（电工理论与新技术专业论文）应用于变电站接地测量系统的脉冲电源的研制.pdf

声明尸明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文应用于变电站接地测量系统的脉冲电 源的研制，是本人在华北电力大学攻读硕士学位期间，在导师指导下进行的研究工作 和取得的研究成果。据本人所知，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含 其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得华北电力大学或其他教育机构的 学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文 中作了明确的说明并表示了i 身 意。 学位论文作者签名： 进：苤兰塑 日强：渺，；，a j 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解华北电力大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保管、 并向有关部门送交学位论文的原件与复印件；学校可以采用影印、缩印或其它复制手 段复制并保存学位论文；学校可允许学位论文被查阅或借阅：学校可以学术交流为 目的，复制赠送和交换学位论文；同意学校可以用不同方式在不同媒体上发表、传播学 位论文的全部或部分内容。 ( 涉密的学位论文在解密后遵守此规定) 作者签名：垂兰多里导师签名：鏖盛1 ；- i - 7 ，) 导师签名：锰翌 卜， 华北电力大学硕士学位论文 1 1 本论文研究工作背景 第一章引言 变电站接地是保证人身安全以及电气设备和过电压保护装置正常工作的非常 重要的技术措施变电站必须有一个接地良好的接地网，这无论从防雷的观点看，还是 从工频对地短路电流不致使变电站工作人员及设备遭受危害的观点来看，都是必须 的为了有效地了解和掌握接地网的接地情况，及时发现缺陷，保障电力系统的安全可 靠运行，要定期对接地网进行预防性试验，进行接地测量以判定接地网的接地状况能 否满足系统安全运行的要求n q l 。 变电站接地网安全问题不仅涉及到传统的接地阻抗、地表电位分布、跨步电压 和接触电压等老问题，而且涉及到不断出现的更加复杂的新问题嫡1 。 目前，变电站接地网故障诊断测量采用的方法是对接地网注入高频电流，对接 地网垂直地表及附近地表电位进行测量，估算不同注入电流值，不同频率下，相应 的地表电位，进而诊断出变电站接地网的安装是否良好，是否正常工作以及接地电 阻是否符合要求哺。1 。 在对接地网注入高频电流时需要一个相对地表电位独立的电源。为方便操作人 员，要求此电源能够满足工程人员的一些基本要求。 在变电站接地网故障诊断测量中，传统测量电源能够做到在低频情况下实现离 散调节，且具有如下特点频率稳定、输出波形好、电压误差小。目前典型的应用于 变电站接地电阻测试电源有： l ，n o r m ae a r t h g r o u n dt e s t e r u n i l a pg e ox 型接地电阻测试仪，主要参数： 测量电压2 0 、4 8 v 测试频率9 4 1 0 5 111 1 2 8 h z 2 ，m e g g e rd e t2 2a u t oe a r t ht e s t e r ( 全自动数字式接地电阻测试仪) ， 主要参数： 测量电压l1 0 2 4 0 v 测试频率5 0 6 0 h z 但随着国内外大量变电站的建设和投产，原来的应用于此类测量系统的传统 测量电源逐渐暴露出了它的不足。由于大部分测量工作都在野外进行，而且传统 1 华北电力大学硕士学位论文 电源的输出频率较低，这就限制了应用于变电站接地测量系统的传统功率电源的 使用条件，暴露了传统此类电源的缺点： l 体积大，笨重致使运送不便； 2 输出讽压，调频的非连续性： 3 输出电压范围不能满足测量需要； 4 输出频率范围不能满足测量需要 在变电站接地网故障诊断系统测量的过程中，由于传统测量电源信号的限制 而无法完成测量任务。为此，本文提出了设计并研制应用于变电站接地网故障诊 断系统测量系统的高频脉冲电源。 随着电力电子技术的不断发展，集成化开关电源被广泛应用于电子计算机，家 用电气，卫星通信设备，程序交换机，精密仪表等电子设备，这是由于开关电源能 够满足现代电子设备对多种电压和电流的要求。随着科学技术的进一步发展，世界 进入电子信息时代，各种灵敏的仪表设备和各种数据处理，自动控制系统深入到各 个领域，这些电子设备无不要求有可靠的电源做保障。可以说电源技术已经成为传 统产业和高新技术领域不可缺少的关键技术n 2 叫3 l 。 今年来，各种新型电源，如交流不间断电源( u p s ) 、脉冲电源、开关稳压电 源、在航天、精密仪器、机械电子等领域得到了广泛的应用。尤其是在电源朝着小 型，高可靠性，灵活性，智能化发展的今天，开关电源更显示了她前所未有的生命 力。需要说明的是，现在许多高新检测仪器和信号发生源都涉及到电压，电流，频 率，和相位等若干基本参数的控制和调节，而应用电力电子技术能够对这些参数实 现精确的控制和高效率的处理2 叫3 l 。 