（电机与电器专业论文）三相pwm整流器的研究.pdf

浙江丈学坝卜学位论文 捅璧 a b s t r a c t t h ec o n v e n t i o n a lr e c t i f i e r sp r o d u c eh a r m o n i cp r o b l e mi np o w e rs y s t e m w h i l e t h r e e - p h a s ep w mv o l t a g es o u r c er e c t i f i e r s ( v s r ) c a np r o v i d ec o n s t a n td cb u sv o l t a g e a n dg e tl o wh a r m o n i cd i s t o r t i o no fi n p u tc u r r e n t i ta l s oh a sl i n ep o w e rf e e d b a c k c a p a b i l i t y t h i sp a p e rm a i n l yi n t r o d u c e st h r e e p h a s ev s r ，i n c l u d i n gi t sp r i n c i p l e ，t h e t o p o l o g y , t h e m a t h e m a t i c a lm o d e l ，t h ec o n t r o l s t r a t e g i e s ，a n d i t sh a r d w a r e t h e m a t h e m a t i c a lm o d e lo fv s ri st h ee s s e n t i a lm e a n st oi n v e s t i g a t et h ev s rl o w f r e q u e n c ym o d e l sa n dh i g h 行e q u e n c ym o d e l sa r es e tu pi na b c c o o r d i n a t e b c o o r d i n a t e ，a n dd qc o o r d i n a t e ，r e s p e c t i v e l y t h i s p a p e rf o c u s e s o nt w oc o n t r o l s t r a t e g i e s ，o n ei sv o l t a g e o r i e n t e dc o n t r o l ( v o c ) ，a n d t h eo t h e ri sd i r e c tp o w e rc o n t r o l ( d p c ) m e t h o do fv o ci n c l u d e si n d i r e c tc u r r e n tc o n t r o la n dd i r e c tc u r r e n tc o n t r 0 1 a n d t h e i rp r i n c i p l e sa r ei n t r o d u c e d t h i sp a p e rs e t su pas i m u l a t i o nm o d e la n dp r e s e n t sa m e t h o do fd i g i t a lr e a l i z a t i o n ae x p e r i m e n ta b o u td i r e c tc u r r e n tc o n t r o li sd o n e ，a n d w ef i n dt h a tt h eh a r m o n i c so fl i n ev o l t a g ed e e p l ya f f e c tt h ed i s t o r t i o no f i n p u tc u r r e n t i no r d e rt ow e a k e nt h ed i s t o r t i o no fi n p u tc u r r e n t ，s e v e r a lp r a c t i c a lm e a n sa r e p r e s e n t e d ， t h ea d v a n t a g e so fd t ca r e s i m p l es t r u c t u r e ，f a s td y n a m i cr e s p o n s e ，a n dt h e a b i l i t yt or e s i s td i s t u r b a n c e t h ec o n c e p to f i n s t a n t a n e o u sp o w e r ，t h ep r i n c i p l eo fd t c a n dt h em e t h o do fs e l e c t i o no fv o l t a g ev e c t o ra r ep r e s e n t e d w h e nw eu s et h e