（电力系统及其自动化专业论文）异步电机无速度传感器矢量控制研究.pdf

a b s t r a c t a b s t r a c t ：w i t ht h ed e v e l o p m e n ti ne l e c t r o n i cc o m p o n e n t sa n dm i c r o p r o c e s s o r s ，t h e v e c t o rc o n t r o lw h i c hi sa d v a n c e d ，e f f e c t i v ea n de n e r g y - s a v i n gc o u l db ea c h i e v e d t h e i n t e n t i o no ft h i sp a p e ri sad e e pa n dc o m p r e h e n s i v er e s e a r c ha b o u tr o t o rs p e e d e s t i m a t i o nw i t h o u ts p e e ds e n s o r , w h i c hi sb a s e do nt h et h e o r yo fm o t o rs t e a d ye q u a t i o n f i r s t l y , s o m ep o p u l a rm e t h o d so fs p e e de s t i m a t i o n a r ei n t r o d u c e da n dt h e i r a d v a n t a g e sa n dd i s a d v a n t a g e sa r ea n a l y z e ds e p a r a t e l y a n dt h eo p e n l o o po b s e r v a t i o n w h i c hi sc a r r i e do u ti nt h i sp a p e ri sv o l t a g em o d e lw i t hm o d e lr e f e r e n c ee q u a l i z a t i o n s e c o n d l y , b a s e do nt h ev o l t a g em o d e la n de q u a l i z a t i o n ，w e c o u l de s t i m a t et h e a c c u r a t es p e e do ft h em o t o rw h e ni ti si nl o ws p e e d a n dt h i sp a p e ra l s od i s c o u r s e su p o n r e l e v a n tm e t h o da b o u te l i m i n a t i n gz e r oo f f - s e t t h eh a r d w a r eo fc o n t r o ls y s t e mi s m a i n l yc o m p o s e do ft m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 aa n dt m s 3 2 0 v c 3 3 t h e ya r eu t i l i z e d f o r c o n t r o la n dc o u n tr e s p e c t i v e l y a n dt h e n ，m e t h o d so fs i m u l a t eb a s e do nm a t l a bf o rs p e e ds e n s o r l e s sv e c t o r c o n t r o l l e di n d u c t i o nm o t o rd r i v e sa r ed i s c u s s e dt h o r o u g h l y t h er e s u l to fs i m u l a t i o n p r o v e st h et h e o r yw h i c hi sp u tf o r w a r di nt h i sp a p e r f i n a l l y , t h em e t h o do fs p e e de s t i m a t i o n i sr e a l i z e di nt h ei n d u c t i o nm o t o r e x p e r i m e n ts y s t e mb a s e do nt h ed u a l - d s pc o n t r o l l e r t h ee x p e r i m e n tr e s u l t ss h o wt h a t m e t h o do fs p e e de s t i m a t i o ni sa p p l i e d k e y w o r d s ：i n d u c t i o nm o t o