通过当今电力电子技术的发展水平来看，我们完全可以研制出所需要的高频脉 冲电源。 1 2 本论文研究工作简介 本文设计，仿真并研制了应用于变电站接地网故障诊断测量系统的高频单极性 脉冲电源。此电源具有能实现高低频率可调，电压可调，脉冲占空比可调等特点， 通过实验室观测及现场测量结果来看，能够满足工程人员的实际测量需要。本论文 共分五章，各章具体内容如下： 第一章根据变电站接地网故障诊断测量的现实需求，提出了研制高频电源的 需要，并且根据目前的电力电子水平，证明了制作高频电源的可能性。 2 华北电力大学硕士学位论文 第二章根据电源的具体指标设计了高频脉冲电源。具体内容包括：电源的基 本原理，电源各元器件的设计与选择等。 第三章对电源进行了计算机仿真和样机调试。在样机调试阶段，对高频脉冲 电源在不同频率，不同占空比下进行现场模拟测试。 第四章在现场进行实地测量，对比接地网接地性能分析软件计算结果，分析 误差原因，验证此高频脉冲电源的实用性。 第五章对本文的工作进行了总结，阐述了本文的主要贡献，提出了进一步需 要解决的问题。 华北电力大学硕士学位论文 2 1 结构的划分 第二章总体结构设计 产生高压脉冲的方法很多，因所用方法的不同，所采用的功率器件和控制元 件也不一致。根据所要设计电源追求的设计目标，选用适当的开关组件和控制策 略能够实现电源的优化性设计。 此电源设计指标： ( 1 ) 输入端与输出端实现电隔离： ( 2 ) 输出单极性脉冲； ( 3 ) 输出电压幅值o 2 0 0 v 且连续可调； ( 4 ) 输出频率3 0 h z - 2 0 0 k h z ，且连续可调； ( 5 ) 输出脉冲占空比可调。 电源总体电路示意图如图2 1 图2 1 总体电路不总图 从总体电路示意图可以看出，该电源具有在实现所需功能的情况下，结果结构 简单，成本低廉，操作方便等诸多有点。 总电路图： 图2 - 2 为该电源的基本电路图。该电源的基本工作过程是： 由n e 5 5 5 的3 脚产生控制信号脉冲，脉冲频率可由b 点调节，脉冲占空比由a 点调节。信号脉冲通过光耦芯片与驱动电路实现电隔离，经c d 4 0 4 1 u b e 缓冲芯片进 行波形整形和功率放大，最终脉冲信号经互补驱动电路去驱动m o s f e t 管。2 2 0 v 市 电经隔离变压器隔离和自耦变压器调压，由整流桥输出整流后的直流电，再经 m o s f e t 逆变成单极性脉冲提供给负载。 4 华北电力大学硕士学位论文 2 1 1 控制信号的产生 图2 2 总电路图 鉴于变电站接地测量系统的实际需要，由n e 5 5 5 时谐振荡电路产生初步高频 或低频脉冲信号，频率和占空比由n e 5 5 5 外接电路手动控制。信号经过光耦隔离芯 片隔离高压侧的高电位和主控电路强干扰信号，以实现对控制电路的保护，再由整 形芯片进行信号整形，达到设计所要求的完整输出控制信号脉冲序列，最后经过图 腾驱动电路形成开关器件的驱动脉冲序列信号。所有上述功能实现都需要一定的功 能模块或芯片来完成。 2 1 2 主控电路部分 图2 - i 中脉冲电路部分为此电源的主控电路，主控电路的功能是将2 2 0 v 的交 流电变换直流再斩波后传送至输出端。由于测量的是土壤电阻率或者是接地电网 的地表电位，所以对此电源的输出负极需要与大地隔离哺1 。因此，在交直变换的 前端需要隔离变压器实现2 2 0 交流电的零线与交直模块输出端的地隔离。目前实 现模块调压非常困难，需要自耦调压变压器对隔离的2 2 0 v 交流电实现调压，以达 到最终电源输出调压的目的。交直模块输出的直流电压经开关元件进行斩波逆变， 达到输出高压直流脉冲的目的。最后，为产生符合要求的波形和避免感性负载的 s 华北电力大学硕士学位论文 干扰，需要在输出端接快速恢复二极管。 2 1 3 保护电路部分 对于每个电子器件都有它自己的最大耐压值和最大工作电流，在正常工作过 程中，任何e h 于偶然的随机因素引发的过压和过流都可能造成永久性的破坏。按 照电路设计原则的基本要求，就现有m o s f e t 实际性能和市电的状况而言，瞬时电 流和过电压都不能超出额定值的一定范围，而从可靠性的角度考虑，作为一个完 善的开关电源，必须有过压和过流保护环节，对开关管进行保护，主要是为了防 止m o s f e t 关断时的过电压，开通时的浪涌电流。为了此电源的长期耐用性，在设 计之初就将器件的耐压值和最大工作电流设定为实际应用时可能出现的最大电压 和电流的2 、3 倍。 2 各功能模块的选择与设计 2 2 1 逆变电路的设计 2 2 1 1 主开关管的选择 对于此电源的设计，开关器件的选择非常重要。已有的电力电子开关器件包 括g t o ，g t r ，m o s f e t ，i g b t ，i c g 等。表2 - 1 给出了它们的性能参数，图2 3 给出了 上述器件适用的容量和工作频率的曲线关系“引。 