，或者超调小的场合，可以依据以卜设汁方法，重新定调 节器的参数。 2 2 空问矢量脉宽调制 2 2 1s v p w m 的工作原理 s v p w m 卜弦调制方法足以获得圆形磁场为目的，把二三相对称的正弦波电 压供电时交流电机的理想磁通作为基准，通过控制功：筝管的通断，逼近此理想 磁通。此方法将逆变系统和电机看成一个整体，模) 弘比较简币，也便r 微处理 器实时控制。下面，首先分析j js v p w m ：咳凋制的昧理 电机的理想供电电压为i 棚划称i | ：；( 弦，设 i 。为线 u 雎，棚电压表达式如下 西北工业大学硕士论文 第一章系统“，制策略的研宽 2 。一。i n 一 = v “。i n fc o t i 2z ， ( 2 3 i ) 2 一一i n ( a 寻万) ( 2 啊3 6 ) 根据合成电压矢量公式 矿= 寻( r a 十口+ 口k c ) ( 2 3 7 ) 由式( 2 - - 3 4 ) ( 2 - - 3 7 ) 合成可得 矿= 2 矿z “，p j 国 f 2 3 8 ) 从上式可以看出，合成电压矢量是一个随时间变化的i 嘧值一定的圆形磁场。 而磁场是电压的积分，因此，产生的磁场也是一个圆形旋转磁场。图2 5 为逆变 器简化的拓补图，定义三个开关函数s 。，s b ，s 。，用1 代表一个桥臂的e 桥臂 导通，0 代表一个桥臂的下桥臂导通。则对于1 8 0 度导通型逆变器来说，三相桥 臂的开关有8 个导通状态，包括6 个非零矢量和2 个零矢量。 u 3 ( 0 1 1 u o ( 0 0 0 ) i房k 心l u ( 0 0 1 )u 5 ( 1 0 1 ) 旃由 一 。( 】o o ) 图2 5 交流电机控制逆变桥结构矧图2 6l 乜压欠量图 合理的选择六个非零矢量的施加次序和作用时间，可使磁链空间矢量矢端 顺时针或逆时针旋转形成一定的磁链轨迹。选择的方式彳i 唰，形成的磁链轨迹 形状也不一样。这就是磁链轨迹的形成原理。 2 2 2s v p 珊i 的控制算法 为了使逆变器输出的电压矢量接近圆形，并最终获得网形的旋转磁通，呓 1 5 曲北工业人学坝士论文 第二前系统撺制策略的驯究 须利用逆变器的输出电压的时间组合，形成多边形电压矢量轨迹，使之更加接 近圆形。如图2 6 所示，逆变器的一个工作周期被6 个有效的电压空间矢量划 分为6 个扇区。在每一+ n n t s , j ，都可采用临近的两个非零矢量来合成处在此 扇区的电压矢量。以图2 6 中的电压矢量巧为例来说明其过程。用电压矢量 圪圪来合成一，并按照伏秒平衡的原则得 瓦圪+ 兀圪+ 瓦= ，( 2 3 9 ) 瓦为对应电压矢量圪的作用时间( n = o ，4 ，6 ) ，结合式( 2 3 8 ) 可得： 兰3 矿o c ( 瓦b7 6 。+ 乃g _ 。“+ 7 i + o ) = 一p 一，8 ( 2 4 ( ” 令式( 2 4 0 ) 其等号两边得实部、虑部相等，町以得到下面的等式。 瓦：塑s i n 曰 (2一q1)v 6 。8 m6 j ( 2 一q 1 ) 弘等s i n c 印( 2 - - 1 2 ) 瓦= t 一瓦二瓦( 2 4 3 ) 则由电压矢量和上面求出的作用时间相结合，可以控制电压矢 量，形成多边形的电压矢量轨迹，从而获得更加接近圆形的旋转磁通。备电压 矢量的作用次序要遵守以下的原则：任意一次电压矢量的变化只能有个桥臂 的开关动作，即在_ 二进制矢量中每次只有一位变化。这是阕为如果允许有两个 或三个桥臂同时动作，则在线电压的半周期内会出现反极性的电压脉冲，产l 三 反向转矩，引起转矩脉动和电磁噪声。 由式( 2 4 1 ) ( 2 - - 4 3 ) 可以得出，随着合成电压矢量矿的幅值增加， 和瓦的值不断增加，瓦逐渐减少，但必须大于零，将此条件代入7 j ，表达式 得到下m i 的条件 矿 c o s ( 6 - 0 ) ( 2 4 d ) n ：l t , t , j k 人学颂i 。