r ；s e n s o r l e s sm o t o rc o n t r o l ；f l u xo b s e r v a t i o n ；d u a l d s p c l a s s n o ：t m 3 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国 家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名： 导师签名： 签字日期：年月 e t 签字i t 期：年月 日 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书 而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：签字日期：年月 日 8 1 致谢 从2 0 0 6 年进入北京交通大学电气工程学院电力电子所学习，到现在近2 年的 时间了，期间一直得到导师游小杰教授在工作、学业上的悉心指导和在生活上的 关心，在此表示衷心的感谢。导师严谨的治学态度、勤奋的研究精神和平易近人 的为人是我学习和生活的楷模，并将使我终身受益。 衷心感谢郑琼林老师的热情帮助，使我在学业研究的过程中受益匪浅。 衷心感谢赵坤博士在实验系统平台构建过程中的的大力帮助。 衷心感谢郝瑞祥、林飞、张立伟老师对本文工作的帮助和指导。 衷心感谢孙湖、郝志强、徐春梅老师对我工作和生活各个方面的帮助。 感谢刘辉、韦克康、俞荣凯等同学的帮助，感谢已毕业研究生靳小亮、刘飞、 邵文博等同学的帮助。 最后，衷心感谢我的父母，在他们的支持下，使我无后顾之忧，可以专心完 成学业研究。感谢他们在精神上对我的理解和鼓励。 许傲然 2 0 0 8 年5 月于北京交通大学 第一章绪论 第一章绪论 1 1 课题研究的背景及意义 交流异步电机具有结构简单坚固、造价低廉、工作可靠、调速范围大、维护 方便等突出优点。随着微处理器和现代电力电子技术的发展，使越来越多先进的 异步电机控制理论得以实现【l 】。 1 9 7 1 年，德国西门子公司的f b l a s c h k e 等提出的“异步电机磁场定向的控制原 理”和美国p c c u s t m a n 及a c l a r k 申请的专利“异步电机定子电压的坐标变换控 制”，是人们首次提出矢量控制的概念，以后在实践中经过不断改进，形成了现在 普遍采用的矢量控制系统。矢量控制是基于电机在同步坐标系下的动态数学模型， 分别控制电机定子的转矩电流和励磁电流分量，从而获得与直流电动机相类似的 控制性能。 在高性能的异步电机矢量控制系统中，转速信息的获取是必不可少的。电机 速度信息的辨识方法，分为直接法和间接法。直接法就是通过电子式或机电式速 度传感器，如霍尔效应器件( h a l l ) 、光学编码器、旋转变压器等，以及处理电路、 处理软件等来获取电机速度信息，通常分为m 法和t 法来测速。间接法就是通过 测量电机的定子电流、定子电压等信号，根据电机的模型间接估计辨识电机的转 速信息。然而由于速度传感器的安装给系统带来了以下一些缺陷【2 】： 1 ) 系统成本增加：除了速度传感器本体外，还需配套电气连接线，速度处理电路 等，所有这些增加了电机驱动系统的成本，同时降低了可靠性。 2 ) 编码器安装在电机轴上，存在同轴度问题，安装不当将影响转速测量精度； 3 ) 破坏了异步电机简单坚固的特点，降低了系统的机械鲁棒性。电机轴上的体积 增大，同时给系统维护带来了不便； 4 ) 增加了系统的转动惯量； 5 ) 编码器工作精度受环境条件影响，有的对环境条件很敏感，如电磁干扰、振动、 潮湿和温度变化都会使性能下降，使得整个传动系统的可靠性难以得到保证； 6 ) 电机转速运行范围宽，传感器有的分辨率低或运行特性不好，同一个速度传感 器很难同时很好地既测量极低速度范围又测量极高速度范围。 由于速度传感器的安装存在以上缺点，所以对无速度传感器转速估算方法的 研究成为高性能交流调速的主要发展方向。使用无速度传感器控制方案，无需速 度检测硬件，避免了速度传感器带来的种种麻烦，提高了系统可靠性，降低了系 北京交通大学硕士学位论文 统成本：另一方面，使得系统的体积小、重量轻，而且减少了电机与控制器的连 线，使得采用无速度传感器的交流电机的调速系统在工程中的应用更加广泛。 目前，以世界的能源环境和我国自身的情况，为了更好的节约能源，针对大 容量电机的控制方法最优化也是研究的热点问题。在无速度传感器控制领域，世 界上德国和日本处于领先地位，我国在这方面还处于起步阶段，没有产品化，高 性能电机控制主要依赖进口控制器。所以在电机控制方面需要我们作更深入，系 统的研究。 1 2 电机控制方法的发展 随着电机控制理论、电力电子技术的发展，感应电机由最开始的工频电源驱 动转向变频器控制，并逐步在高性能应用场合开始取代直流调速系统。感应电机 的变频控制早期采用的是开环控制方式【3 】：额定频率以下采用变压变频控制，电压 和频率近似成正比变化以保持磁通恒定，额定频率以上采用恒压变频的弱磁控制。 开环控制方式的动态和静态性能都较差，但是由于实现简单，现在仍广泛应用于 风机和泵类等对控制性能要求不高的场合。 