表2 一l 各开关器件的优缺点 优点 缺点 g t o 电流控制型，容量大，采用脉冲换相，对驱动电路要求严格，工作频率 无噪声：易实现脉宽调制，改善输出波低，关断时要很大的反向驱动电 形，结构简单流 g t r 电流控制行，功率大，工作频率1 0 k 左 耐冲击能力差，易受二次冲击而 右 损坏：所需驱动功率较大 m o s f e t 开关速度快，损耗低，驱动电流小，无通态压降高，易受静电击穿，器 二次击穿现象 件容量小 i g b t g t r 和b l o s f e t 的复合，驱动功率小，饱价格较高，需要专用的驱动模块 和压降低，是具备自保护功能的模块化 器件 m c t 集m o s f e t 和i g b t 的优点于一体，是比容量水平有待提高，目前在国内 较理想，最有发展前途的器件市场上较少 6 华北电力大学硕士学位论文 i o i 酽 ；i d ， 、， 们 i 矿 1 0 ， 图2 3 各功率管器件f s 图 考虑到本电源设计指标的特殊性，选择能够在高频下工作的m o s f e t 功率器件。 2 2 1 2m o s f e t 工作原理与基本特性 功率场效应晶体管( p o w e rm o s f e t 一p o w e rm e t a lo x i d es e m i c o n d u c t o rf i e l d e f e c tt r a n s i s t o r ) ，是一种多子导电的单极型电压控制器件，具有开关速度快， 高频性能好，输入阻抗高，驱动功率小，热稳定性优良，无二次击穿问题，安全工 作区宽和跨导线性度高等显著特点，在线性放大技术领域及各类中小功率开关电路 中得到极为广泛的应用n 5 叫引。 im o s f e t 的工作原理 功率m o s f e t t f f i d 功率m o s 管导电机理相同，以v d m o s f e t 为例，其结构如图2 4 所 示。 阢曙孺w - 1 h 矗垡h nw n n 7 l i 耳+ 卜。 。1n 十1 pp n n 十 f l ，i ，l j ，l l t f i i ，f i i i i i lt i i ，i t j 图2 4v d m o s f e t 的结构 华北电力大学硕士学位论文 当漏极d 接电源正端，源极接电源负端，栅极和源极间电压为零时，p 基区与n 区之间形成的p n 结j 。反偏，漏源极之间无电流流过。如果在栅极和源极之间加一正 电压v c s ，由于栅极是绝缘的，所以并不会有栅极电流流过。但栅极的正电压却会将 其下面p 区中的空穴推开，而将p i x 中的少数载流子电子吸引到栅极下面的p n 表面。 当v c s 大于某一电压值v 吲。，时，栅极下p 区表面的电子浓度将超过空穴浓度，从而使p 型半导体反型成n 型半导体而成为反型层，该反型层形成n 沟道而使p n 结j 消失，漏 极和源极导电。电压v 。s “，称为丌启电压或阀值电压，v 。超过v 。吼。，越多，导电能力越 强，漏极电流i 。越大。 i im o s f e t 的基本特性 a 静态特性 静态特性主要指m o s f e t 的输出特性和转移特性。 在n 沟道增强型功率m o s f e t 器件中，当栅源电压v 。为负值时，栅极下面的p 型体 区表面呈现空穴的堆积状态，不可能出现反型层，因而无法沟通源区和漏区。即使 栅源电压为正，但数值尚不够大时，栅极下面的p 型体区表面仍呈现耗尽状态，也 不会出现反型层，同样无法沟通源区和漏区。在这两种状态下，功率m o s f e t 都处于 截止状态，即使加上漏极电压v 。，也没有漏极电流i 。出现。只有当栅源电源v 。达到 或超过强反型条件时，栅极下面的p 型体区表面才会发生反型，形成n 型表面层并把 源区和漏区联系起来，使功率m o s f e t 进入导通状态。栅源电压v 。越大，反型层越厚， 即沟道截面越大，漏极电流i 。越大。 ( 1 ) 输出特性 以栅源电压v 。为参变量，反映漏极电流工。与漏源电压v 。间关系的曲线族称为功 率m o s f e t 的输出特性。输出特性又分为正向输出特性和反向输出特性。正向输出特 性可分为三个区域：可调电阻区，饱和区和雪崩区，如图2 - 5 所示， 0 8 华北电力大学硕士学位论文 一- 图2 5 功率m o s f e t 的输出特性 在可调电阻区1 ，v c s 一定时，漏极电流i 。与漏源电压v 。几乎呈线性关系，这是由 于漏源电压较小时，它对沟道的影响可以忽略不计，因而沟道宽度和沟道载流子的 迁移率几乎不变。因为一定的栅压对应一定的沟道，所以改变栅源电压可以改变器 件的电阻值。当v 。s 较大时，情况有所不同，一方面随着v 。的增加，靠近漏区一端的 沟道要逐渐变窄；另一方面沟道载流子将达到散射极限速度，电子速度不在继续增 加，于是尽管v d s 继续增加，当i d 增加缓慢，沟道的有效值增加。直至靠近漏区一端 的沟道被央断或沟道载流子达到散射极限速度，才使沟道载流子的运动摆脱了沟道 电场的影响，开始进入饱和区2 。 在饱和区2 ，沟道电子的漂移速度不再受沟道电场的影响，漏源i = gj k v 。增加时， 漏极电流工。保持恒定。 在雪崩区3 ，p n 结的反偏电压v 。过高，使漏极p n 结发生雪崩击穿，漏极电流i 。突 然增加。在使用器件使应避免出现这种情况，否则会使器件损坏。 ( 2 ) 转移特性 漏源电压v o s 为常数，漏极电流i 。和栅源电压v 。之间的关系称为转移特性。右图 2 6 所示为功率m o s f e t 在输出特性饱和区的转移特性。 