论文 铺带系统拄制策略的研纥 一一 t ， 在实际中，此方程需要对任何臼都成立，则, f i - 矿二等。 3 可见，当输出电压达到 ：限值时，其输出线电m 壤波峰值可达p ? s v p w m 的调制相电压波相当于在原萨弦波中注入了三角形曼次谐波，当正弦调制波的 幅值为】时，形成的s v p w m 调制相也压幅值为。s v p w m 调制方法比传 统的舰则采样s v p w m 提t i 154 7 的f m e 利刚率，能明显减少逆变器输出电 流的谐波成分及电机的谐波损耗，降低 _ 专矩脉动。 2 2 3s v p i 张i 的两种控制方式比较 根据磁通和转矩环所调节的输入量的不同，s v p w m 的控制方式可分为两 种：一种是在两相静止坐标系下进行调节控制， - 干十是在同步选择坐标系下进 行调节控制。 v ， ”气。p _ ) 叫一。一一 p i ) ”口” i 即 i 一1 上+ s ；v p w m7 j 算法一 幽2 。眄相静l r 坐标系j 、的s v p l l , n 控制方式 图2 7 采用的是在两相静i i ：口，坐标系内进行变换调节的方法。采样得到 的实时输出电压信号只需经过c l a r k 变换转换至口，卢嫩标系内，进行误差计算 和调节，然后按调节给出“卢控制量，计算s v p w m 脉宽。控制时口，口的给定 值为 吃w2 一c o s 日( 2 - - 4 5 ) h = ? s i n 8t 2 - - 4 6 ) 1 t 见口，卢的给定值可以先璃线计算，亳表求出，算法简i ，实现简单。口，少 、一 一 口、 一 ”二 j h h 吃 竺竺查塑j 塑 瓣啦系统拄蝴i 猢 兜 ：! ：竺! l 竺竺! 的给定值为按f 卜弦规律变化的量，则采用f ) i _ 调袖+ 器不可能实现无差跟踪，因此 系统的调节精度会受到影响。 如图2 8 所示，采取的是在d ，g 坐标系内进行的调节方法。采样得到的实 时输出电压信号要经过c l a r k 变换和p a r k 变换，最终转换全d ，g 坐标系内， 并在d ，g 坐标系内进行误差测节，获得的相应的s v p w m 控制量。d ，g 轴上的 v 。f = c o s ( 口一0 ) 匕= s i n ( f x 一口) ( 2 4 7 ) ( 2 4 8 ) s v p w m 算法 图2 8 旋转坐标系r 的s v p w m 控制方式 其中口为输出电压头量的瞬啊相位，矽为给定的相位，为反馈电压峰值。 对输出进行控制的目的是使输出在幅值、桐位、频率三方面跟踪给定。希望达 到的目标为 v = p ? ( 2 4 9 ) _ w = 0 ( 2 - - 5 0 ) 则d ，口轴的给定量为恒值，摔制也由跟踪两个j f 弦变化鞋简化为跟踪两个 直流量，这样采用p i 调节器可以实现无莠跟踪，并叮获得较高的调节精度。 因此，为了使系统狱得较高的性能，局案采用基于旋转坐标系的s v p w m 控制方式。 ff。一 1j 纠 n 一 0 一 一 蛩窿 ，；，j+ 峰一 西北t 业人学硕 ：论文 辩带系统挣制策略的研究 2 2 4s v p l j | l d 基于d s p 的两种实现方式的比较 7 f m s 3 2 0 1 f 2 4 0 7 是公t = l _ j 专门为电机及运动摔匍j ”发研究的f ：业用茚片处 理器。它内部集成了生成s v p w m 的专用硬件模块，使得s v p w m 的生成极其 简便。在t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 上实现s v p w m 的输出有两种途径 2 1 】。其原理都是利 用芯片的p w m 发爿j 器， ：成，但并有优势。 