c o n v e n t i o n a ls w i t c h i n g t a b l e ，t h er e a c t i v ep o w e ro fs y s t e mh a su n c o n t r o l l a b l er e g i o n a n dt h ei n p u tc u r r e n ti sa f f e c t e da l s o s of ln e w t y p eo fs w i t c h i n g t a b l ei ss e tu p ，a n di t i s p r o v e d t ob ee f f e c t i v eb ye x p e r i m e n t a tl a s t ，t h i sp a p e rc o m p a r e st h e s et w o m e t h o d s ：v o ca n dd t c m o r e o v e r ，t h ed e s i g no fi n d u c t a n c ea n dc a p a c i t a n c ei nv s r ，t h em a i nf u n c t i o n a b o u td s p 2 4 0 7 ，t h ed e s i g no ft w o o r d e ra c t i v ef i l t e r , a n dt h eu s i n go fi n t e l l i g e n t p o w e rm o d u l e ( i p m ) a r e i n t r o d u c e di nt h i sp a p e r k e y w o r d s ：v o l t a g e s o u r c ep w mr e c i t i f i e r s ；d s p ；p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n i s t a n t a n e o u sp o w e r ；h a r m o n i c i i 浙江人学颂学位论文 第一章绪论 第一章绪论 随着电力电子装置的广泛使用，由此引起的谐波污染问题逐渐受到了人们的 重视。目盼，大部分的电力电子装置所使用的直流电源是通过不控整流或相控整 流得到的，这些设备在运行中对电网注入了大量的谐波和无功，造成了严重的电 网污染。 1 1谐波 1 1 1谐波的危害 传统的二极管不控整流和晶闸管相控整流的主要不足是： 一、电网产生大量的谐波。 二、整流器工作于深度相控状态时，装置的功率因数很低。 三、输出侧需要较大的平波电抗器和滤波电容以虑除纹波。这导致装置的体 积和重量增大，损耗也相应上升。 四、相控导致调节周期长，加之输出滤波时间常数又较大，所以系统动态响 应慢。 以上三、四条只是影响装置本身的性能，而一、二两条对电网造成了谐波污 染和无功增加，危害电网的质量。无功的副作用表现为降低了发电、输电设备的 利用率，增加了线路损耗。无功还使线路和变压器的电压降增大。谐波的危害： 一、 谐波增加了公用电网的附加输电损耗，降低了发电、输电设备的利 用率。 二、 在电缆输电的情况下谐波以正比于其他电压幅值的形式增加了介质 的电场强度，缩短了电缆的使用寿命，还增加了事故次数和修理费用。 三、 谐波会影响设备的正常工作。比如谐波对电机产生附加转矩，导致 不希望的机械震动、噪声。还会引入附加铜损、铁损，以及过电压，导致局部过 热，绝缘老化，缩短设备使用寿命。瞬时的谐波高压还可能损坏其他一些剥过电 压敏感的电子设备。 四、谐波还引起某些继电器、接触器的误动作。 五、谐波使常规电气仪表测量不准确。 六、谐波对周围的环境产生电磁干扰，影响通信设备的正常工作。 七、 谐波容易使电网产生局部的并联或串联谐振，而谐振导致的谐波放 大效应又进一步恶化和加剧了所有前述问题。 浙江大学硕士学位论文第一章结论 1 1 2 谐波标准 制定谐波标准是治理谐波污染的重要措施之一，一些国家和学术机构相继制 定了谐波标准。有的标准针对公共电网接点电压的谐波，有的针对用电设备的电 流谐波，有的针对用户系统的电流谐波。 中国的谐波标准g b 厂r 1 4 5 4 9 - 9 3 “电能质量公用电网谐波”，它规定了电网标 称电压为0 3 8 6 1 0 3 5 6 6 1 1 0 k v 公用电网中的电压总畸变率和公共连接点的全部 用户向该点注入的谐波电流分量。限制设备对电网污染的德国标准是v d e0 8 7 1 ， 欧洲标准是e n0 6 5 5 5 2 。国际上广泛接受的标准是i e c5 5 5 2 ，1 9 9 5 年改为i e c 1 0 0 0 3 - 2 标准，它适用于每相输入电流小于1 6 a 的用电设备，对于每相输入电流 在1 6 a 7 5 a 之间的用电设备，适用标准为i e c1 0 0 0 3 4 。 i e e e 和国际谐波限制标准分为三类： 1 用户系统谐波限制标准 i e e e5 1 9 1 9 9 2i e c1 0 0 0 2 2i e c1 0 0 0 ，3 6 2 设备谐波电流限制标准 i e c10 0 0 3 2i e c10 0 0 3 4 3 谐波测量标准 i e c 】0 0 4 7 1 2 无功补偿和谐波抑制 为了补偿无功和抑制谐波，直接的方法是采用无功补偿器和消除谐波的滤波 器，可以分为无源和有源补偿两种措施。 