jl i d l ! l 厶【d 厂 v b s 0 | h ) 7v g s 图2 - 6 功率m o s f e t 的转移特性 该特性表征功率m o s f e t 栅源电压v 。对漏极电流i d 的控制能力。图中v g s ( t h ) 是功率 m o s f e t 的开启电压( 又称阀值电压) ，它是功率m o s f e t 的一个主要参数。 b 动态特性 功率m o s f e t ：是- - 个近似理想的开关，具有很高的增益和极快的开关速度。动态 特性主要影响功率m o s f e t 的开关瞬态过程。 9 华北电力大学硕士学位论文 ( 1 ) 开关特性 研究功率m o s f e t 开关特性的电路如图2 7 所示。 图2 7 研究功率m o s f e t i 关特性的电路 图中信号源电压是脉冲上升沿波形，r 。是信号源内阻，l 是电感负载，v d 是续流 二极管，以提供管子截止时释放负载l 中的储能，以避免漏极经受过电压。l 。和l 。 分别是漏极和源极外引线电感，在开通和关断过程中，分布电感的影响不可忽略。 c 。和c 。分别是栅漏和栅源极间电容。 1 ) 功率m o s f e t 的开通过程 功率m o s f e t 的开通过程如图2 8 所示。在t o 时刻，信号源电压v ；开始上升。t l 时 刻达到功率m o s f e t 阀值电压，漏极电流开始增大。这时有两个原因使栅源电压波形 偏离原轨迹。首先，和源极串联的电感对栅极电路产生一个感应电压，这是源极电 流增大的结果。此电压使栅源间电压v 。减小，并使其上升率降低，这又使源极电流 的上升速率降低，这是一种负反馈作用。影响栅源电压的另一个因素是所谓的“密 勒”效应。在t 1 到t 2 期间，一部分电压会降在和漏极串联的、不被钳位的电路杂散 电感l 。o 上，漏源电压即开始下降。漏源电压的下降使栅漏电容c 。产生一放电电流， 此电流流过信号源内阻r 。并使其上的压降增大，从而降低了栅源间电压v 。的上升率。 t 0 时刻，m o s f e t 己开始导电，但续流二极管尚未恢复阻断，即t l 至t 2 期间漏极 电流反向流过续流二极管v 。随着栅源电压v 。上升，反向流过续流二极管的漏极电流 1 0 华北电力大学硕士学位论文 _ 二二二二二二一 一直上升到续流二极管恢复电流的峰值i 。 在t l 至t 2 阶段，由于续流二极管有恢复电流流过，负载l 被旁路，故功率m o s f e t 的漏极负载阻抗很低，管子处于饱和区内，负载压降很小，m o s f e t 压降较高，故漏 源电压u n s 波形只是随着i 。的上升而略有减小。 从t 2 时刻开始，续流二极管开始承受反向电压，恢复反向阻断，漏极电流从续 流二极管v d 转移到负载电感l 上。由于负载阻抗增大，漏源电压u 。：迅速减小，到t 3 时刻，功率m o s f e t 进入完全导通状态。t 2 l z s t 3 ，时间通常仅数十纳秒，在如此短暂 的时间内，漏极电位急剧降低，将会激发极间电容c 。与管子、l 。信号源形成的衰减 振荡过程。工作电源电压v d d 越高，初始震荡幅度也越大。漏极电流i 。也有相应的振 荡过程 最后，在t 3 时刻，功率m o s f e t 完全导通，栅源电压迅速上升到信号源v i 电压的 稳态值。从t o 至t 2 是图3 6 所示电路中功率m o s f e t 的开通时间。显然，此开通时间 不完全取决于器件，而且与外电路参数有关，特别是与信号源内阻r g 有关。r 。越小， 开通时间越短。 a ) 华北电力大学硕士学位论文 2 ) 功率m o s f e t 的关断过程 功率m o s f e t 的关断过程如图2 9 所示。t o 时栅极信号源电压v i 开始下降，栅源间 电容c 。和栅漏间电容c 。在开通过程最后阶段被信号源所充的电荷现在要通过信号 源释放。由于放电时间常数( c 。十c 。) r 。的影响，栅源电压v 。的下降速率将比v i 减缓。 t 1 时刻，器件进入线性工作模式，漏源电压丌始上升。由于漏极电位升高，极间电 客c 。将通过信号源被充电，充电电流在信号源内阻r 。上的压降使得栅源电压下降缓 慢。 在t 2 时刻，漏极电位上升到与电源相同t 2 之后，负载电感l 以及l 。和l 。将释放 储能，l 通过续流二极管v 。释放能量。l 薪f l l 。释放储能时产生的感应电动势使漏源电 压v 。； v 。因引线电感l 。和l 。都很小，储能释放极快，故漏源电压迅遮恢复n v 肋。 t 2 至t 3 时间极短，在此期间，漏极电流i 。也迅速下降到零。 在此阶段，v 。的尖峰过电压也会通过栅漏间电容c 。耦合到栅极。但因栅源间电 容c 。l l c 。大的多，所以栅源电压v 。不会出现相同的尖峰电压。栅源间电容在此期间 可以通过信号源放电，至t 3 时，v 。= o 。 t ot l t ot l 图2 9 功率m o s f e t 的关断过程 功率m o s f e t 在高频应用下，开关过程的分析就显得尤为重要。了解这一过程， 可以在给定开关速度下，求得所需的栅极电流估算值，这对驱动电路的设计以及并 1 2 瞄 o b v n 咿 咿 。 