随后发展起来的转速闭环滑差频率控制【4 】结构较简单，而且性能可满足许多工 业应用，但是需要转速传感器，而且由于采取基于电机稳态模型的控制方法，动 态控制性能尚无法与直流电机调速系统相比。 随着矢量控n t 5 - 8 1 方法的提出，通过引入坐标变换，实现了感应电机磁通与转 矩的解耦控制，使感应电机的动态性能可以与直流电机媲美，在目前感应电机调 速领域应用较广。磁场定向矢量控制对电机的参数准确性要求较高，电机参数辨 识和自适应控制仍是目前重要的研究方向。 在上个世纪8 0 年代又出现了感应电机直接转矩控制( d t c ) 【9 1 。d t c 控制思 想新颖，算法简化，控制系统的动态响应快。d t c 也实现了产品化，如a b b 推出 的a c s 8 0 0 系列直接转矩控制的通用变频器。 目前的广泛应用的感应电机高性能控制方法主要是磁场定向矢量控制和直接 转矩控制。 在感应电机速度闭环控制中需要电机转速信息，一些矢量控制策略中也需要 知道电机转速。由上一节所阐述的采用速度传感器带来的很多不便，所以提出了 以电机的稳态方程为基础，理论上通过感应电机的电压和电流可以实时计算出电 机的转速的理论，从而可以不需要速度传感器实现磁场定向控制和速度闭环控制， 即无速度传感器控制。具体的各种无速度传感器控制方法及优缺点在下一节介绍。 随着感应电机无速度传感器控制理论的研究和电机控制相关的电力电子器件 2 第一章绪论 发展，为感应电机高性能无速度传感器矢量控制的实现提供了很好的硬件和软件 基础。 1 3 目前无速度传感器矢量控制策略及优缺点 近年来，出现了很多电机速度估算的方法，将当前该研究领域的主要控制策略 从电机模型的理想化程度分为：基于电机理想模型的方案和基于电机非理想特性 的方案。除了本文提出的分类，还可以从很多角度对感应电机无速度传感器控制 进行分类，每一类中的方法或不同类的方法在应用中还可以组合。 本文按照上面的分类方法将分析介绍以下几种速度估算方法： 基于理想模型 ( 1 ) 开环及带补偿的磁链估计 ( 2 )模型参考自适应法( m r a s ) ( 3 ) 闭环观测器的方法 基于非理想特性 ( 4 ) 旋转高频注入转子凸极检测法 ( 5 )漏感脉动检测方法 ( 6 ) d q 阻抗差异定向法 1 3 1 开环带补偿的磁链估计 基于电压模型的开环磁链观测和速度估计方法的特点是利用检测到的电机定 子电压、电流，通过数学模型( 如电压方程、磁链方程、运动方程等) 直接推导的数 学关系进行转差频率及转速的估计。一般电机转子角速度计算表达式是由同步角 速度与转差角速度相减得到。同步角频率一般通过转子磁链的观测计算得到，因 此，这种方法基本上速度估计和电机的磁链模型紧密联系在一起。这种直接从电 机动态方程出发推导得到的转速公式直观性强，算法较为简单，容易实现。 电机控制性能主要由电机磁链观测的精度决定。在高性能无速度传感器控制 中，磁链观测是必需的，它是转矩和转速控制的基础。在转子磁场定向控制中需 要转子磁场的角度，有了转子磁场的角度，就可以定向解耦控制和开环计算电机 转速。交流异步电机无速度传感器控制中最简单的转子磁链观测方案就是电压模 型。电压模型采用定子坐标下定子电压和定子电流来计算转子磁链。即： 3 北京交通大学硕士学位论文 咖缸舭叫；p 川群 转子磁链的电压模型可以表示为如下的框图。 图1 - 1 转子磁链的电压模型 f i g 1 1 f l u xo b s e r v a t i o no fv o l t a g em o d e l 用于磁链观测的定子磁链计算公式是一个纯积分公式，不论是模拟实现还是 数字实现都存在直流偏置和初值问题。由于传感器和测量运算误差等因素，电机 定子反电动势的测量值中不可避免的存在直流分量，由纯积分的波特图可知，即 使是非常小的直流偏置输入通过积分作用也可以产生一个很大的输出，很容易使 积分器饱和。纯积分的初值问题是指：当一个正弦信号施加到积分器上，理论上 应该输出一个余弦波，但这只在输入的正弦波起始于正或负的峰值时刻才成立， 否则，在积分器的输出上会含有一个积分初始值确定的常直流分量，显然，在交 流异步电机正常运行时，是不可能存在这样的直流磁链常数的。另外，如果输入 的反电动势信号在暂态过程中有一个快速的变化，同样会使积分器产生直流偏置。 因此，必须对纯积分算法进行改进来消除积分漂移。 为了解决纯积分实现中的问题，一个常用的简单方法就是用一阶低通滤波器 来代替纯积分。低通滤波器的方法就是将积分输出的结果通过一个高通滤波器来 滤除积分结果中的直流分量。低通滤波器截止频率的设置对积分计算的效果紧密 相关。由低通滤波器的波特图特性可知，对于小于截止频率的信号，积分器和低 通滤波器的频率响应特性相差很大，使磁链的幅值和相位都发生了很大的变化， 对电机低速范围时的正常运行影响很严重。如果将低通滤波器的截止频率设置低 一些，但却导致对输入信号中的直流分量的敏感性变严重。因此，使用一阶低通 滤波器代替纯积分的磁链观测的电机速度范围受到了较大的限制，一般用于1 0 4 第一章绪论 以上的额定速度。