（电力系统及其自动化专业论文）大功率交流传动系统pwm控制方案的优化研究.pdf

摘要 关键词：交流传动，空间矢量p w m ，指定谐波消除p w m ，过 调制 h 北京交通大学硕士学位论文 r e s e a r c ho np w mc o n i r o l s c h e m e si n h i g hp o w e ra cd r 【v es y s t e m a b s t r a c t w i t ht h e d e v e l o p m e n t o ft h e p o w e rd e v i c e a n dm i c r o p r o c e s s o rc o n t r o lt e c h n i q u e ，p w mh a s b e c o m eo n eo ft h e k e y c o n t r o lt e c h n i q u e si na cd r i v es y s t e m i nt h i sp a p e r ，a no p t i m a l p w m t e c h n i q u ei s r e s e a r c h e df o ra cd r i v er e c i p r o c a lp o w e rf e d t e s tr i gw i t hh i g hp o w e ra n dl o ws w i t c h f r e q u e n c y f i r s t l y , t e c h n i q u e so fv o l t a g es p a c ev e c t o rp w m ( s v p w m ) a n ds e l e c t i v eh a r m o n i ce l i m i n a t i o np w m ( s h e p w m ) a p p l i e di n 3 - p h a s ev o l t a g ei n v e r t e ra r ep r e s e n t e dr e s p e c t i v e l y , t h e ns v p w m i sc o m p a r e dw i t hs p w ma n ds h e p w m s v p w mw h i c hw i l lb e a d o p t e di n t h i sp a p e ri se x p a t i a t e di nd e t a i la b o u tt h eo r i g i n sa n d d e f i n i t i o no fv o l t a g es p a c ev e c t o r , a c q u i r e m e n to fb a s i cv o l t a g e s p a c ev e c t o r , s y n t h e s i so fv o l t a g es p a c ev e c t o r , e t c s e c o n d l 5 t h e p r i n c i p i e o fs v p w mo v e r - m o d u l a t i o ni s p r e s e n t e d s e v e r a lo v e r m o d u l a t i o na l g o r i t h m s a r ea n a l y z e da n d c o r r e s p o n d i n gm o d i f i e do p t i m a l o n e sa r ep r o p o s e d o nt h eb a s eo f 3 p h a s ev o l t a g e i n v e r t e rm o d e l w h i c hi sb u i l tw i t hm a t l a b s i m u l i n k s i m u l a t i o no f a l g o r i t h m s f o rl i n em o d ea n do v e r - m o d u l a t i o nm o d ei ns v p w mi s r e a l i z e d o u t p u t f u n d a m e n t a l v o l t a g e s a n dc u r r e n t sh a r m o n i co f e x i s t i n ga l g o r i t h m s a n d a l g o r i t h m sp r o p o s e d i nt h i sp a p e ra r ec o m p a r e d f i n a l l y , ap r e f e r r e da l g o r i t h mm e n t i o n e da b o v e i sr e a l i z e di n t h ec o n t r o ls y s t e mb a s e do nt h ed i g i t a