曲 够 0 华北电力大学硕士学位论文 联运行时的均流分析非常有利。 ( 2 ) 栅极电荷特牲 图2 - 1 0 栅极电荷特性 栅极电荷q 。与栅源电压v 。之间的函数关系称为栅极电荷特性。其特性曲线如图 2 1 0 p ) f 示。q 。表示功率m o s f e t 的电容c 。+ c 。从0 v 充电到1 0 v 所需的电荷总量。栅极电 荷的多少与漏极电流无关，仅随栅源电压的变化而变化。q 。的最大额定值是在结温 t ，在2 5 摄氏度，漏极电流i 。为额定值和漏源电压为8 0 额定值的条件下确定的。 栅极电荷q 。由三部分组成：q 吲，q c d 矛i o 。：。充电开始，电荷流入栅源间电容c 。， 直到漏极电流出现，漏源电压开始下降为止。在这段时间内c 。上积聚的电荷量为q 。， 在v 。下降期间，v 。维持不变，但栅漏电容c 不停积累电荷，直到功率m o s f e t 饱和导 通为止。这段时间c 。上积累的电荷为q 。以后，随着v 。的增高，虽然c 。仍在积聚电 荷，但大部分电荷被c 。储存。这段时间内栅极上积聚的电荷用q 。；：表示。因此，总的 栅极电荷q 。等于三者之和。 利用这一特性曲线，可以在给定的开关速度要求下，求得所需的栅极电流估算 值，这是设计驱动电路的一个重要的依据。 ( 3 ) 漏源二极管特性 由于功率m o s f e t 中专门集成一个反并联二极管，用以提供无功电流通路，所以 当源极电位高于漏极时，这个二极管即正向导通。由于这个二极管成为电路的重要 组成部分，所以手册中都给出它的正向导通压降v ，( 1 l v 。) 和反向恢复时间t ，的参数 值。 华北电力大学硕士学位论文 ( 4 ) 漏源极d v 。d t 耐量 功率m o s f e t 的动态性能还受到漏源极间电压上升率d v 。d t 的限制。过高的 d v 。d r 不但干扰电路的正常工作，而且有可能使器件遭到永久性损坏。图2 - 1l 为分 析功率m o s f e t 的d v 。d t 效应的等效电路。v 。为漏源极间随时间变化的电压。c 。，c 。 和c 。为极间电容，v 为寄生晶体管。 d i 妒i 砌 上 s 图2 - 1 1d v 。；d r 效应的等效电路 漏源间的d v 。d t 效应有三种形式：静态d v 。d t ，动态d v 。d r i l l 二极管恢复 d v 。d t 。由于它们引起的效应有所不同，所以规定的极限耐量也不同。 i i i m o s f e t 特性小结 a 驱动功率小 从m o s f e t 的工作原理可知，它是由加在栅极上的电压控制流入负载的电流， 是电压型控制器件。在器件开通时几乎不需要栅极电流，具有驱动功率小，驱动电 路简单等特点。 b 开关速度高，抗击穿能力强 栅极间加正向电压时，在栅极氧化膜的下方能感应生成导电通道，此时若漏 源间加正向电流就会有电流从漏极流入源极。电流是由多数载流子( 对n 型沟道而 言为电子) 形成的，所以大功率m o s f e t 是多数载流子器件，因无少数载流子存储 效应，所以开关速度极高。高的开关速度使得器件能够在高频下有效的工作，提高 了开关电源的工作频率，减少了电源中电感元件的尺寸，减小了电源的重量，故而 提高了电源的效率。 c 安全工作区s o a 范围宽 1 4 华北电力大学硕士学位论文 开关的安全工作区( s s o a ) 是指在这个范围内器件不会损坏，能安全工作的 区域。最基本的限制是漏极电流最大值i 。，漏一源电压额定值v 啷和最大额定结温 不能超过额定值。正向偏置安全工作区( f b s o a ) ，它指在最大漏一源电压和漏极电 流下，当器件正向偏置或导通或开始导通时该器件能安去工作的区域。因无二次击 穿现象，所以功率m o s f e t 的安全工作区比双极型晶体管宽，可靠性高。 由于功率m o s f e t 具有诸多优点，特别适合在高频下工作，广泛应用子中，小 功率的电力电子电源中，因此本电源中选用功率m o s f e t 作为主开关管。 2 2 1 3 耐压计算 在单相逆变电路中，开关管承受的电压为输入直流电压u ；，但是，由于漏极 回路中引线电感的影响，在开关管关断瞬间会引起较大的反峰尖刺，所以应给予一 定的电压裕量，在此取3 0 的裕量。此外，还应考虑到电网波动时的影响，所以 开关管耐压最低为n 9 1 ： 1 3 u 。= 1 3 2 0 0 = 2 6 0 v ( 2 一1 ) 因此功率m o s f e t 的漏一源极间电压应为：u 珊2 6 0 v 2 2 1 4 漏极电流的计算 根据电源设计的指标，m = 2 a ，考虑到开关管导通和关断时所产生的电流尖峰 以及冲击电流等，设计时要留有一定的电流裕量，所以应取开关管漏极电流最大值 为：i 晰2 im = 4 a o 2 2 1 5 开关延时的计算 根据电源输出脉冲的最大频率为f m 。= 2 0 0 k h z ，占空比p = 0 1 - 0 2 ，正幅值 脉冲宽度为： n = 砉2 志去= 5 0 0 郴 c2 圳 所以要求，+ ，5 0 0 n s 其中，f ，：为正幅值脉冲时上升沿时间 0 ：为正幅值脉冲时下降沿时间 根据上面计算的耐压值，漏极电流的最大值，开关频率及开关延时时间我们选取符 合要求的m o s f e t i x t h 2 0 n 5 5 。 