无源滤波的基本原理是利用电容器提供的超前无功电流补偿电网的滞后无 功；利用电感、电容构成的滤波器或陷波器，吸收电网的谐波。无源滤波器在实 际中得到了大量的应用，但是存在明显的缺陷。 一、电容器对无功的补偿是固定的，对负载变化的适应性差。 二、为消除低次谐波设计的滤波器，体积和重量都很大，损耗也大。 三、动态响应慢，对快速变化过程效果不佳。 四、容易产生谐振。 有源滤波虽然有很大的优越性，但是也存在一些不足： 一、一般是集中设置，因而只对滤波器接入点之前的电路产生补偿效果，后 级电路仍然存在谐波问题，有源滤波器属于事后补救办法。 二、实现谐波的检测、分离和补偿比较复杂，成本也较高。 整流装置是谐波主要的来源，因此有必要研制高功率因数、低谐波整流器以 浙江大学碳士学位论文 第一带绪论 消除谐波源。多重化技术和无源滤波器结合可以获得较好的输入电流和较高的功 率因数；提高重数可以消除更多的谐波分量。但是，整流器多重化存在很大的不 足：随着重数的增加，系统使用的元件增多，电路结构非常复杂，变压器的绕制 也很不方便，系统可靠性降低，损耗也会增大。其中的变压器按照工频设计，体 积、重量、损耗均非常可观，系统成本也较高。 在二十世纪七十年代，有人开始将p w m 技术进入整流领域并取得了良好的 效果。采用p w m 整流可获得单位功率因数和正弦化输入电流。与相控整流相比， p w m 整流器对电容、电感这类无源滤波元件或储能元件的需求大大降低，动态 性能也有很大的提高。高频整流器在以后的较长时间却没有得到推广，一个原因 是受到了全控器件发展水平的制约，另一个原因是谐波问题并不十分突出，缺乏 需求动力。大容量自关断器件的发展为p w m 整流器应用提供了硬件基础。随着 谐波问题的严重化，各国制定的谐波标准为p w m 整流器的发展提供了动力。 1 3p w m 整流器的发展状况 自2 0 世纪9 0 年代以来，p w m 整流器一直是研究的热点。对p w m 整流器相关 的应用领域的研究也越来越多，例如有源滤波【2 、超导储能【3 、交流传动【4 1 、高 压直流输电胪j 以及统一潮流控制f 6 j 等。这些应用领域的研究，又促进t p w m 整流 器及其控制技术的进步和完善。 当前主要的研究领域有如下五个方面： 1 关于p w m 整流器的建模研究 p w m 整流器数学模型的研究是p w m 整流器及萁控制技术研究的基础。自从 出现基于坐标变换的p w m 整流器的数学模型之后，各国学者对p w m 整流器的数 学模型进行了仔细的研究，其中r w u 、s ，b d e w a n 7 i s 】等较为系统地建立t p w m 整流器的时域模型，并将时域模型分解成高频、低频模型，且给出了相应的时域 解。而c h u r l t r i m 和d o n g y h u 等则利用局部电路的d q 坐标变换建立了p w m 整流 器基于变压器的低频等效模型电路【9 】，并给出了稳态、动态特性分析。在此基础 上，h e n g c h u nm a o 等人又建立了一种新颖的降阶小信号模型，从而简化了p w m 整流器的数学模型及特性分析1 1 。 2 关于电压型p w m 整流器的电流控制策略研究 为了使电压型p w m 整流器网侧呈现受控电流源特性，其网侧电流控制策略 的研究显得十分重要。在p w m 整流器技术发展过程中，电压型p w m 整流器网侧 电流控制策略主要分成两类：一类是由j w d i x o n 提出的间接电流控制策略【” ： 另一类就是目前占主导地位的直接电流控制策略【12 1 1 3 间接电流控制实际上就 是所谓的“幅相”电流控制，即通过控制电压型p w m 整流器的交流侧电压基波 浙江大学硕十学位论文 第一章绻论 幅值、相位，进而问接控制其网侧电流。由于间接电流控制的网侧电流的动态响 应幔，且对系统参数变化灵敏，因此这种控制策略己逐步被直接电流控制策略取 代。直接电流控制以其快速的电流响应和鲁棒性受到了重视，出现了不同的控制 方案、主要包括以固定开关频率且采用电网电动势前馈的s p w m 控制，以及滞 环电流控制。为了提高电压利用率并降低损耗，基于空间矢量的p w m 控制在 电压型p w m 整流器中取得了广泛的应用，并提出了多种方案4 ”j 。目前电压型 p w m 整流器网侧电流控制有将固定开关频率、滞环及空间矢量控制相结合的趋 势| 1 7 1 ，以使其在大功率有源滤波等需快速电流响应场合获得优越的性能。此外， 控制策略上出现了状态反馈控$ 0 t 1 3 】。 3 关于p w m 整流器拓扑结构的研究 p w m 整流器拓扑结构可分为电流型和电压型两大类。在小功率场合，p w m 整流器拓扑结构的研究集中在减少功率开关和改进直流输出性能上。j j s h i e h 等 对四开关三相电压型p w m 整流器进行了建模与分析【1 。一般b o o s t 型变换器直流 侧电压大于交流侧电压峰值，为了实现降压功能，有学者对拓扑结构进行了改造， 并取得一定的结果”。