l s i g n a lp r o c e s s o r ( d s p ) i i i 摘要 t m s 3 2 0 f 2 4 3 e x p e r i m e n t a l r e s u l t s p r o v e t h a tt h e p r e f e r r e d a l g o r i t h mp r o p o s e d i s s i m p l e a n dp r a c t i c a l ；m o r e o v e r ，h i g h e r o u t p u tv o l t a g ea n d l o w e rc u r r e n th a r m o n i cc a nb ea c q u i r e d k e y w o r d s ：a c d r i v e ，s v p w m ，s h e p w m ，o v e r - m o d u l a t i o n 。苎至至望查兰堡圭堂堡堡壅 1 1 课题研究背景 第一章绪论 1 1 1 交流传动电力机车的发展和现状 交流传动技术从其诞生之日起就显示出直流传动技术无法比拟的优 越性，但由于早期变频装置昂贵及交流调速性能差，长期以来一直是直 流传动占主导地位。近年来，现代工业生产及社会发展的需要推动了交 流调速的飞速发展，主要表现为： 电力电子器件的蓬勃发展和迅速换代促进了变流技术的迅速发展和 变流装置的现代化；脉宽调制p w m 技术的发展和应用优化了变频装置 的性能；现代控制理论的发展和应用，例如矢量变换控制技术，奠定了 现代交流调速系统高性能化的基础；微型计算机控制技术与大规模集成 电路的迅速发展和广泛应用为现代交流调速理论的成功应用提供了重要 的技术手段和保证。 目前大功率交流调速的性能已达到甚至超过直流传动的水平，装置成 本降低到与直流传动相当或略低的程度，维修费用及能耗大大降低，可 靠性提高。交流传动系统己逐步取代直流传动系统。 在牵引领域中，与直流牵引电机调速系统相比，交流传动机车具有 以下优良性能：采用交流传动技术，粘着利用率高；可以直接进行前进、 后退、牵引、制动的转换，大大减少有接点电路；轴功率高，恒功率速 度范围宽，适合高速、重载铁路运输的需要；由于采用了四象限变流器， 在电力牵引时其功率因数接近于l ，可将谐波干扰降低到最低限度：采用 异步牵引电动机，重量轻、体积小、寿命长，维护费用低，同时机车动 力学性能好。这些优点使得牵引动力传动交流化成为各国牵引传动领域 第章绪论 的追求目标。铁道部在1 9 9 8 年底提出要用l o 年左右的时间完成从直流 传动到交流传动的转变。 电机交流变频调速技术是当今节能、改善工艺流程以提高产品质量和 改善环境、推动技术进步的一种主要手段。变频调速以其优异的调速和 起制动性能，高效率和节能效果，广泛的适用范围及其它许多优点而被 国内外公认为最有发展前途的调速方式之一。因此，对于交流传动电力 机车异步牵引电机这个特定的对象，变频调速是最理想的一种方法， 变频调速是以逆变器向交流电动机供电，并构成开环或闭环系统。变 频调速逆变器是把直流电变换为可调电压、可调频率的变换器，有很多 种类，其中，电压型p w m 方式逆变器发展最快。p w m 逆变器迅速发展 的原因有二：一是变频器所用的半导体开关器件不断发展，二是p w m 控制技术的日臻完善。 日前世界上的交流传动电力机车主电路形式大多就是采用电压型逆 变器的结构，对异步电机的控制是通过对主逆变器的p w m 控制来实现 的。经过多年研究论证，并吸收了国外发展交流调速的经验，我国自q 交 流传动电力机车主电路形式也确定为电压型逆变器结构。就我国目前交 流传动技术发展现状来看，对异步牵引电机的传动控制技术是亟待解决 的主要课题之一。 1 1 2 “双逆变器一电机”交流传动互馈试验台的提出 随着大功率交流传动系统的研究、开发和生产，对交流传动系统的 变流器、交流牵引电机、变流器控制系统以至机车的全车控制均需有功 率相当的测试检验场所，这就是交流传动试验台。在研制开发、生产、 应用部门都需要有试验台来进行上述部件的检测、标定和鉴定。特别是 将来随着应用检修部门的增加，大功率试验台建设势必r 益增多。 因为功率较大。试验平台有必要采取能量的反馈形式；其次交流传 动试验台应该能完成如下试验： ( 1 ) 按照机车牵引特性进行不同级位的牵引运行试验； ( 2 ) 按照机车制动特性簧求进行蒋生制动试验； 2 ! ! 塞至望查兰堡圭兰壁堡塞f ( 3 ) 按照机车恒转矩启动的要求进行机车启动加速试验： ( 4 ) 逆变器容量足够大时，能完成牵引电机的各种特性试验和有关 参数测定； ( 5 ) 电机容量许可时，能完成逆变器装置的考核运行试验。 在满足以上要求的情况下，应该使整个系统尽可能的简单、可靠。 论文【1 】作者在分析了现有交流传动试验平台弊端的基础上，根据几年来 对地铁和轻轨等轨道动车交流传动系统的研究思考，提出了“双逆变器 电机”交流传动互馈试验台( 简称交流传动互馈试验台) ，并在实验室 完成了硬件建设。交流传动互馈试验台的结构如图1 1 所示。 