华北电力大学硕士学位论文 2 2 2m o s f e t 管的保护电路 2 2 2 1 吸收回路的选择 功率m o s f e t 损坏的主要原因是由工作过程中器件的电压或电流超过安全工作 区s o a 造成的，尤其是在开关转换瞬间，由于线路上存在感抗，会在主功率管和二 极管上产生电压尖峰，从而造成热损坏或电击穿。其中漏极和源极之间的过电压和 过电流占有很大比例。造成过电压的原因既有开关与其他m o s f e t ( 非单相时) 等 外部原因产生的浪涌电压，又有m o s f e t 自身关断时产生的浪涌电压，还有m o s f e t 内部二极管的反向恢复特性产生的浪涌电压等，这些过电压会导致功率器件的损 坏。要降低这些电压的影响，必须加一定的保护电路对电压进行防护，主要有以下 几种电路可以选择n 弘2 0 1 ： a 电容吸收回路 如图2 1 2 所示电容器c 跨接于开关管的漏源极之间，开关管导通时，电容通 过器件放电至零。当开关管截止时，电源向电容充电，电容上电压缓慢上升，用于 抑制工作于器件的电压变化率和尖峰电压。这种吸收电路的缺点是当开关管开通 时，电容短路，会产生很大的开通尖峰电流，使开通损耗增加。电容量越大，关断 时对d u d t 和尖峰电压的抑制作用越好，但开通时产生的电流尖峰和损耗也越严 重。所以在这种电路里，电容c 值取的较小。 c 图2 - 1 2 电容吸收回路 br c 阻容吸收回路 为了克服电容缓冲电路的缺点，将一电阻与电容串联组成的阻容吸收电路， 这种r c 吸收回路采用折中办法使关断过电压与开通尖峰电流的矛盾得以解决。由 于在电容回路串接了电阻，使得开关管关断时的过压吸收效果较电容吸收回路要 差。但是当r 阻值取得合适，吸收效果能够满足实际需求。所以实际应用中，r 阻 值取的较小，这样既可对过电压有好的吸收效果，同时对开通时的电流尖峰又有所 抑制。这种r c 阻值吸收电路广泛应用于大功率二极管和晶闸管的过压吸收以及器 件m o s f e t 的过压吸收场合。 在实践中，采用r c 吸收回路还有两种原因，第一，r c 吸收回路改变了m o s f e t 1 6 华北电力大学硕士学位论文 管的负载曲线，增加了它达到最大功率时的可靠性。第二，吸收回路消耗了多余的 关断m o g f e t 管的能量，否则，这部分能量要由m o s f e t 管开关消耗。这样在不影响 整个开关效率的前提下，可以使m o s f e t 管的体积尽量小型化。所以此电源应用了 这种r c 阻容吸收回路。 c 充放电式r c d 缓冲吸收电路 r c 阻容吸收电路由于串由电阻r ，所以对关断过程的过电压抑制作用不如用 电容缓冲电路有效。为了得到更好的吸收效果，同时又要对开通尖峰电流加以限制， 可在r c 吸收回路的r 上并联一只二极管d ，这样便构成了r c d 缓冲吸收电路，为 了防止浪涌电压的振荡，d 要采用高速开关二极管，如图2 1 3 所示 d c 图2 - 1 3 充放电式r c d 缓冲吸收回路 当开关管关断时，电源经二极管d 向c 充电，由于二极管的正向导通压降很 小，所以关断时的过压吸收效果与电容吸收电路相同。当开关管导通时，电容通过 电阻r 放电，限制了开关管中的开通尖峰电流。，开关管开关一次，电容充放电一 次，为了与其他结构的吸收电路有所区别，将这种结构的吸收电路称作充放电式缓 冲吸收电路。通常在开关管关断时，电容被充到电源电压值，在开关管关断时，电 容通过r 放电并全部放光，每一周期冲入电容的能量要全部消耗在放电回路中，组 要消耗在电阻r 上，这种吸收回路的功率消耗正比于开关频率，所以它普遍应用于 开关频率不太高的g t o 和大功率晶体管器件上。在所设计的电源电路中，功率 m o s f e t 的工作频率在几个千赫的范围，介于高频和低频之间，显然不能满足电源 设计的需求。 2 2 2 2 续流回路的选择 、 为系统能够可靠稳定的工作，对m o s f e t 进行适当的动态保护是十分必要的。 这是因为当电源输出高频脉冲信号时，在m o s f e t 交替导通和关断过程中，由于开 关管工作于高频状态伴随而来的是非常高的电压脉冲和电流脉冲，所以要设计缓冲 电路防止开通时产生的浪涌电流对开关管造成的损坏，要设计续流回路为开关管截 止时电流的继续流动提供通道。 ， 在这里选用快恢复二极管c t u g 3 d 。 华北电力大学硕士学位论文 2 2 2 3 栅源极间保护 从m o s f e t 自身结构来讲，m o s f e t 的栅极是由非常薄的金属氧化层膜构成的。 如果电流泄放通道设置不好，或者说工作过程中电荷不能完全泄放，当电荷积累 到一定程度时，都可能造成栅极永久性的破坏。所以对栅极电路也要加以保护。 在栅源间连接2 0 v 稳压二极管，当栅源电压超过2 0 v 时，二极管导通，起到保护 栅源的作用。 2 2 2 4 防止偶然性振荡损坏器件 功率m o s f e t 与测试仪器，接插盒等器件的输入电容，输入电阻匹配不当时， 可能出现偶然性振荡，造成器件损坏。