一阶低通滤波器的改进补偿算法针对一阶低通滤波器的问题， 提出使用三种带补偿项的一阶低通滤波器改进算法来实现积分器， 第一种补偿方法i 加i ：积分输出饱和限制反馈补偿 如图i - 2 所示，补偿信号z 的选择如下： z = 麦瞻；： c t 乏， 其中z ，为饱和器的限制幅值。 f e e d b a c ks a t u r a t i o n 图l - 2 积分输出饱和限制反馈补偿的改进低通滤波器方法 f i g 1 - 2l i m i t e d - s a t u r a t i o nl o wp a s sf i l t e r 该方法的主要问题在于合理选择饱和器的限制幅值z ，。为了消除积分计算结 果中的直流分量，z ，应该选择为实际磁链的幅值，否则，输出波形中可能会同时 含有直流和交流分量或者会因失真而扭曲。 第二种补偿方法：磁链幅值限制反馈补偿 在交流电机正常运行时，是不可能存在磁链直流分量的。为了滤除磁链计算 中的直流分量，图1 2 所示的改进低通滤波器方法可能使磁链波形扭曲。为避免这 种情况，先将计算的定子磁链两相分量变换成极坐标表示方式，通过限制磁链幅 值，并由极坐标变换回直角( 笛卡尔) 坐标的方法来滤除磁链计算中的直流分量， 再将带幅值限制的直角坐标系两个分量信号( 正弦波形) 作为补偿信号，如图l 一3 所示。这种方法可以避免磁链波形扭曲，提高积分器计算性能。但定子磁链的计 算准确性依赖于磁链幅值的限制值。因此，这种方法适合于电机磁链幅值不需要 改变设置的应用场合。 5 北京交通大学硕士学位论文 图1 - 3 磁链幅值限制反馈补偿的改进低通滤波器方法 f i g 1 3l i m i t e df e e d b a c kl o wp a s sf l i t e r 第三种补偿方法：基于磁链和反电动势正交的自适应反馈补偿这个方法是基于稳 态运行时定子磁链矢量缈；和其反电动势矢量e ；正交的原理。 当l f ，；和p ；之间的正交关系由于直流偏置和初值问题受到干扰，夹角不等于9 0 度时，通过检n - - 者之间的正交误差信息，引入p i 自适应算法来自动校正定子磁 链的幅值，以保证y ；和e ；之间的j 下交关系，如图1 4 所示。定子磁链y ，叩的幅值 可以实现自动调节，不再存在图1 3 中的幅值限制问题，因此该方法可以用于需要 磁链调整的应用场合。 6 第一章绪论 图l _ 4 基于磁链和反电动势正交的自适应补偿方法 f i g l - 4c o m p e n s a t o ro fm r a sw i t hf l u xo b s e r v a t i o n 1 3 2 模型参考自适应方法 模型参考自适应方法的基本特征是：含有一个参考模型，一个可调模型以及 一个自适应机制，如图1 5 所示。自适应机制一般可以通过l y a p u n o v 稳定性定理 或p o p o v 超稳定理论推导。在交流异步电机的模型参考自适应速度辨识系统中， 电机转速当作可调参数来辨识。在参考模型中，可通过定子电压和定子电流得到 异步电机的某些状态变量，在可调模型中，可以通过定子电压、定子电流和估计 的转速得到某些状态变量的估计值，状态变量的值及其估计值的误差值作为自适 应机制的输入，则自适应机制的输出为转速的估计值，该估计值调整可调模型， 直到获得满意的结果。 7 北京交通大学硕士学位论文 图1 - 5 模型参考自适应速度辨识方法基本原理 f i g 1 - 5t h e o r yo fm r a s 参考模型和可调模型的选择不同可以有多种m r a s 1 1 , 1 2 1 方法： 1 ) 基于电压模型和电流模型的m r a s 方法，通常是以电压模型为参考模型，电流 模型为可调模型。为了在电压模型中避免纯积分，加了高通环节，相应地，在可 调模型支路也串接了同样的环节，如图1 - 6 所示。 图l - 6 电压模型和电流模型构成的m r a s f i g 1 - 6m r a so f v o l t a g ea n dc u r r e n tm o d e l 2 ) 为了避免纯积分，采用了基于反电势的参考模型和可调模型的m r a s 方法，用 电压模型计算的转子反电势作为参考模型，用电流模型计算的转子反电势作为可 调模型，用两个反电势的叉积作为误差项，用p i 调节器辨识转速，如图1 7 所示。 第一章绪论 参考模型 图l - 7 基于反电势的m r a s f i g 1 - 7m r a so fo p p o s i t ev o l t a g e 3 ) 基于电机无功功率的m r a s 方法，如图1 8 所示。这一方法在参考模型和可调 模型中均不包含电机定子电阻，因此对定子电阻具有完全的鲁棒性。 参考模型 图1 - 8 基于无功功率的m r a s f i g 1 - 8m r a s o f f u t i l ep o w e r 4 ) 基于观测器的m r a s 。选择实际电机为参考模型，龙贝格观测器为可调模型构 成m r a s ，如图1 - 9 所示。 9 北京交通大学硕士学位论文 图i - 9 基于观测器的m r a s f i g 1 - 9o b s e r v a t i o n a lm r a s 观测器的状态变量叠：陋痧，】，输入跖：，输出为t 。