图l 一1 交流传动互馈试验台 f i g u r e1 - 3a c d r i v er e c i p r o c a lp o w e rt e s tr i g 四象限变流器将电网交流电整流成直流电供给逆变器l ，逆变器l 向异步牵引电机1 提供三相交流电，使其运行在牵引工况。异步牵引电 机l 带动同轴的异步牵引电机2 旋转，对逆变器2 进行适当的控制，使 异步牵引电机2 定子频率低于转子旋转的频率，作发电机状态运行。发 出的三相交流电经逆变器2 以整流器的工作方式整流成直流电，回馈到 逆变器1 的直流侧。逆变器2 控制转差频率的变化，以改变电机转矩的 大小，从而达到模拟机车负载变化的目的。 交流传动互馈试验台具有以下优点： ( 1 ) 效率高。与“能量反馈式”系统相比，少用两台电机，所以效 率更高； ( 2 ) 控制环节少，系统容易稳定工作； ( 3 ) 系统设备种类和数量少，主设备只有四象限变流器及两套完全 相同的逆变器和电机； 第章绪论 ( 4 ) 负载模拟系统中没有直流电机，系统试验的高速度只与电机参 数有关； ( 5 ) 可进行机车所有运行区段的特性试验，能真正实现上面提到的 交流牵引传动试验台应完成的试验功能。 由于采用了能量回馈方式，使得整个系统的能量损耗仅仅是两台电 机的内部损耗和变流器的损耗，能量利用率大大提高。由于在直流侧进 行能量交换，系统中四象限交流只需补偿系统的能量损耗，而整个系统 的能量损耗只是被测试电机功率的一小部分，所以系统中四象限变流的 功率等级小于逆变器的功率等级，即可以用小功率等级的供电电源来试 验大功率等级的交流传动机组。但这种方式对整个系统及其控制都提出 了很高的要求，因此，目前的关键在于设计一套合理的控制方案，实现 高性能的控制。 1 1 ，3 电气传动的p 嗍控制技术 所谓p w m 技术是脉宽调制( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n p w m ) 技 术的简称，是指利用全控型电力电子器件的导通和关断把直流电压变成 定形状的电压脉冲序列，实现变压、交频控制著且消除谐波的技术。 概括地说，脉宽调制逆变器力图应用一连串宽度可调的方波脉冲去 合成一个正弦波输出。由于所用的脉冲数有限，这样合成的结果并不是 完美无缺的，在合成的过程中，不可避免地产生某种程度的波形畸变。 为了尽可能地减少这种波形畸变及其所带来的不利影响，人们研究了各 种办法。利用微处理器实现p w m 技术数字化后，p w m 技术不断优化和 翻新，从追求电压波形正弦，到电流波形正弦，再到磁通波形正弦；从 效率最优、转矩脉动最小，再到消除谐波噪声等。多年以来，p w m 控制 技术已经历了一个不断创新和不断完善的发展过程。 习惯上认为，1 9 6 4 年德国的a s c h o n u n g 等人率先提出了脉宽调制 变频的思想。他们把通信系统中的脉宽调制技术推广应用于变频调速中， 产生了正弦脉宽调制( s p w m ) 变频变压的思想，从而为现代交流调速 技术的发展和实用化开辟了新的局面【2 j 。到目前为止，s p w m 在各种应 4 北京交通大学硕士学位论文 用场合中仍占主导地位，并一直是人们研究的热点。从最初采用模拟电 路完成三角波调制和参考正弦波的比较，产生p w m 信号，以控制功率 器件的开关，到目前采用全数字化的方案，完成实时在线的p w m 信号 的输出。英国b r i s t o l 大学的s r ，b o w e s 作了大量工作，提出了规则采样 数字化的方案，对自然采样规律作了简单的近似，为p w m 信号的实时 计算提供了理论依据吲。在此基础上b o w e s 等人又提出了准优化p w m 技术及用于高压高频的准优化p w m 技术，以提高电压利用率阳l ，其实 质是在一个基波上叠加一个幅值为基波1 4 的三次谐波。在这一点上， 准优化p w m 和电压空间矢量( s v p w m ) 具有某种异曲同工之处i “。 s v p w m 是从获得电机圆形磁场的角度出发的，由于其控制简单、数字 化实现方便的特点，目前已有代替s p w m 的趋势。 事实上，优化p w m 早在上世纪6 0 年代初就由a k e m i c k 等人提出， 后被r g h o f t l 7 1 等将此方法推广用于消除低次谐波，即指定谐波消除 p w m 法。这种优化p w m 的概念进一步被推广用于实现电流谐波畸变率 最小、效率最有及转矩脉动最小等。尽管最优p w m 具有计算复杂、实 时控制较难等特点，但由于它有一般p w m 方法所不具备的特殊优点， 如电压利用率高、开关次数少及可实现特定目标等，因此人们一直没有 放弃这方面的研究。随着并行处理器的出现，b o w e s 提出了种结合规 则采样可以实时完成的优化p w m 方案1 射。 a b p l u n k e t t 在1 9 8 0 年提出了电流滞环比较p w m 技术，当功率开 关器件频率足够高时，通过这种方法可以得到非常接近理想正弦的电流 波形。在此基础上发展起来一种简单实用的数字化p w m 方案，即无差 拍控制方案【9 t ，在逆变器及有源滤波器中得到广泛应用。 2 0 世纪8 0 年代中期以来，人们对p w m 逆变器产生的电磁噪声给 予了越来越多的关注。