因此，在用示波器等仪器测试时，器件的栅 极端子处应外接i o k 欧电阻，也可在栅源间外接0 5 u f 的电容。 2 2 2 5 防止过电流 较大负载的接入或撤除，均可能产生很高的冲击电流，以至超过最大额定值i ， 此时必须用电流互感器和控制电路使器件回路迅速断开。在脉冲应用时，不仅要峰 值电流i ，。不超过最大额定值，而且还要保证其有效电流，r d 也不超过额定值， 其中d 为占空比乜0 。2 引。 器件性能指标中给出的连续电流的最大额定值，并不表示实际系统中器件能 安全工作的连续电流，因为功率m o s f e t 还要考虑导通电阻功耗的限制，使用中应 根据导电电阻并结合器件的结一壳热阻来正确选用电流容量。 2 2 2 6m o s f e t 管内部寄生二极管的保护 m o s f e t 内部有一个寄生的二极管，该二极管的正向电流和击穿电压额定值与 m o s f e t 的相同，但恢复时间比器件的开关恢复时间长。当负载时感性负载的时候， m o s f e t 的内部二极管在作为换流二极管使用时，将流过负载电流。由于二极管恢 复时间的影响，当直接加上反向电压时，电路瞬时处于短路状态，将流过很大的恢 复电流。该电流将会造成大功率m o s f e t 的损坏。因此必须采取措施抑制恢复电流。 在栅极适当串入电阻可使开通时间延长，由此来抑制内部二极管的等和鲁。当开关 速度允许时，可采用此简便方法。另外，还可以采用外接并联快速恢复二极管的方 法，使流入内部二极管的电流大大减小，缩短其恢复时间。 2 2 2 7 防止栅极的静电击穿 功率m o s f e t 的栅极和衬底之间有一很薄的s 0 ：绝缘层：若使用不当，使栅源 电压超过其允许的最大值，就会造成绝缘层的击穿，导致器件永久性损坏n 2 制。 由于m o s f e t 具有极高的输入阻抗，因此在静电较强的场合难以泄放电荷，容 华北电力大学硕士学位论文 易引起静电击穿。静电击穿有两种形式：一是电压型，即栅极的薄氧化层发生击穿， 形成针孔，使栅极和源极之间发生短路。二是功率型，即金属化薄膜铝条被熔断， 造成栅极开路，或者是源极开路。总之，二者都能使器件损坏。为了防止静电击穿， 应注意以下几点： a 在测试和接入电路前，器件应存在在抗静电的包装袋，导电材料或金属容器 内，不能放在塑料盒或塑料袋中。取用器件时应拿管壳部分而不是引线部分，工作 人员应需通过腕带良好接地。 b 将器件接入电路时，工作台和烙铁都必须良好接地。焊接时应把烙铁和电源 断开。在测试器件时测试仪器和工作台都必须良好接地。 c 器件的三个电极未完全接入测试仪器或电路以前，不许施加电压。改变测试 范围时，电压和电流都必须先恢复到零。 d 在电路动态的工作过程中，栅极若不加保护，器件仍有被损坏的危险。因为 漏极变化的电压有可能经漏栅间电容耦合到栅极上，为防止栅极破坏性的峰值电 压，可在栅源之间接一齐纳二极管。如果栅源间的电阻和漏极电压变化率都很大， 那么经漏栅间电容耦合到栅极上的电压很可能超过器件的开启电压v ，使器件误导 通。栅源间所接电容的大小，既要考虑能降低栅源间的电阻，又要尽可能少消耗驱 动电路的功率。 e 注意栅极电压不要过限。有些型号的功率m o s f e t 内部输入端接有齐纳二极 管，这种器件的栅源之间的反向电压不能超过0 3 v ，对内部没设保护二极管的器 件，应外接栅极保护二极管，或外接其他保护电路。 2 2 3 主控电路的设计 鉴于该电源的输出指标，单通道控制信号输出电路由n e 5 5 5 构成引。连线结 构如图2 1 4 。 其工作原理是：由于二极管的存在，使得c l 的充电，放电隔开，v c c 经过 r 3 + ，r 4 ，d l 对电容c 1 充电，充电到u n 时定时器跳变到复位状态，u o = 0 ，芯片 7 脚零电位，电容c l 经d 2 ，r l ，r 2 ，r 3 一放电，使u 订下降到u n 时，定时器又跳变到 置为状态，u o = 1 ，如此反复。此电路的优点是占空比可调，变化范围( 8 9 3 ) 。输出方波的频率为： 厂： ! ：兰三 ( 2 3 ) ，= 一 kz 一) ， 。 ( 尺l + r 3 + 尺4 + r 2 ) c i 1 9 华北电力大学硕士学位论文 占空比为： p ：_ 拿氅 ( 2 - 4 )= 二_ = 一 lz 一4 ) 。 尺i + 尺3 + r 4 + r 2 根据占空比可知，r l 和r 4 电阻的设计目的是为防止输出电路为完全低电平 输出和完全高电平输出。 r 4 船 r 2 r l 2 2 4 辅控电路的设计 图2 - 1 4 控制信号发生电路 2 2 4 1 光耦隔离电路 隔离电路的主要作用时信号隔离，即把控制信号( 弱电) 同所控制的对象( 强 电) 隔离开，从而避免了不同电位间线路的相互干扰。对线路进行隔离，可以采用 变压器和光电耦合器。光电耦合器因体积小，响应快在隔离电路中活得了广泛的应 用。观点耦合的主要优点时能有效的抑制尖峰脉冲及各种噪声干扰，从而提高信噪 比。这是因为干扰噪声虽然有较大的电压幅度，但能量小，只能形成微弱电流，而 光电耦合器输入部分的发光二极管时在电流状态下工作，即使有很高电压幅值的干 扰，但由于不能提供足够的电流而被抑制掉。 当测量接地电阻时，此电源需要工作在工频附近，高压情况下。