m r a s 的偏差信号 为气p 痧，其中气= t 一乏，自适应率为p i 调节器。 1 3 3 闭环观测器的方法 扩展卡尔曼滤波【l 副( e k f ) ：卡尔曼滤波是由r e k a l m a n 在2 0 世纪6 0 年代初 提出的一种最小方差意义上的最优预测估计的方法，它的突出特点是可以有效地 削弱随机干扰和测量噪声的影响。扩展卡尔曼滤波算法是线性卡尔曼滤波器在非 线性系统中的推广应用。在交流异步电机的无速度传感器控制中，将电机转子速 度也看作一个状态变量，结合电机电气部分的四阶状态空间模型构成一个扩展的 卡尔曼滤波模型，在每一步估计时都重新将模型在该运行点线性化，再沿用线性 卡尔曼滤波器的递推公式进行估计。扩展卡尔曼滤波法提供了一种迭代形式的非 线性估计方法，避免了对测量量的微分计算，而且通过对q 阵和r 阵的选择可以 调节状态收敛的速度，这种方法可有效抑止噪声干扰，提高转速估计的准确度。 但存在计算量太大的缺点，即使在采用降阶模型的情况下这一问题仍然突出。而 且这种方法是建立在对误差和测量噪声的统计特性已知的基础上的，需要在实践 中摸索出合适的特性参数。最后，该方法对参数变化的鲁棒性并无改进，估计精 度同样受电机参数变化的影响。目前，使用性还不强，并且实现起来比较困难。 扩展的l u e n b e r g e r 观测器【1 4 】( e l o ) ：基本l u e n b e r g e r 观测器( e l o ) 适用于 1 0 第一章绪论 线性时不变确定性系统，扩展的l u e n b c r g e r 观测器( e l o ) 可以适用于非线性时 变确定性系统。在e l o 中将转速看成是状态变量，e l o 在磁通观测的同时观测了 转速。e l o 与e k f 相比具有算法简单、便于调节的优点。 滑模观测器方澍1 5 】：该方法的思路与全阶状态观测器思路非常接近，滑模观 测器方法采用估计电流偏差来确定滑模控制机构，并使控制系统的状态最终稳定 在设计好的滑模超平面上。但其观测器的反馈采用滑模切换开关控制的方式，通 过选择一个幅值足够大的切换开关来保证观测器的稳定性，同样通过稳定性理论 可以推导出电机转速的自适应机制。该方法的优点是可以实现降阶，具有良好的 动态响应，在鲁棒性和简单性上也比较突出。但它存在一个比较严重的问题就是 抖动，即由非线性引起的振颤。 1 3 4 旋转高频注入转子凸极检测法 高频信号注入【1 6 】法( 如图1 1 0 ) 的基本原理是在电机中注入特定的高频电压 ( 电流) 信号，然后检测电机中对应的电流( 电压) 信号以确定转子的凸极位置。注入 的高频信号可以为旋转高频电压信号或脉动高频电压信号。其中，旋转高频电压 注入法主要用于凸极率较大的内埋式永磁同步电机的转子位置检测。当调速系统 采用s p w m 电压源逆变器供电的情况下，可通过逆变器将一组三相平衡的高频电 压信号直接迭加在电机的基波激励上。在高频激励下电机的电流响应负相序中包 含转子的位置信息。 i 墓 - o略j 位置跟踪观测器 图l 一1 0 采用旋转高频电压信号的无速度传感器控制系统框图 f i g 1 1 0c o n t r o l l e rw i t hh i 【g hf i c q u e n c yv o l t a g e 北京交通大学硕士学位论文 为了提取高频电流负相序分量相角中所包含的转子凸极位置信息，必须很好 地滤除基波电流、s p w m 载波频率电流和高频电流中的j 下序分量。基波电流与高 频电流幅值相差很大，载波频率远比注入高频频率高，这两者都可通过常规的带 通滤波器( b p f ) 予以滤除。载波电流正相序分量与负相序分量的旋转方向相反，因 此可通过同步轴系高通滤波器( s f f ) 将j 下序电流成分滤除，即先将载波信号电流转 换到与载波信号电压同步旋转的参考坐标系中，使载波电流的正相序分量呈现为 直流，再利用高通滤波器将其滤除。但是，带通滤波器和同步轴系滤波器都会引 起相位滞后，使得滤波前后的高频电流负序分量产生相位滞后，这是实际系统位 置信号提取和位置辨识中必须进行补偿。 1 3 5 漏感脉动检测法1 7 】 电机由于转子齿槽的存在，漏感会随电机的转子位置变化而脉动，通过附加 正反相抵的基本电压矢量脉冲及对电机的相电压测量，可以检测出漏感的脉动， 对该脉动的信号进行数字计数得到电机的转子位置。如果噪音干扰足够小，可以 达到位置无漂移，可以精确地检测出电机在极低速甚至零速下的转子位置。 该方法也存在一些不便：不适用于斜槽电机( 大多数小型电机) ；饱和对该法 有影响，需要自适应滤波器来滤除反映位置的信号中的饱和引起的二次谐波，而 滤波又会引起延迟；需采样三相电压，需增加电压传感器及a d 通道数量；需要 引出电机中点，无法用于三角形接法的电机；需要p w m 中加额外注入。 1 3 6d q 阻抗差异定向法【1 8 】 在检测的转子磁通方向上注入高频的脉振信号( 5 0 0 h z ) ，d 轴和q 轴电感存在 差异，则在估计的同步速旋转坐标系中，d 轴和q 轴高频电流分量的幅值都与转子 位置估计误差角有关。当转子位置估计误差角为零时，q 轴高频电流等于零，因此 可以对q 轴高频电流进行适当的信号处理后作为转子位置跟踪观测器的输入信号， 以此获得转子的位置和速度。