对于大功率p w m 整流器，其拓扑结构的研究主要集中在 多电平1 2 0 】、变流器组合【2 l 】以及软开关技术上【2 2 1 。多电平拓扑结构的p w m 整流器 主要应用于高压大容量场合。而对大电流应用场合，常采用变流器组合拓扑结构， 即将独立的电流型p w m 整流器进行并联组合。与普通并联不同的是，每个并联 的p w m 整流器中的p w m 信号发生采用移相p w m 控制技术 2 3 】，从而以较低的开 关频率获得了高效的高频控制，即降低损耗的同时，提高了电流、电压波形品质。 同样，可以将电压型p w m 整流器串联组合，以适应高压大容量的应用场合。此 外，在大功率p w m 整流器设计上，还研究了基于软开关( z v s 、z c s ) 控制的拓 扑结构和相应的控制策略，然而这一技术有待完善。 4 p w m 整流器系统控制策略的研究 一些较为新颖的策略简述如下： ( 1 ) 无电网电动势传感器和无网侧电流传感器控制为简化信号的检测， t n o g u c h i 等学者提出了一种无电网电动势传感器p w m 整流器控制策略【2 ”。这一 研究主要包括两类电网电动势重构方案：一种是通过功率估计，另一种是通过电 流的偏差求导重构电动势。m r i e s e 贝1 j 通过直流侧电流的检测来重构交流侧电流， 进而实现无交流电流传感器控制。 ( 2 ) 基于l y a p u n o v 稳定性理论的p w l v l 整流器控制针对p w m 整流器的非线 性多变量强耦合的特点，常规的控制策略和控制器的设计一般采用稳态工作点小 信号扰动线性化处理方法，这种方法的不足是无法保证控制系统大范围扰动的稳 定性。为此，有学者提出了基于l y a p u n o v 稳定性理论的控制策略。这一新颖的控 制方案以电感、电容储能的定量关系建立了l y a p u n o v 数，并由三相p w m 整流 浙江人学硕小学位论文 笫一章绪论 器的d q 模型阻及相应的空间矢量p w m 约束条件，推导出相关的控制算法。这一 方案较好的解决了p w m 整流器的大范围稳定控制问题。 ( 3 ) p w m 整流器的时间最优控制常规的基：y - d q 模型的电压型p w m 整流 器控制，一般通过前馈解耦控制，并采用两个独立的p i 调节器，分别控制相应的 有功、无功分量。而有功、无功分量间的动态耦合干 1 p w m 电压利用率的约束， 影响了电压型p w m 整流器有功分量的动态响应。针对这一问题，有学者提出了 直流电压时间最优控制口”。其基本方法是根据时间最优控制算法求解出跟踪指令 电流所需的最优控制电压，并在动态过程中降低无功分量的响应速度，提高有功 分量的响应速度，实现了时间最优控制。 ( 4 ) 电网不平衡条件下的p w m 整流器控制一般的策略研究总是假设电网 是平衡的；实际上，电网经常处于不平衡状态。当电网出现不平衡时，以三相电 网平衡为约束所设计的整流器会出现不正常运行。不f 常的表现：p w m 整流器 直流侧电压和交流侧电流的低次谐波幅值增大，且产生非特征谐波，同时损耗相 应增大；p w m 整流器的交流侧电流不平衡，严重时可使整流器故障烧毁。 为使整流器在电网不平衡条件下仍能正常运行，有人提出了不平衡条件下， 网侧电流和直流电压的时域表达式【2 “。文章认为电网负序分量是导致网侧电流畸 变的原因。电网不平衡条件下，常规的控制方法会使直流电压产生偶次谐波分量， 交流侧会奇次谐波电流。d v i n c e n t i 等人较为系统地提出了正序d q 4 t 标系中的前 馈控制策略，即通过负序分量的前馈控制来抑制电网负序分量的影响口“。但是由 于该方法的负序分量在d q z - 1 b 标下不是直流量，导致p i 调节不能实现无静差控制。 因此，有学者提出了正、负序双旋转坐标系控制，该方法实现了无静差控制，是 较完善的理论。但是，双旋转坐标系控制的结构比较复杂，运算量大。 ( 5 ) 关于电流型p w m 整流器的研究 长期以来，因为电压型整流器的结构简单、损耗较低、控制方便，所以一直 是人们研究的重点。而电流型p w m 整流器由于需要较大的直流储能电感，以及 交流t n l c 滤波问题，制约了电流型p w m 整流器的发展。但是随着超导技术的发 展，电流型p w m 整流器在超导储能技术中有更大的优势，因为超导线圈可以直 接作为直流储能电感。 1 3 本文的主要研究内容 在三相异步电机a c d c a c 控制系统中，为实现电机的四象限工作，要求 整流装置能实现电能回馈。用传统的方法处理电机制动时，如图l 一1 ，一般是接 入直流制动电阻消耗能量，抑制电容两端由制动引起的升压效应。这种方法所需 的设备比较简单，控制相对容易，因此得到了广泛的应用。但是这种方法是属于 浙江人学倾f 。学位论文第一帚绪论 能耗制动，不够经济，而且不能获得稳定的直流侧电压，系统的输入电流谐波严 重，影响了设备的功率因数的提高。为实现高功率因数、能量双向流动和稳定可 调的直流输出电压，采用了三相p w m 整流器作为前级a c d c 转换，如图1 2 。 