普通p w m 逆变器中的电压电流谐波所产生的转 矩脉动作用在定转予上，使电机绕组振动而发出噪声。为了解决这个问 题，从改变谐波的频谱分布入手，提出了随机p w m 方法i i 。 总之，变频调速系统采用了p w m 技术不仅能够及时、准确地实现 变压变频控制要求，而且更重要的意义是抑制逆变器输出电压或电流中 的谐波分量，从而降低或消除了变频调速时电机的转矩脉动，提高了电 第一章绪论 机的工作效率，扩大了调速系统的调速范围。如果要继续扩大调速范围 进入弱磁阶段，可能会产生p w m 过调制的问题，国外已有很多文献对 此做了研究f 】l - 聊，国内关于p w m 技术的文献也比较多1 1 ”2 1 ，但关于过 调制方面的却很少。 1 2 本课题的提出 大功率i g b t 逆变器，是交流传动互馈试验台的核心装置。其p w m 控制技术特征可简要概括如下【冽： ( 1 ) 大功率1 g b t 元件开关频率比较低。试验台i g b t 逆变器采用 3 3 0 0 w 1 2 0 0 a 的1 g b t 元件，输入直流电压为7 5 0 v 1 5 0 0 v 两个等级。在 这样的应用条件下，考虑到i g b t 元件的开关特性及损耗等因素，我们 选择的开关频率为l k h z 。因此，所采用的p w m 控制策略应在这种较低 的开关频率下达到较好的调制性能，以满足机车牵引特性试验的需要。 ( 2 ) 机车牵引性能对电机转矩脉动有很高要求，尤其是在起动和低速 区更为突出。在加速过程中，应连续平稳，即逆变器输出频率的变化要 平滑，无冲击。 ( 3 ) 充分利用直流电压，以便获得最大输出电磁转矩，充分发挥机 车的最大牵引力。 ( 4 ) 要具有良好的动态响应特性。 ( 5 ) 在大功率牵引传动系统中，效率要高。 两电平电压型逆变器采用传统的s p w m 控制时输出电压只能达到 方波工况的7 8 5 4 。指定谐波消除s h e p w m l 7 1 1 2 4 2 6 】能够以较低的开关频 率最大限度地消除谐波电压，降低了电机的噪声、谐波损耗和脉动转矩， 在原理上具有优越性，但实现起来相当困难。空问电压矢量s v p w m l 2 ” 控制简单、数字化实现方便，与s p w m 相比能够减小转矩脉动，提高直 流电压利用率，因而被普遍采用。但s v p w m 仅能够将输出电压提商到 方波工况时的9 0 6 9 ，为了获得更大的输出电压，逆变器必须工作在过 调制区，直至达到方波工况。但在进入过调制区后，输出电压将出现严 重畸变，影响电机输出转矩，因此需要特殊的控制方法，保证在提高调 6 e 京交通大学硕士学位论文 制系数的同时，使电机在整个运行过程中有较好的控制特性，实现控制 规律的线性化和转矩脉动的减少。 为此，本文对相关p w m 技术做r 深入研究。 1 3 本论文所做的主要工作 ( 1 ) 对s v p w m 和s h e p w m 做了详细研究，计算出s h e p w m 中 所必需的开关角，并将s v p w m 、s p w m 、s h e p w m 三者做了联系和比 较。 ( 2 ) 对s v p w m 的过调制原理做了详细研究，分析了几种不同的 过调制算法，并提出了相应的改进算法。 ( 3 ) 利用m a t l a b s i m u l i n k 构建了三相电压型逆变器控制系统的仿 真模型，在此基础上实现了对s v p w m 线性调制、过调制算法的仿真a 从输出基波电压和谐波电流两个方面对不同的过调制算法作了比较研 究，并选定了一种最优的方案。 ( 4 ) 在以数字信号处理器t m s 3 2 0 f 2 4 3 为核心的控制系统中实现 了优选的过调制控制算法。 第二章电压型逆变器p w m 控制方法比较研究 第二章电压型逆变器p w m 控制方法比较研究 在交流调速系统中，可以通过改变电机的供电频率来实现控制电机 转速的目的。但变频的同时也必须协调地改变电机的供电电压，即实现 同时的变压变频( v 、，v f ) 。否则电机将出现磁饱和或欠励磁，对电机一般 是不利的。通过p w m 控制方式对异步电机调速系统的主电路进行控制， 是进行能量控制并实现v v v f 控制思想的有效手段。p w m 技术与数字 控制技术的结合还将是异步电机其它高性能调速控制方法的基础。因此 在本章详细介绍p w m 控制技术之前将对变频调速控制系统做一简单介 绍。 2 1 变频调速控制系统 2 1 1 变压变频控制原理 根据电机学原理，异步电机的同步转速是由电源频率和电机极对数决 定的，在改变供电频率时，电机的同步转速也相应地改变。当电动机在 负载条件下运行时，电机转速低于 同步转速，转差的大小与电机的负 载有关。 异步电机韵t 型等效电路如图 2 - 1 所示。电机定予每相感应电动 势的有效值为 e ，= 4 4 4 丘。七胁由m ( 2 - 1 ) 式中，e 。为气隙磁通在定子每相感 | s 图2 - 1 异步电动机t 型等效电路 f i g u r e2 - 1t - t y p ee q u i v a l e n t c i r c u i to f a s y n c h r o n o u sm o t o r 应电动势有效值( v ) ：丘为定子频率( h z ) ；n ，为定子每楣绕组串联匝数； k n s 为基波绕组系数；中。