脉动高频电压信号注入法还可用于凸极率很小甚至 隐极型的面贴式永磁电机转子位置的检测。 该法尚存在一些不足：电压注入的方案中对电流信号的滤波影响了电流控制 器的动态性能；电流注入需要电流控制器的带宽很大；检测的磁场角度受负载影 响而并非为转子磁通角，还要对检测角度进行补偿，补偿需要电机参数，使其鲁 棒性的优点减弱。将d q 阻抗差异定向法和基于理想模型的观测器结合起来，在低 速和高速采用不同的方法，可以相互弥补不足之处。 1 2 第一章绪论 1 4 本文所做的主要工作 1 ) 研究无速度传感器矢量控制的运行原理以及电机参数时变对速度估算的影响。 2 ) 利用m a t l a b 软件仿真本文所运用的改进电压型转速观测方法，构建电机闭 环矢量控制系统模块。 3 ) 针对电机稳态方程构造的改进电压模型观测器，引入参考值补偿方法修正该方 法在低速时存在的测速问题，并针对零漂影响提出了解决的办法。 4 ) 设计了双d s p 控制板，并最终利用该控制板实现了对电机转速的实时估算， 验证了本文所运用测速方法的正确性。 1 3 第二章电机无速度传感器矢量控制原理 第二章电机无速度传感器矢量控制原理 2 1 电机模型及坐标变换 为了深入了解矢量控制技术，就必须研究异步电机的数学模型【1 9 1 。掌握电压、 电流、磁链、转矩、转差角频率和电机参数之间的相互关系。由于异步电机在三 相静止坐标系中的数学模型是一组非常复杂的非线性方程，这是因为异步电机是 一个多变量、非线性、强耦合的系统，尤其是异步电机定子各相绕组之间，转子 各相绕组之间以及定子绕组和转子绕组之间的耦合关系相当复杂。因此在对其进 行研究时，采用坐标变换的方法进行简化，首先采用三相到两相的变换，将电机 变换为等效的两相电机，然后再将静止坐标系下的两相电机变换到同步旋转坐标 系，导出同步旋转坐标系上的数学模型。在研究异步电机的数学模型中，一般做 下面的假设： 1 ) 三相绕组对称( 在空间上互差1 2 0 。电角度) ，所产生的磁动势沿气隙圆周按正 弦规律分布；只考虑电机气隙基波磁场的作用，气隙谐波磁场只在差漏抗中加 以考虑；认为定子转子具有光滑表面而忽略齿谐波的作用； 2 ) 忽略磁路饱和、磁滞和涡流，忽略铁芯损耗，认为各绕组的自感和互感都是线 性的； 3 ) 忽略绕组的集肤效应，不考虑频率和温度变化对绕组电阻的影响。 2 1 1 静止坐标系下电机模型 对于感应电机的转子采取以下方式折合：无论电机转子是绕线式还是鼠笼式 的，都将它等效为三相绕线式转子，并折算到定子侧，折算后的每相匝数都相等， 这样，实际电机绕组就被等效为图2 1 所示的三相异步电机的物理模型。图中，定 子三相绕组轴线a 、b 、c 在空间是固定的，以a 轴为参考坐标轴，转子绕组轴线 a 、b 、c 随转子旋转，转子a 轴和定子a 轴间的电角度为0 ，。并规定各绕组电压、 电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。 1 5 北京交通大学硕士学位论文 b 图2 - 1 二相异步电机转子折合后的模型 f i g 2 - 1m o t o rm o d e lo fr o t o rt r a n s f o r m 在上述假设和折合的基础上，异步电机的数学模型由电压方程、磁链方程、 转矩方程和运动方程组成，三相异步电机的多变量数学模型为： 甜：尺f + 堕- l - ( o 昙f(21)r d t a e 。 三尸f7 要扛乃+ 一j d o r ( 2 2 ) 2a e lpd t 缈，：盟 ( 2 一- 3 一)缈，= jl ， d t 异步电机在三相静止坐标下的动态数学模型非常复杂，要分析和求解这组非 线性方程十分困难，因此通常采用坐标变换的方法加以改造，使变换后的数学模 型容易处理一些。 2 1 2 磁场定向及坐标变换 矢量控制的磁场定向方式是指在进行坐标变换时空间旋转坐标系的直轴与电 机中的磁场方向一致。根据电机的磁场，把磁场定向方式分成四种： 1 ) 按转子磁场定向； 2 ) 按气隙磁场定向； 3 ) 按定子磁场定向； 4 ) 同步电机的按阻尼绕组磁场定向； 前三种磁场定向方式都可以实现异步电机转矩和励磁的解耦，但按转子磁场 定向时，改变异步电机的电流转矩分量时，其励磁分量不发生变化，能实现电流 1 6 第二章电机无速度传感器矢量控制原理 转矩分量和励磁分量的完全解耦，使异步电机能像直流电机那样进行控制，因此， 异步电机一般采用按转子磁场定向的矢量控制。而同步电机常采用按气隙磁场定 向的矢量控制，按定子磁场定向方式既可用于异步电机，也可用于同步电机。按 阻尼磁场定向只可用于同步电机。 异步电机在三相静止坐标系中的数学模型是一组非常复杂的非线性方程，这 是因为异步电机是一个多变量、非线性、强耦合的系统，尤其是异步电机定子各 相绕组之间，转子各相绕组之间以及定子绕组和转子绕组之间的耦合关系相当复 杂。交流电机可以看成二次绕组运动的变压器，定转子绕组之间的耦合系数是随 着转子位置角连续变化的。 对异步电机在三相静止坐标系中的数学模型进行简化的主要手段是坐标变 换。