u u u u u u _ | 小a i l 1r 小r写f b 广一， r i f ， ：e 、， c | c l 图1 1传统的四象限电机控制系统 图1 - 2 新型的四象限电机控制系统 基于d s p 2 4 0 7 和智能功率模块( i p m ) 为硬件基础，本文研究了p w m 整流器 的两种控制策略：电压矢量定向控制( v o c ) 和直接功率控制( d p c ) ，分别提 出了它们的改进策略，并提供了各自的仿真和实验结果。 论文第二章分析了p w m 整流器的四象限工作原理；建立了p w m 整流器的数 学模型；比较研究了多种p w m 整流电路拓扑。第三章介绍了硬件系统的一些特 点与设计方法。第四章和第五章分别研究了v o c 和d p c 这两种关于p w m 整流器 的控制策略，并且提供了两种方法的比较结论。 始一章p w m 整流 的原理、捕扑及数学模型 第二章p w m 整流器的原理、拓扑及数学模型 本章通过分析p w m 整流的原理，揭示了p w m 整流器具有改善功率因数、实现 电能回馈的原因。为了简化控制系统并获得优良的性能目标，本文研究对比了多 种p 州整流器电路结构，最终选择了三相半桥电压型结构作为研究的对象。为了 能更好的研究p w m 整流器，建立数学模型是十分必要的；文章分别在静止和旋转 坐标系下建立了相应的数学模型，这为后续章节的研究奠定了基础。 2 1p w m 整流器原理 整流器作为较早应用的一种a c d c 变换装置，它的发展经历了由不控整流 器( 二极管整流) 、相控整流器( 采用半控开关器件，如晶闸管) 到p w m 整流 器( 采全控开关器件，如i g b t ) 的发展历程。传统的相控整流器，应用的时间 较长，技术也较为成熟，得到了广泛的使用，但存在以下问题1 2 “： ( 1 )晶闸管换相引起网侧电压波形畸变。 ( 2 ) 网9 n , u i 皆波电流对电网产生谐波污染。 ( 3 ) 深控时功率因数很低。 ( 4 ) 闭环控制时动态响应慢。 虽然二极管整流器改善了网侧功率因数，但是仍会产生网侧谐波电流而污染 电网；另外二极管整流的不足还在于直流侧电压的稳定性差。针对上述不足， p w m 整流器已对传统的相控及二极管整流器进行了全面改进。其关键性的改进 在于用全控型功率开关管取代了半控型功率开关管或二极管，以p w m 斩控整流 取代了相控整流或不控整流。因此，p w m 整流器可以取得以下优良性能： ( 1 ) 网侧电流近似正弦波。 ( 2 ) 网侧功率因数控制( 如单位功率因数控制) 。 ( 3 ) 电能双向传输。 ( 4 ) 较快的动态响应。 显然，p w m 整流器已不是一般传统意义上的a c d c 变换器。由于电能的 双向的双向传输，当p w m 整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态； 而当p w m 整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变工作状态。所谓单位功 率因数是指：输入电流波形正弦，且当p w m 整流器运行于整流状态时，网侧电 压、电流同相位；当p w m 整流器运行于有源逆变状态时，其网侧电压、电流反 相位。进一步研究表明，由于p w m 整流器其网侧电流及功率因数均可控，因而 可被推广应用于有源电力滤波及无功补偿等非整流器应用场合。 浙江大学硕f 学位论文第二章p w m 整流器的原理、拓扑及数学模型 r l 图2 - 1p w m 整流器模型电路 p w m 整流器实际上是个交、直流侧可控的四象限运行的变流装置。为便 于理解，以下首先从模型电路阐述p w m 整流器的原理。图2 - 1 为p w m 整流器 模型电路，可以看出：p w m 整流器模型电路由交流回路、功率开关管桥路以及 直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势e 以及网侧电感l 等；直流回路包 括负载电阻r l 及负载电动势e l 等；功率开关管桥路可由电压型或电流型桥路组 成。 当不计功率开关管桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得 f v = z 血v 出 式中v 、i 是模型电路交流侧电压、电流； v 出、是模型电路直流侧电压、电流。 由上式不难理解：通过模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之 也成立。以下着重从模型电路交流侧入手，分析p w m 整流器的运行状态和控制 原理。 稳态条件下，p w m 整流器交流侧矢量关系如图2 2 所示。 d c bi ( b ) b ( c ) 幽2 - 2p w m 整流器交流侧稳态矢量关系 b ( d ) c e 一电网电动势v 一交流侧控制电压v l 一电感电压1 一交流侧电流 为简化分析，对于p w m 整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略p w m 谐 波分量，并且不计交流侧电阻。这样可从图2 - 2 分析：当以电网电动势矢量为参 考时，通过控制交流电压矢量v 即可实现p w m 整流器的四象限运行。若假设1 1 1 不变，因此l 圪i = u 上i 卅也固定不变，在这种情况下，p w m 整流器交流电压矢量v 端点运动轨迹构成了一个以i 既l 为半径的圆。