为每级气隙磁通( 、b ) a f! ! 翌苎塑盔兰堡主兰堡堡苎 异步电机端电压与感应电动势的关系式为： u ，= e s + r ，； ( 2 2 ) 在电机控制过程中，使每级磁通垂。保持额定值不变是关键的一个环 节。在异步电动机中，磁通中。是定子和转子磁动势合成产生的，因此由 式( 2 1 ) 可知，只要同时协调控制和丘，就可以达到控制并使之恒定的 目的。对此，需要考虑额定频率以下和额定频率以上两种情况。 ( 1 ) 额定频率以下的调速 在电机额定运行情况下，电机感应电动势较高，电机定子电阻和漏 电抗上的压降所占比例较小，e h 式( 2 2 ) 知，电机端电压和电机的感应电 动势近似相等。当电机的频率变化时，若继续保持电机端电压不变，那 么电机的磁通就会出现饱和或欠励磁的情况。例如，当电机的定子频率 降低时，若继续保持电机的端电压不变，即保持电机的感应电动势，不 变，那么由( 2 1 ) i j - 知，电机的磁通将增大。由于在设计时，电机在额定 情况下的磁通常处于接近饱和值，磁通的进一步增大将导致出现饱和， 磁通出现饱和后将会造成电机中的励磁电流过大，增加电机的铜耗和铁 耗，使电机温升过高，严重时会烧毁电 机。而在另一种情况下，当电机出现欠 励磁时，不能充分利用铁心，将会影响 电机的输出转矩，使电机带载能力下 降。因此，在改变电机频率时，应对电 机的感应电动势进行控制，以保持为 e ，丘恒定值，即可以保持磁通中。不 变。 f 。f 。 图l - 2 端电压与频率的关系 f i g u r c2 - 2r e l a t i o n s h i p o f v o l t a g e 然而，绕组中的感应电动势是难以 a n df r e q u e n c y 直接控制的，当定子频率较高时，感应电动势的值也较大，因此可以忽 略定子阻抗压降，认为定子相电压u ，一e ，则磁通可以用式( 2 3 ) 表示， 并保持为恒定值。 卟k 警。c o n s t ( 2 - 3 ) 垂m = 芋= ( 9 第二章电压型逆变器p w n i 控制方法比较研究 这是恒压频比( v ，f ) 控制方式。而低频时，u ，和e ，都较小，定予阻 抗( 主要是定子电阻上的压降) 所占比重增大，电机端电压和电机的感 应电动势近似相等的条件已不能满足。如果仍然按v f 一定来控制，就 不能保持电机磁通恒定。电机磁通的减小势必造成电机电磁转矩的减小。 如果对定子电阻压降进行补偿，在低频时可适当提高逆变器的输出电压， 使e 。凡。c o n s t ，如图2 h 2 所示。这样电机磁通大体上可以保持恒定。 ( 2 ) 额定频率以上调速 在额定频率以上调速时，频率可以从氕往上提高，但是端电压不能 继续上升，只能维持在额定值，这将迫使磁通与频率成反比地下降，相 当于直流电机的弱磁升速 的情况。在整个电机调速 范围内，异步电机的控制 特性如图2 3 所示。如果 电机在不同转速下都具有 额定电流，则电机都能在 温升允许的条件下长期运 行。这时电机转矩基本上 随磁通变化，因此，在额 定转速一下为恒转矩调速， 2 1 2w v f 控制系统构成 困2 - 3 异步电机变频调速控制特性 f i g u r e 2 3c h a r a c t e r s t i c c u r v eo fv v v f 在额定转速以上为恒功率调速。 图2 4 所示为本实验室的w v f 控制系统。该系统中根据不同的电 机控制算法，采用转子转速闭环和定子电流闭环，产生给定信号，最终 输入p w m 生成单元的信号为直流电压u d c 和指令电压“。( 包括其幅值【，。 和频率丘) 。 1 0 ! ! 室奎望查兰堡主兰焦堡兰r 直流电压 图2 - 4v v v f 控制框图 f i g u r e 2 - 4 s c h e m a t i co fv v v f c o n t r o l 逆变器为三相两电平电压型逆变器，其主电路的拓扑结构为图2 - 5 所示的，开关管为i g b t 。 图2 - 5 逆变嚣主电路拓扑 f i g u r e 2 5m a i n c i r c u i tt o p o l o g yo fl n v e r t e r 2 2p w m 逆变器控制技术 2 ，2 ，1p w m 控制技术分类“” 随着电压型逆变器在高性能电力电子装置( 如交流传动、不间断电 第二章屯压型逆变器p w m 控制方法比较研究 源和有源滤波器) 中的应用越来越广泛，p w m 控制技术作为这些系统的 公用及核心技术，引起人们的高度重视，并得到越来越深入的研究。目 前已提出并得到实际应用的p w m 方案就不下十种，关于p w m 控制技 术的文章在很多著名的电力电子国际会议( 如p e s c 、m c o n 、e p e 年会) 上已形成专题。 从控制量来看，p w m 控制大体上可分为两种基本概念：电流控制的 p w m 和电压控制的p w m 。