1 硬件实现模式 硬件实现模式实际匕是通常所说的的丌火损耗模，它是利用 t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 内部的空i 训矢量模式来生成，其方法如下： 根据前面介绍的s v p w m 的原理，剐于电压空州矢量v 。判断其所在的扇 区，计算出在每个扇区内的r 1 利t 2 的值。接下束，对于每个p w m 周期，软件 需做如下的工作：( 1 ) 将对应于起始空问向量的- 进制位彤式写入a c t r 寄存器 的1 2 1 4 位，并将切换方向写入其第15 位。0 代表顺时针，1 代表逆时针。( 2 ) 将o 5 t 1 的值写入比较寄存器l ( c m p r l ) ，o 5 t 1 + o 5 t 2 的值写入比较寄 存器2 ( c m p r 2 ) 。 硬件实现模式的特点是：在个p w m 周期啦总是有一个桥臂保持为常数， 即桥臂上的一个丌关总是为常丌或常闭。对于实际的应用来酷，需要在每一对 上下桥臂的p w m 波中加入死区，以避免上下桥臂的直通。然而，对于一直保 持不变的桥臂来说，死区的加入对其输 _ 是没有影响的，并且由于陔桥臂在整 个扇区都是保持不变的，根据要产生的波形的频率，这町能会有相当长的一段 时间。而这就导致了三相电压的不均衡。使得整流器的线输出有少量的喈波。 2 软件实现模式 在t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 上实现这种方案需要：初始化比较单元并选择对称p w m 波 的g p 定时器。鹰表求得剀换j 1 1 日) f 许山v r 所在的扇区装载比较寄存器。 软件实现模式的特点是：。个p w m 周期内，每个p w m 通道均切换两次： 对于每个扇区的p w m 通道何一个固定的切换顺序：每个p w m 周期都是由u 0 0 0 丌始，以u 0 0 0 结束；每个p w m 周期内lj 0 0 0 一1l 的个数样多。 软件实现模式，程序编写复杂，每个周期t + j 断次数多，但谐波含量少。硬 两北r 业人学顺1 论文施+ f 系统拎制策略的硝兜 件实现模式比软件实现模式所占用的c p u 的时问、内存使用量及丌关损耗都要 低，但其谐波含量比软件实现模式要高，而且有e 卜桥臂商通的隐患。故采用 谐波含量较少的软件实现模式。 2 3 转子磁链观测器 转子磁链的观测器可分为两类：丌环磁链观测器和闭环磁链观测器。闭环 磁链观测器稳定性好，精度高，们结构复杂实现起柬困难实际应用中常采 用丌环观测。丌环磁链观测器般有：电压模型法磁链观测器，电流模型法磁 链观测器和组合模型法磁链观测器( 电压、电流模型相组合的方法) 。本文采用 的是改进的组合模型法磁链观测器，首先针对电压模型法中的问题，进行改进 和优化，然后与电流模型泫结合构成磁链观测器。 2 3 1 电压模型法磁链观测器 电压模型法采用定子电压、【电流的测量值，而不用转子速度来计算转子磁 链，用于低成本的无速度反馈卣接磁场定向控制系统中。由r 乜_ 机基本方程以及 电机磁链公式，推导得到i - 歹! l 公，- l 2 l ；= 告 ( 矿。一rj 。，) d r c r l 。i 。】 ( 2 一 。，n p ，= 争 ( 矿。一月i 、，。) d r c r l ，。， ( 2 5 2 ) 一f 式中v 。，。为转子磁链在两相静止坐标系上的分量值。 电压模型法磁链观测器实质l 是一个没有反馈的积分器，其优点是：算法 简单：算法中不含转子电m ，受i l 机参数变化影| 1 m 小；不需要转速信息。缺点 是：低速时，随着定子电i 1 1 2 降f i - q 1 的增强，其测量误差淹没了反电动势，使 得观测精度较低；纯积分环节的误差积累严重，可能导致系统失稳。 2 3 2 电流模型法磁链观测器 电流模型法的原理公式可以从电机模型以及磁链公式得剑 2