当电压矢量矿端点位于圆轨迹a 点 时，电流矢量i 比电动势矢量e 滞后9 0 。，此时p w m 整流器网侧呈现纯电感特 性，如图2 2 a 所示；当电压矢量v 端点运动至圆轨迹b 点时，电流矢量i 与电 浙江人学砸j 一学位论义铺二章p w m 整流鞴的原理、拓扑欲数学模型 动势矢量e 平行且同向，此时p w m 整流器网侧呈现f 电阻特性，如图2 2 b 所 示；当电压矢量矿端点运动至圆轨迹c 点时，电流矢量i 比电动势矢量e 超前 9 0 ，此时p w m 整流器网侧呈现纯电容特性，如图2 2 c 所示；当电压矢量v 端 点运动至圆轨迹d 点时，电流矢量i 与电动势矢量e 平行且反向，此时p w m 整 流器网侧呈现负阻特性，如图2 2 d 所示。阻上，a 、b 、c 、d 四点是p w m 整 流器四象限运行的四个特殊工作状态点，进一步分析，可得p w m 整流器四象限 运行规律如下： ( 1 )电压矢量矿端点在圆轨迹a b 上运动时，p w m 整流器运行于整流状 态。此时，p w m 整流器需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过p w m 整流器由电网传输至直流负载。值得注意的是，当p w m 整流器运行在b 点时， 则实现单位功率因数整流控制；而在a 点运行时，p w m 整流器则不从电网吸收 有功功率，而只从电网吸收感性无功功率。 ( 2 ) 当电压矢量v 端点在圆轨迹b c 上运动时，p w m 整流器运行于整流状 态。此时，p w m 整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过p w m 整流器由电网传输至直流负载。当p w w j 整流器运行至c 点时，p w m 整流器将 不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。 ( 3 ) 当电压矢量p 端点在圆轨迹c d 上运动时，p w m 整流器运行于有源 逆变状态。此时p w m 整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从p w m 整流器直流侧传输至电网。当p w m 整流器运行至d 点时，便可实现单位功率因 数有源逆变控制。 ( 4 ) 当电压矢量v 端点在圆轨迹d a 上运动时，p w m 整流器运行于有源 逆变状态。此时，p w m 整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从p w m 整流器直流侧传输至电网。 实现四象限运行的控制方法有：一、可以通过控制p w m 整流器交流侧电压， 间接控制网侧电流；二、可以通过网侧电流的闭环控制直接控制p w m 整流器的 网侧电流。 2 2能量双向流p w m 整流电路拓扑 p f c 电路一般不要求实现能量双向流，所需功率开关元件较少，控制也相对 简单。以下介绍几种能量双向流的拓扑结构【2 8 】： 1 、单相半桥、全桥v s r ( 电压源整流器) 如图2 3 分别是单相半桥和单相全桥电路拓扑结构。两者交流侧的结构相同， 交流侧的电感主要用以滤除电流谐波。 浙江人学硕l 学位论文第二章p w m 整流器的原理、拓扑投数学模型 ( a ) 半桥( b ) 全桥 图2 3 单相v s r 由图2 3 a ，单相半桥v s r 只有一个桥臂用了功率开关管，另一个桥臂由两 个电容串联组成，同时电容又作为直流侧储能电容；单相全桥v s r 如图2 3 b ， 采用了4 个开关管的桥路结构。v s r 主电路功率开关管必须反并联一个续流二 极管，使无功流通。通过比较，半桥电路具有较简单的主电路结构，且功率丌关 管数只有全桥电路的一半，成本较低，常用于低成本、小功率场合。进一步研究 表明，在相同的交流侧电路参数条件下，要使单相半桥v s r 以及全桥v s r 获得 同样的交流侧电流控制特性，半桥电路直流电压应是全桥电路直流电压的两倍， 因此功率开关管耐压要求提高。为使半桥电路的电容中点电压电位不变，要求采 取均压措施，可见单相半桥v s r 的控制相对复杂。 2 、三相半桥、全桥v s r ( b )全桥 图2 - 4 三相二f 桥、全桥v s r o 浙江 学碗卜学位论文第，一审p w m 整流精的臆理、j 哥_ 扑发数学模型 如图2 。4 a 为三相半桥v s r 拓扑结构，其交流侧采用三相对称无中线连接方 式，采用了6 个功率开关管，这是最常用的三相p w m 整流器。- , g 半桥v s r 较适用于三相电网平衡系统。当三相电网不平衡时，控制性能将恶化，甚至发生 故障。为克服这个不足，采用三相全桥v s r 设计，其拓扑结构如图2 4 b 。其特 点是：公共直流母线上连接了三个独立控制的单相全桥v s r ，并通过变压器连 接至电网。因此，三相全桥v s r 实际上是由三个独立的单相全桥v s r 组合而成 的，当电网不平衡时，不会严重影响p w m 整流器控制性能，由于三相全桥电路 所需的功率开关管是三相半桥电路的两倍，所以三相全桥电路一般较少采用。 