一般来说，前者多用于中小功率范围的传动 系统，而后者除了对于中小功率的传动系统是一种富有吸引力的选择方 案之外，更适合大功率传动系统，特别适合于开关频率低的系统。 从调制目的来看，p w m 控制技术可分为三类：正弦p w m 、优化p w m 及随机p w m 。正弦p w m 包括以电压、电流或磁通的正弦为目标的各种 p w m 方案，优化p w m 以逆变器或传动系统中某一项性能指标的优化为 目标，随机p w m 则从改变噪声的频谱分布入手以达到抑制噪声和机械 共振的目的。 从实现方法上来看，p w m 控制大致有模拟式和数字式两种，数字式 中又包括硬件、软件或查表等几种实现方式。从控制特性来看，主要分 为开环式和闭环式( b a n g b a n g 控制) 。还有其它的分类方法，本文不再 赘述。 2 2 ，2p w 控制的性能指标o ” 在交流传动中，电机的漏电感和机械系统的惯性对于开关电压波形 中的谐波分量具有低通滤波作用。以p w m 控制方式运彳亍引起的问题主 要是电流畸变、变换器中的开关损耗、负载中的谐波损耗以及电机转矩 的脉动。这些影响可以用性能指标来描述，并为不同的p w m 控制方式 的选择和设计提供依据。 ( 1 ) 电流谐波 谐波电流主要影响电机的铜耗，它是构成电机损耗的主要部分。谐 波电流有效值为 北京交通大学硕士学位论文 ”瓜而 ( 2 4 ) 式中， i l ( t ) 为基波电流分量；“不仅与变换器的p w m 控制方式有关， 而且还与电机内部的阻抗特性有关。因此，可以定义电流谐波畸变率t h d 作为评定品质的指标，以消除这些影响。 格辱等压雾= 击痧沼s ， 式中，】和u 1 分别为基波电流和电压的有效值；，i 为傅立叶级数展开的 谐波分量阶次；u 。为傅立叶级数展开式的电压分量有效值；c 0 1 为基波角 频率：f 。为电机的总漏电感。负载电路的铜耗与谐波电流的二次方成正 比，即皖。“t h d 2 。 ( 2 ) 谐波频谱 各频率分量在非正弦电流中所占的份额可用谐波电流频谱来表达， 它比总畸变因数t h d 提供更详细的说明。在同步p w m 中，可以得到离 散电流频谱m ( n r o 。其中，”为谐波分量阶次；载波频率厶= 厂1 是基频 ，l 的整数倍；j v 是载波比，即 n = j _ l c( 2 6 ) ，l 载波比n 值应受到下列条件限制： s 业( 2 - 7 ) 厂1 n m 式中，九。为功率器件的允许开关频率；，1 。；为最高基波频率。 ( 3 ) 最大调制度 调制度，即标么化的基波电压，定义为： m ：二尘l 一 ( 2 - 8 ) u l ，“一j t 口 第二章电压型逆变器p w m 控制方法比较研究 其中，u l 是被调制的开关序列波的基波电压幅值；u 。一，。= 三是 玎 六阶梯模式下运行时的基波电压幅值。式中，0 s n s l 。因此，根据定义， 草位调制度只有在六阶梯模式下才能达到。 调制度的最大值可以有2 5 幅度的差别，这取决于p w m 方法。由 于p w m 逆交器的最大功率与交流侧的最大电压成正比，因此最大调制 度代表着设备的利用系数。直流电压利用率定义为交流侧线电压基波幅 值与直流电压的比值，即1 _ 1 0 3 m 。 ( 4 ) 谐波转矩 经过p w m 控制的逆变器将电压脉冲序列作用于交流电机中，所产 生的脉动转矩标么值可用下式表示： a t ：& a x - - l v ( 2 9 ) b 式中，k 。为最大气隙转矩；疋，为平均气隙转矩：珞为电机额定转矩。 虽然谐波转矩是由谐波电流产生的，但两者之间并没有精确的关系。 ( 5 ) 开关频率和开关损耗 功率半导体的损耗可细分为两大部分：开通损耗e o 。= 9 1 。，屯) 和 动态损耗= 足9 2 ( u d ，t ) ，其中，g l 和9 2 是表示特性的函数。 开关频率的增加可以使逆变器交流侧电流的谐波畸变减少，提高系 统的性能。可是，开关频率不能随意增加，其理由是： 半导体器件的开关损耗与开关频率成正比； 大功率定额的半导体开关一般产生较大的开关损耗，因此开关频 率必须相应减少。 对开关频率大于9 k h z 的功率变换器设备的电磁兼容性( e m c ) 有更加严格的规定。 2 3 空间电压矢量s v p w m 乜7 1 1 4 空间矢量脉宽调制( s p a c e v e c t o rp w m ) 是日本学者y o s h i t a k a 等人 北京交通大学硕士学位论文 在8 0 年代初提出的一种p w m 调制策略。电压空间矢量的概念源于三相 电机，当三相对称正弦电压加到电机三相定子绕组，就会产生以恒定幅 值、恒定转速旋转的定子圆形磁链。s v p w m 以三相对称正弦波电压供 电时三相对称电机定予的理想磁链圆为基准，通过选择逆变器的不同开 关模式，使电机的实际磁链尽可能逼近理想磁链园，从而生成p w m 波。 2 31 空间电压矢量的概念 殴交流电机由理想对称电压三相正弦相电压供电 器，m ；兀) c o s ( t o s r 十专”) 式中u ，为相电压的幅值，c o s 。2 习为相 电压的角频率。图2 6 为三相电压的向 量图，在该平面上形成一个复平面，复 平面的实轴与a 相电压向量重合，虚轴 超前实轴9 0 。