将三相电机如果用等效的两相绕组来代替，就可以消除定子各相绕组之间， 转子各相绕组之间以及定转子绕组之间的耦合，但是，转子之间的时变参数仍然 存在。2 0 世纪2 0 年代，r h p a r k 提出将电机定子上的变量转换到与转子同步旋转 的参考轴上，借助这一变换，所有的由于相对运动产生的时变电感都消除了。后 来，k x o n 提出了将定子，转子的变量都转换到与旋转磁场同步旋转的坐标轴上的 变换。事实上后来证明，定、转子的变量只要变换到任意速度的同一个参考轴上 时，都可以使时变电感得以消除。这也是对异步电机在三相静止坐标系下的数学 模型进行简化的主要思路。 在具体进行坐标变换时，有多种形式都可以实现，在本文中遵守以下的原则 进行变换： 1 ) 磁势等效原则，为使变换前后电机的能量关系不变，坐标变换应保证变换前后 产生的磁势相同。 2 ) 功率不变原则。这可以使变换前和变化后所计算的功率、转矩有相同的值。 3 ) 使对电流和电压进行变换的变换矩阵相同。这可以带来坐标变换使用上的方 便。 三相两相静止坐标系( 3 2 变换) 这一变换是三相静止坐标系与a 、b 正交两相坐标系之间的变换。图2 2 是对 称三相坐标系向正交坐标系的变换。为了方便起见，使a 相轴和仅轴方向一致。 1 7 b 北京交通大学硕士学位论文 图2 - 23 2 变换 f i g 2 - 2 3 2t r a n s f o r m 根据图一和上面的假设，可以得到从三相坐标系到两相正交坐标系的变换关 系为： 变换矩阵为： 反变换关系为： r 卧蚓三 l r 剧1 2 蚓o l ：信 1 8 一球。 弹j 。 压心1 _ 1 2 。li p j 4 3i 刮 ( 2 4 ) ( 2 5 ) ( 2 6 ) 1j 第二章电机无速度传感器矢量控制原理 反变换矩阵为： 2 患1 姜 ( 2 7 ) 两相静止两相旋转坐标系( 2 s 2 r 变换) 如图2 3 所示，两相静止坐标系到两相旋转坐标系之间的变换也称作p a r k 变 换。 一d 图2 32 s 2 r 变换 f i g 2 - 3 2 s 2 rt r a n s f o r m 由两相静止坐标系到旋转坐标系的变换为： 变换矩阵为： 反变换为： r i d lrc o s 口 l i = j 2 l s i n 9 = 鞠 r i 。 f c o s 秒 l i 卢j 2 l s i l l 秒 s i n o i d1 c o s 9 j 【i 。j 1 9 ( 2 8 ) ( 2 9 ) ( 2 1 0 ) 1 j 口 卢 1 1 。l 1j 秒口 1 s u 0 s o 北京交通大学硕士学位论文 反变换矩阵为： = l s i c o n s 口o - 刚s i n o j l i i i 。d 像 这样经过坐标变换，三相坐标系下的交流量，在同步旋转坐标系中就表现为 直流量。 2 1 3 旋转坐标系电机模型 通过采取坐标变换，可以建立在任意旋转两相参考坐标系上的异步电机模型。 任意旋转两相参考坐标系上的异步电机的基本电磁关系可由下列方程表示( 设坐 标系的旋转速度为) ： 程： lu s = 足t + 夕螈+ 唿 j 咋= 尽t + p 彬+ ( q 一哆) 一彬 l螈= 地+ “ 【彬= 瓴+ 珥 ( 2 1 2 ) 若以定子电流和转子磁链为状态变量，则由式( 2 1 2 ) 可得到以下的状态方 倦一吼m ， 乙= 兕m ( f j r ) = 啊，y 。) = p f l ml - z ，t ，缈，) ( 2 - 1 4 ) 电机的运动方程为： 鲁= ；乙一等旷号瓦 陆柳 通过电机实验可以测出等效两相电机所需要的参数。等效两相电机的电感参 2 0 第二章电机无速度传感器矢量控制原理 数与三相电机的电感参数具有如下关系： l m = 一3 三一丑 ，= 剧一l 彳口 ( 2 1 6 ) l r - - l 豫一l b 经过坐标变换，得到的两相模型由于两轴互相垂直，之间没有互感的耦合关 系，不像三相绕组那样在任意两相之间都有互感联系，从而比较简单。当选取参 考坐标系的转速为零时，任意速度旋转坐标系下等效的两相感应电机模型就成为 静止坐标系下的两相电机模型。当将转子磁通方向定为d 轴时，可以使原来正弦 量的三相变量等效为直流的两相变量，并实现磁通和转矩的解耦，使得异步电机 的转矩方程变得与直流电机的转矩方程相似，实现磁场定向矢量控制。 2 2 电机无速度传感器矢量控制原理及磁通观测 2 2 1 矢量控制原理 异步电机是一种多输入、多输出、非线性、强耦合的系统，其稳态转矩表达 式为： 正= k 盯丸，2 c o s 缈2 ( 2 - 1 7 ) 式中，翰是与电机参数有关的常数。丸是电机气隙磁通有效值，i ：c , o s q , 2 是 电机转子电流有功分量。 从式( 2 1 7 ) 中可以看出，感应电机的稳态电磁转矩与定子电流并无直接关系。 并且电机的三相定子电流既要产生电机中的旋转磁场又要产生电磁转矩，定子电 流的激磁分量和转矩分量又与电机的设计情况和负载有关，很难将两者区分开。 考虑到电机的动态过程，情况将更加复杂，因此异步电机要想将励磁电流和转矩 电流分开是比较困难的，而矢量控制则解决了这一问题。 矢量控制的理论依据是( 1 ) 电机统一理论( 2 ) 机电能量转换( 3 ) 坐标变换。