3 、三电平v s r r n 图2 - 5 三相三电平 以上所述的v s r 结构都属于二电平结构。二电平结构的不足之处在于，当 其应用于高压场合时，需使用高反压的功率开关管或将多个功率开关管串联使 用。此外，由于v s r 交流侧输出电压总在二电平上切换，当开关频率不高时， 将导致谐波含量相对较大。三电平可以克服这些问题，它在提高削压等级的同时， 降低了交流谐波电压、电流，从而改善了网侧电流波形。图2 5 为三相三电平 v s r 电路，所需的功率开关元件比二电平时成倍增加，控制的复杂度增加，这 是三电平的不足。为了更好地适应高压大功率应用，并降低输出电压谐波，有人 设计了多电平结构。 4 、基于软开关调制的v s r 如图2 - 6 为三相软开关v s r 电路，桥式并联谐振网络由谐振电感l r 、谐振 电容c ，、功率开关v 7 以及续流二极管v d 7 、v d 8 组成；v 8 和v d 9 为直流侧开关， 主要作用是将直流侧与谐振网络和交流侧隔离。在一定条件下，l r 、c ，产生谐振， 并使c ，两端产生零电压，此时，对三相桥功率开关管进行切换，便可实现软开 关p w m 控制。 i f 江大学硕士学位论文 第二章p w m 整流暑5 的原理、拓扑鼓数学模型 n 图2 - 6 三相软开关v s r 5 、电流型p w m 整流器 c s r ( 电流型p w m 整流器) 的显著特征是直流侧采用电感进行直流储能， 从而使c s r 直流侧呈现高阻抗的电流源特性。常采用的c s r 结构有单相和三相， 如图2 7 。除直流储能电感外，与v s r 相比，其交流侧增加了滤波电容，作用是 与网侧电感一起组成l c 滤波器，以虑除c s r 网侧谐波电流，并抑制c s r 交流 侧谐波电压。c s r 功率开关管支路上顺向串联二极管，其主要目的是阻断反向 电流( 一般大功率开关管大都集成有反并联二极管) ，并提高功率开关管的酬反 压能量。 ( a ) 单相( b ) 三相 图2 7c s r 拓扑结构 2 3 电压型p w m 整流器的控制方法 整流器的控制目标一是输入电流，二是输出电压。其中输入电流的控制是整 流系统控制的关键所在。因为采用p w m 整流器的目的是为了使输入电流波形f 弦化。其次，对输入电流的有效控制的实质是对变换器能量流动的有效控制，也 就控制了输出电压。基于这个观点，可以将整流器的控制分成间接电流控制和直 接电流控制两大类。 间接电流控制又称作幅值相位控制，通过调节整流器交流侧电压的幅值和相 位达到控制输入电流的目的。其电流控制的依据是整流器的空间矢量图，对电流 的控制是丌环的。间接控制的静态特性很好，控制结构简单。由于不需要电流传 浙江人学坝 + 学位论义第_ 二章p w m 整流器的原理、拓扑胜数学模型 感器，故成本也比较低。但是间接电流控制的实际应用却不多，因为削接电流控 制规律是基于稳态的观点得到。系统的过渡过程按自然特性完成，而整流器的自 然特性又很差，所以间接电流控制的暂态过程不理想，有较大的电流超调，电流 振荡剧烈，系统的稳定性差，响应慢。引入电流微分反馈或加上串联补偿器都是 改进间接电流控制动态响应的有效途径，将使间接电流控制适合实际应用。 把引入了输入电流反馈的控制方式归类为直接电流控制方式。直接电流控制 具有非常优良的动态性能。从系统控制器的结构形式分，直接电流控制又分为三 种： 1 、电压电流双闭环控制。这是目前应用最广泛，最为实用化的控制方式。 它们的共同特点是：输入电流和输出电压分开控制。电压外环的输出作为电流指 令信号，电流内环则控制输入电流，使之快速地跟踪电流指令。电流内环不仅是 控制电流，而且也起到了改善控制对象的作用。由于电流内环的存在，只要使电 流指令限幅就自然达到过流保护的目的，这是双环控制的优点。从电流控制器的 实现方式看，又有以下一些形式。 电流滞环调节器。它具有非常快的电流控制特性，对参数变化的适应性也很 强。滞环控制的缺陷是开关频率不固定，开关应力大，现在己基本不采用。用串 联比例或比例积分等线性控制器代替滞环控制器，并结合电流状态反馈实现电流 解耦的控制方法应用广泛，其动态特性与滞环控制接近。当暂不考虑直流电压变 化时，整流器的输入电流模型是线性时不变系统。所以也有采用状态反馈的方法 配置电流响应的闭环极点，这种方法和前述用串联比例电流调节器加电流反馈解 耦的控制方式在本质上是一样的。如果是在离散电流模型中配置极点，并使得电 流在采样点后一拍或数拍跟踪上电流指令，那么就是所谓的预测电流控制或无差 拍电流控制。 电流的控制既可以是在两相同步坐标中，也可以是在静止坐标系中进行。同 步坐标系下可以实现电流的无静差跟踪，电流响应也快些。早期的控制电路主 要用模拟电路，要实现坐标变换非常复杂，所以控制器一般在静止坐标系实现。 为弥补静止系控制器的不足，在静止坐标系的电流控制器中引入电网反电势信号 作为前馈补偿可以使静止坐标系的电流控制效果和旋转坐标系很接近。随着处理 器技术的发展，数字化系统正逐步取代模拟电路。在数字化系统中进行坐标变换 非常方便，所以使用静止坐标系的控制器将越来越少。 2 、第二类控制方式是以整流器的小信号线性化状念空间模型为基础。电压、 电流控制不分丌，而是对整个系统进行闭环极点配置或设计最优二次型调节器。 