，分别标识为a ，8 。在这 个复平面上，根据瞬时峰值不变的p a r k 变换，定义三相相电压h 。、“曲、“。合 成的电压空间矢量u 。为： ( 2 一1 0 ) 圈2 6 电压空间矢量 f i g u r e2 - 6v o l t a g es p a c e v e c t o r 一 i 一玎一f 一 疗s = 鲁0 j d + “5 b e 。34 - h s c e 。3 ) ( 2 一1 1 ) 将式( 2 1 0 ) 中各式代入式( 2 一1 1 ) 得， 巧，u m e 7 q ( 2 1 2 ) 川= u 。 ( 2 1 3 ) 由此可知，三相对称正弦相电压可以产生幅值恒定( 相电压的峰值u 。) 第二章电压型逆变器p w m 控制方法比较研究 以恒定转运( 电压角速度) 旋转的电压空阳】矢量 在两相静止a b 坐标系下，式( 2 - - 1 1 ) 变为 略吾。一扣j + 碑妒5 3 - 喇叱。廿“2 - 1 4 ) 由此得到电压空间矢量的a 、1 3 分量为 a 弘扩扛) t 詈粤”警“。) c z s ， 式( 2 1 5 ) 用矩阵的形式表示为 时j 1一三一1 22 o 巫一巫 22吲s b = t a b c a b 吲 在实际应用中，不是通过式( 2 1 2 ) 计算电压空i 司矢量，而是通过式( 2 1 6 ) 计算出电压空间矢量的a 、b 分量，再进行后续的运算。 与电压空间矢量相似，定义磁链空间矢量为 妒，= ( + 虬6 e 1 3 + p 。3 ) ( 2 一1 7 ) 7一丌一f j r 吃为定子磁链空间矢量，玑。，以6 ，p ，。分别为电机三相磁链矢量的模值。 若忽略电机定子电阻的影响，则定子磁链吐可由空间电压矢量对时 间积分而得到，即 欢- 户肛后彬7 7 ( 。_ 1 8 ) 二a一卜一n - 喜( r 。+ 妒，萨。，”+ 妒，。e 3 “) 式中 1 6 s i l lo j s t s i n ( 驴扣 s i n ( ( d s t + 2 ) * 妒- ls i n ( q r s i n ( w s t + = 2 ) j 监q _ ! 些塞窭望奎兰堡圭兰堡堡苎 其中，罗。为电机磁链的幅值，即为理想磁链圆的半径。 。一监 m s ( 2 1 9 ) 当供电电源保持压频比不变时，磁链圆半径p 二是固定的。在s v p w m 控 制技术中，便是取以y 。为半径的磁链圆为基准圆。 2 3 2 基本电压空间矢量 基本电压空间矢量是指某一开关状态组合下，电路输入或输出的电 压空间矢量，因此基本电压空间矢量是针对具体电路而言的，对于不同 的电路结构，基本电压空间矢量有所不同。本论文讨论的是三相两电平 电压型逆变器。 在对两电平电压型逆变器进行空间矢量脉宽调制时，所调制的矢量 是逆变嚣桥臂中点对电网中点电压的合成电压空间矢量。为了描述方便， 将图2 5 主电路画成如图2 7 所示的简化形式，逆变器输出电压矢量就 是a 、b 、c 三点对d 的电压u 。、u ，合成的电压空间矢量，图中 z 爿= z 丑= z c ，为电机定子等效阻抗，u 如为直流电压。 图2 7 简化的逆变器一电机示意图 f i g u r e 2 - 7 s i m p l i f i e dm a i n c i r c u i to fi n v e r t e ra n dm o t o r 第二章电压型逆变嚣p w l v l 控耐方法比较研究 为使逆变器正常工作，必须保证上下桥臂的导通信号没有重叠部分。 在这一前提下，一般采用同一桥臂的上下两个开关由互补的两个脉冲信 号控制的方法，这样能够得到最大的输出电压。用开关函数s 、s 、 分剐标记三个桥臂的状态，由于逆变器桥臂上下管互补导通，因此开关 函数定义为 墨t 话纂薯圭薯羹霉： 薯季鉴( 2 - - 2 0 ) 1 l o 桥臂上管关断，f 管导通 其中七；a ，b ，c 。这样，电路有8 种开关状态，即s 。s 。s 。= 0 0 0 1 1 1 。接 通上桥臂时逆变器输出电压为+ u 。2 ，接通下桥臂时逆变器输出为 - u 咖2 。对应不同的开关状态，有不同的“。、“6 、“。，从而得到8 个 基本电压空问矢量。 可以用等效电路来计算基本电压空间矢量，例如对于开关状态 s 。s 6 s 。= 0 0 1 ，有 “口置一言【，出“6 露- 三1 u 如“c = 专u 出( 2 - - 2 1 ) 根据定义可知对应的基本电压空间矢量为 ，f 岛 u 0 0 1 = 妄u 出e o ( 2 - - 2 2 ) 以下为了计算方便，将所有矢量幅值都已u d c 为基准做归一化，由此得到 8 个基本电压空间矢量见表2 一i 。 8 个基本电压空间矢量构成的电压空间矢量图如图2 - - 8 所示。其中 有6 个矢量具有相同的幅值2 3 ，称为非零矢量，按照其相角依次定义 为：巧o 、巧6 0 、疗1 2 0 、巧l 、疗2 4 0 、疗3 0 0 。s 。s s 。t o o o 和s 。s 6 s ，= 1 1 1 时 的基本电压空间矢量幅值为零，称为零矢量。括号中的坐标表示该基本 电压空间矢量相对于直流电压的标么值在a b 坐标系中的坐标，以下各 表达式中的矢量均为相对于直流电压的标么值。