虽然控制电 路接在整流模块的负极端，但为防止出现意外造成控制电路与驱动电路同处在高电 位的危险情况下，有必要接入隔离电路。在测量地表电位等情况时，因电源工作在 低压状态下，为保证信号在高频下输出，可以将光耦芯片断开，5 5 5 信号直接传输 2 0 华北电力大学硕士学位论文 到4 0 4 1 芯片。 m o s f e t 工作在高频高压状态下，为了避免主控电路强烈的信号干扰控制信号发 生电路，也可以在驱动模块和控制模块之间添加快速光耦。应用光耦的时候，输出 端要特别小心防止振荡的出现，应当在输出和地之间接一个几十皮法的小滤波电容 来避免振荡。如果这个电容值太大，则信号在高低电平的转化时会有很长的上升沿 和下降沿。 在此电路中，选择p 5 2 1 g b 芯片，内部示意结构如图 其外部参数为： 图2 一1 5 光耦芯片内部结构 表2 - 2 光耦外部参数 c h a r a c t e 砒汀i cs y m 卫0 lm i n t y p m a xu n i t s u p p l yv o l t a g ev c c 52 4v f o r w a r dc u r r e n t i f 1 62 5m a c o l l e c t o rc u r r e n t i c 11 0m a o p e r a t i n gt e m p e r a t u r e t o p , 一2 5 8 5。c 脉冲上升沿和下降沿转换时间，如下表 表2 - 3 波形转换时间 s w i t c h i n gc h a r a c t e r i s t i c so a = 2 戏】 c h a r a ( 玎e r i s n c8 y m b o lt e s 汀c o n d m 0 n m i n 1 抑 m a xu n i r r i s et i m e t r 2 f 囊l l 骶m e ” v c c = 1 0 v 3 t l l f n o nt i m e t o i c22 m a 3 p s t u r n - o f f1 i m e t o f f r l 。1 0 0n 3 t u m - o nt i m e t o n 2 s t o r a g et 纽et s r l = 1 9 k f l ( f i g 1 ) 1 5 p s v c c25 v 。i f21 6 m a 2 5 t u r n - o f ft i m e t o f f 在测量接地电阻时，此脉冲电源工作在高压，低频( 5 0 h z 左右) 情况下， 的较大频率时f = l o o h z 时，有 r ：三：上：o o l s f 1 0 0 2 l 取此种测量 ( 2 5 ) 华北电力大学硕士学位论文 占空p = 击观l 脉冲高电平时间为：t h = t * p = i m s 巧= t p = 1 m s 脉冲低电平时间为：瓦= t ( 1 一p ) = 9 m s 对照图知：巧 ，+ ，。= 5 芦 瓦 t f + t o y = 6 p s 可见此光耦芯片完全能够满足需要。 2 2 4 2 信号整形电路 由光耦芯片输出的脉冲信号上升沿和下降沿较缓，波形较差且脉冲功率小，为 使信号脉冲能够驱动m o s f e t 管，且得到较理想的脉冲信号波形，有必要在光耦输 出端和驱动电路输入断接入信号整形和功率放大电路。 在这里选用c d 4 0 4 1 u b e 缓冲c m o s 芯片。 2 2 5 驱动电路设计 2 2 5 1 功率m o s f e t 驱动电路的要求 驱动电路除需提供足够的栅压，对输入电容c ；充放电所需的一定数值的i 。，以 保证m o s f e t 可靠导通和关断，以及实现主电路和控制电路的隔离外，对m o s 管驱 动电路还要求具有小的输出电阻，以加速对栅极充放电速度，减小开关时间。此外 由于m o s 电路工作频率较高，易被干扰，所以驱动电路和前置电路应具有较强的抗 干扰能力乜旷2 引。 功率m o s f e t 的应用场合不同，其栅极电路不尽相同，相应的驱动电路也有差别。 在此电源中，考虑到m o s f e t 可能工作在高频，高压状态下，所以采用如图2 1 6 形式的驱动电路，该电路简单，为互补形式，输出电流方向可逆，由于采用射极输 出，输出电阻很低，从而达到加速栅极充放电速度，减小开关时间，以实现在高频 情况下的顺利工作。 图2 - 1 6 互补驱动电路 2 2 ) ) ) ) ) 6 7 8 9 0 - - i 2 2 2 2 - ( ( ( ( 2，l 华北电力大学硕士学位论文 2 2 5 2 栅极的保护措施 图2 1 7 栅极保护电路 适当降低栅极驱动电路的阻抗，在栅源间并接阻尼电阻，或并联约2 0 v 的齐纳 二极管。特别要防止栅极开路工作。m o s f e t 的栅源间的耐压一般为2 0 v 左右。为 了保证栅源极间加的电压不超过此电压，如图2 - 17 所示，栅源极间接1 5 2 0 v 的 稳压二极管d ，限制所加栅极电压，用电容c 吸收浪涌电压。另外，有电阻r 1 与 r 2 进行分压，降低加到栅源间的电压。由于栅源极间的阻抗非常高，易于振荡， 这样的后果往往是导致m o