该控制方式需要事先离线算出各个静态工作点的状态空间模型及与之对应的反 馈矩阵，然后存入存储器。工作时，还要检测负载电流或等效负载电阻以确定当 前的工作点，然后查表读取相应的反馈矩阵。这种方式的控制效果不错，只是要 浙江人学硕卜学位论义第二帝p w m 控流器的j 泉理、拓扑及数学模型 求对静态工作点的划分很细，占用存储空间较大，离线计算量也比较大，实现复 杂。 3 、非线性控制方法。因为整流器本质上是非线性的，所以用非线性控制方法更 为适合。这类方法目前还只是处于研究阶段。基于l y a p u n o v 的整流器控制具有 良好的控制效果，更重要的是它能使整流系统绝对稳定。从整流器的模型看，它 属于非线性放射系统。这类系统可以通过非线性状态反馈在实现系统线性化的同 时实现解耦。 2 4p w m 整流器的数学模型 建立数学模型是深入分析和研究p w m 整流器的工作机理及动态和静态特 性的重要手段。本文从低频和高频的角度，分别建立了p w m 整流器在三相静止 坐标系、两相静止坐标系和两相旋转坐标系的低频模型和高频模型【3 ”。 p w m 整流器低频数学模型是忽略与开关频率相关的高频谐波，基于整流器 基波分析得到的。通过整流器的低频数学模型，可以得出稳态时整流器的向量图， 通过几何图形可以清晰的表示出整流器的工作机理和各物理量之间的关系。当 v s r 开关频率远高于电网基波频率时，为简化v s r 的一般数学描述，可忽略v s r 开关函数描述模型中的高频分量，即只考虑其中的低频分量，从而获得低频模型。 低频模型非常适合于控制系统的设计，并可直接用于控制器设计。但是，由于这 类模型略去了开关过程的高频分量，因而不能进行精确的动态波形仿真。 p w m 整流器高频数学模型是基于开关函数建立的，适合于v s r 的波形仿 真。然而高频数学模型包含了开关过程的高频分量，很难用于指导控制器的设计。 2 4 1a b c 静止坐标系的低频模型 三相p w m 整流器主电路如图2 - 4 ，整流器交流侧等效电路如图2 8 a ，n 为 电网中点，g 为输出滤波电容的中点，u s 为电网电压，u ，为整流器输入电压，i 为 输入电流，u o 为整流器输出直流电压。不计高次谐波，整流器输入电压u ，为工 频正弦波。当输入电网电压和整流器三相控制电压对称时，电网中点n 和电容 中点g 的电位相等，三相电路互相独立，图2 - 8 b 为a 相等效电路的向量图。 ( a ) 整流器低频等效电路模型 ( b ) a 相向量图 圈2 - 8 整流器输入侧等效电路和向量图 1 4 浙江人学坝卜学位论文 帮二章p w m 控流器的原理、拓扑及数学模型 1 芟电l 捌电= i 王为： “。= u 。，c o s ( o ) ) ：u 。c 。s 一娶) = c o s ( 鲥+ 争 设整流器输入电流基波为： i 。= i 。c o s ( o ) 一p ) = 和s ( 删中等 p i m c o s ( 甜叫争 “= m c o s ( c o 口) 2 z 、 “o2 c o s ( c a t t 2 一_ _ ) j ( 2 2 a ) ( 2 2 b ) ( 2 2 c ) ( 2 3 a ) ( 2 3 b ) ( 2 - 3 c ) ( 2 - 4 a ) ( 2 - 4 b ) “，t a c o s ( c o t 口+ 娑) ( 2 4 c ) j 式中，m 为调制比，o m l 。忽略整流桥的时闾滞后，整流器输入电压和控 制电压的关系为： 1 “ = “o “d ( k 2 a ，b ，c )( 2 - 5 ) z 式中，“o 为整流器输出电压。整流器瞬时输入功率为： p 。= l d r a l 。+ l d r b + “，。f 。 ( 2 - 6 ) 将式( 2 3 ) 、( 2 4 ) 、( 2 - 5 ) 代入式( 2 - 6 ) 可得： 气 p 。= 三“o m l 。1 3 0 s ( a 一妒)( 2 7 ) z 整流器瞬时输出功率为： p 。，= u o f o ( 2 - 8 ) 不计整流器输入电感的等效电阻，假设整流桥为无损网络，根据功率平衡原 理，整流器的瞬时输入功率等于瞬时输出功率。令式( 2 7 ) 和式( 2 - 8 ) 相等可 得整流器输出电流为： 1 i o = 三m ，c o s ( g o 一妒) ( 2 - 9 ) z 由上式可知，当三相输入电压和电流对称时，整流器输出电流为恒定的直流， 输出滤波电容无低频电流通过。这点是三相p w m 整流器不同于单相p w m 整流 浙江人学颂卜学位论文 第二章p w m 整流器的原删、拓扑驶数学模型 器之处，三相p w m 整流器输入瞬时功率恒定，而单相整流器输入功率不恒定， 功率分量中含有1 0 0 h z 的低频分量。因此，单相p w m 整流器的输出滤波尸巳容具 有虑除高频纹波和低频纹波的双重功能，而三相p w m 整流器的输出滤波电容只 虑除高次谐波，容量可以比单相的小。整流器直流侧方程为： 仁c 鲁+ 等 ( 2 1 0 ) 将式( 2 - 9 ) 代入( 2 - 1 0 ) 得： c 警+ 等= 吾m i c o s ( 口刊 沼， 式( 2 1 1 ) 中令单：0 ，可得整流器稳态时的输出电压表达式： “o = - ；m r i 。c o s