6 个非零基本电压空间矢 量将平面分成6 个扇形区域，称为扇区，用l 6 和( 1 ) ( 6 ) 表示，不同 表示的区别将在后面阐述。矢量顶点连线构成一个正六边形。扇区外面 1 8 苎蔓茎塑奎兰堡主兰堡堡苎 有一个箭头，箭头所指矢量为该扇区的辅矢量，箭尾所指矢量为该扇区 的主矢量。 表2 1 基本电压空问矢量 t a b ，2 - 1b a s i cv o l t a g es p a c ev e c t o r s 电子电压空 开关状态逆变器输出电压 闯矢量矢量表达式 s 。s 。s b “du bu c 一 【，0 0 0 0 0 0oo0o 2 u 1 0 0 1 0 01 21 21 2 3 一 u 1 1 0 三。垮 1 1 0l 21 21 2 3 。 u 0 1 0 三。等 0 1 0一i 21 2一l 2 3 一 三。肛 u 0 1 l 0 1 11 ，21 21 2 3 一 u 0 0 1 三。，等 0 0 11 21 21 2 3 一 u 1 0 1 兰。毒1 0 11 21 21 2 3 一 【，1 1 l l l l 1 2 1 21 2o 1 9 第二章电压型逆变器p w m 控制方法比较研究 图2 8 电压空阀矢量图 f i g u r e2 - 8d i a g r a mo f v o l l a g es p a c ev e c t o r 2 3 3 磁链空闻矢量彩成的原理 设逆变器输出的三相电压为。、u 。，由图2 7 可求出加到电机 定子上的相电压为 f h s a5 u a 一“n “：。一“b h n ( 2 - - 2 3 ) 【w 4 h 。一“。 式中，“。为电机定子绕组星按时中点n 相对于逆变器直流侧0 点的电位。 电机定子电压空间矢量口。为 d ，昙。s i + 8 2 + 吣一r 2 ) ，饥。孛也。寺) ( 1 + 。孛+ 。一宁2 ) 22 l + e j 3 4 + 一r ：0 因此，逆变器输出电压空间矢量为 2 0 北京变通大学硕士学位论文 d ，；昙m 。饥。宁+ “c e 一7 i 。) ( 2 2 5 ) 由式2 2 5 可知，在p w m 逆变器一电机系统中，对电机定子电压空间 矢量的分析，可以转化为对逆变器输出电压空问矢量的分析。 当逆变器输出某一电压空间矢量d ，时，电机的磁链空间矢量可表示 为 取a 峨o + 巧，f ( 2 2 6 ) 晕。o 为初始磁链空间矢量；f 为疗，的作用时间。 当0 。为某一非零电压矢量时，磁链空间矢量诹从初始位置出发，沿 对应的电压空间矢量方向，以少。为半径进行旋转运动；当时，为零电压 矢量时，瓤= 吒，磁链空间矢量的运动受到抑制。因此，合理地选择六 个非零矢量的施加次序和作用时间，可使磁链空问矢量顺时针或逆时针 旋转形成一定形状的磁链轨迹。同时，在两个非零矢量之间按照一定原 则插入一个或多个零矢量并合理选择零矢量的作用时间，就能调节圣。的 运动速度。 2 3 4 电压空间矢量的合成 为了使逆变器输出的电压矢量接近圆形，并最终获得圆形的旋转磁 通，必须利用逆变器的输出电压的时间组合，形成多边形电压矢量轨迹， 使之更加接近圆形。这正是s v p w m 原理的基本出发点。因此，要有效 地控制磁通轨迹，必须解决以f 问题： ( 1 ) 如何选择基本电压矢量 利用基本矢量进行的时间组合实际上有任意种可能，因为采用哪几 个基本矢量和每个各用几次都是不定的。这些组合形式决定了逆变器的 开关频率和开关损耗等。对于任意参考电压矢量巧，最常见最简单的方 式为选择扇区中两个邻近的非零基本空间矢量来合成，这样，逆变器的 开关次数较少。 ( 2 ) 电压矢量如何合成 第二章电压型逆变器p w m 控制方法比较研究 根据伏秒平衡的原则，由参考电压积分产生的磁链增量应该与由各 个基本矢量作用的累加效果相等，可得表达式 丘盯疗，( t ) d t 一丘疗，出+ 丘疗州。出 ( 2 2 7 ) 这里乃，乃分别为相邻基本空间矢量d ，和d ，+ 。( 或疗，一6 0 ) 的持续时间， 丁为任意小的一段时间。假设在时间r 内，疗的变化很小，则式( 2 - - 2 7 ) 变成 u ，( h a r ) = 0 i ( z 1 u ；+ t 2 r s 。6 0 ) ( 2 - - 2 8 ) 这里五+ t 2 a t ，r 要远小于u ，的变化周期。实际中，r 为开关周期 砖，因此要求开关周期远小于【，的变化周期。因为一般情况下乃、乃之 和小于或等于t s ，所以在一个周期中还需要插入零矢量疗。或痧。，式 ( 2 2 8 ) 变为如下式( 2 2 9 ) 黾u r = 7 i ，j + 疋u z 6 0 + t o ( u o o o o r u m ) ( 2 - - 2 9 ) 这里五+ 死+ t o = t s 。合成过程用 矢量图表示如图2 - - 9 所示。 图中， 舀l 2 互7 - s 舀， 舀2 ，孕疗胜砷 ( 2 3 0 ) 瓦” p 为合成矢量与主矢量的夹角。 口【o ，叫6 j u l 图2 9 电压空间矢量的合成 f i g u r e2 - 9s y n t h e s