异步电 机矢量控制的基本原理是通过测量和控制异步电动机定子电流矢量，根据磁场定 向原理分别对异步电动机定子电流的励磁电流分量和转矩电流分量进行控制，从 而达到控制异步电动机转矩的目的。具体是将异步电动机的定子电流矢量分解为 产生磁场的电流分量( 励磁电流分量) 和产生转矩的电流分量( 转矩电流分量) 分别加 以控制，并同时控制两分量间的幅值和相位，即控制定子电流矢量，所以称这种 控制方式称为矢量控制方式。矢量控制方式又有基于转差频率控制的矢量控制方 2 l 北京交通大学硕士学位论文 式、无速度传感器矢量控制方式和有速度传感器的矢量控制方式等。矢量控制的 意义就在于它找到了一种方法可以将定子电流瞬时值分解为互不耦合的励磁分量 和转矩分量，并建立起电机动态电磁转矩和这两个分量的关系，使异步电机可以 像直流电机一样进行控制。 矢量控制通过将电机的电流、电压等变换到同步坐标系( 可以是转子磁链定 向、定子磁链定向或气隙磁链定向的同步坐标系) 中实现电机转矩和磁通的解耦 控制，从而实现快速的转矩响应及较高效率的运行。异步电机矢量控制根据所采 用的坐标系定向【2 0 1 方向的不同可分为转子磁链定向、定子磁链定向及气隙磁链定 向矢量控制。定子磁场定向矢量控制虽然励磁电流和转矩电流的解耦不完全，但 是可以通过前馈补偿的方法实现解耦控制。由于定子磁场定向控制直接控制定子 磁通，这使得它能够最大限度地利用母线电压和逆变器电流的输出能力，更适于 弱磁场合下的控制。气隙磁链定向的矢量控制在一般异步机中很少应用。在转子 磁场定向同步坐标系中，磁通和转矩的控制完全解耦，所以转子磁场定向矢量控 制得到了最广泛的应用。 转子磁场定向矢量控制，是在转子磁场定向坐标系中实现磁通和转矩解耦控 制的方法。转子磁场定向坐标系是以转子磁通的方向d 轴，以其逆时针9 0 度方向 为q 轴的两相旋转坐标系。从下面的推导可以看到，电机方程在转子磁场定向坐 标系中形式较简单。 由异步电机的数学模型出发，经过坐标变换，得到异步电机在任意旋转坐标 系中的等效两相电机模型： 定转子电压方程： 艇02 r 麓：冀- ：? 堂1 i ， 仁 【 = ，f 馏+ p 吵曙+ _ ，忉g 一国，j y 。 r 吖 定转子磁链方程： 寸蹭“轰一k t g l i _ r ，g 2 ti-t。i路(2-19)lrlrg l 电磁转矩表达式： 乙= 三等l c ，哼圆l s g = j 3 f l m 妒幽一) ( 2 - 2 0 ) 第二章电机无速度传感器矢量控制原理 j y 路= 主 y 了_ 厶乞 。2 2 。， k 学 一 卜2r k ，? 噍+ 弘g 乞k + 每硝停+ 炽每y 曙 ：。二二 【o - 等一等仰曙坝中毗 一 “硪- r l i 硪概，p i s d + 鼍阱吲s 蛳硝 2 7 。+ ? p 。坳，c 等p ”+ 吐 。2 彩， o 一- 毒”专押” 一 。专锄+ h 叫) 孵 电磁转矩表达式： 乙= 知钞岛 由转子d 轴电压方程整理得到转子磁场定向下的磁链模型， 式为： ”= 揣 ( 2 - 2 4 ) 写成传递函数形 ( 2 - 2 5 ) 北京交通大学硕士学位论文 由转子q 轴电压方程得到滑差频率表达式： 驴- o r = 一参 转速计算公式为： r2 s c o s i ( 2 2 6 ) ( 2 - 2 7 ) 由转子磁场定向磁通模型可以看出：妙，和f 。之间为一阶环节，其时间 常数为转子时间常数。在稳态时，转子磁通的大小沙，完全取决于定子电流d 轴分量f 耐的大小，控制f 耐即可获得所需虬。由电磁转矩表达式可以看出， 当转子磁通恒定时，电磁转矩t 。由定子电流q 轴分量决定。控制定子电流 的两个分量，就可以独立地控制转子磁通和电磁转矩，从而实现二者解耦控 制，使控制系统简化【2 。 图2 - 4 无速度传感器矢量控制框图 f i g 2 - 4s p e e ds e n s o r l e s sv e c t o rc o n t r o ls y s t e m 基于以上叙述交流异步电机的无速度传感器矢量控制的控制框图如图2 4 所 示。下面对图2 4 的流程加以说明。检测的电机电流经过3 2 变换，变换后o 、如为 a p 坐标系下的电机定子电流。同时逆变器发出的电压“跗、“拈进入磁链观测模块， 0 、如同时进入旋转坐标变换模块得到0 、岛为同步旋转d q 坐标系下的电机定 2 4 第二章电机无速度传感器矢量控制原理 子电流。磁场电流乙进入磁链观测模块，通过磁链观测模块的计算得到估计的电 机同步转速面。给定磁链：和给定的电机力矩电流f 二进入滑差计算模块得到滑差 转速缈：，电机同步转速彩。和滑差转速缈，经减法器计算出转子转速再经过低通滤 波器滤波得到估计的转子转速。估计的转子转速与给定转速经过减法器，再经过 速度控制器，速度控制器输出指令电机转矩。指令电机转矩经过转矩电流计算模 块，计算出给定的电机力矩电流。指令磁链沙：经过磁场计算模块计算出给定的电 机磁场电流。给定的电机力矩电流与检测的电机力矩电流进入减法器，再经过电 流控制器产生给定的电机力矩电压。给定的电机磁场电流与检测的电机磁场电流 进入减法器，再经过电流控制器，产生给定的电机磁场电压。给定的电机