（电机与电器专业论文）直线感应电机控制系统研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第| i 页 a b s t r a c t i j n e a rm o t o ri sa 妊do fc q u i p m e n tf o rc o n v c n i n gc l c c 仃i c a lc n e r g yi n t o h n e 盯m o v c m c n tu s c hm o s to c c a s i o n sw h e r c c c dc o n v e r t i n gr o t 盯ym o v c m e n t i n t ol i n c a r m o v c m c n t ，l i c 盯m o t o rs h o w si t ss u p e r i o r i t y _ i tm a k e sm a n y i n - b c t w e e t r a n s f c 玎i n gm h i n e su n n e c e s s a f y t h c f c f o f e ，t h ew h o l es y s t c mm n s m o r cs t c a d i l y i na d d i t i o n ，t h 蛆k st ot h er e d u c i n g0 ft h ei n _ b c t w c c nm a c h i l l e ，t h e f r i c t i o nw a s t a g eo ft h cw h o l es y s t e mi sr e d u c c da n d 也ec f f i d e n c yo ft h cw h o l e s y s t e mi si m p r o v e d h e n c c ，t h cu s a g co ft h cl i n c a rm o t o r h a sa9 0 0 df o r e g r o u d j nt h ca r c a so ft r a f f i c ，i n d u s t i y n a t i o n a ld c f 色n c c 姐ds oo n i nt h ef i 瑙tp a n ，l o o k i n gb a c kt h ep r o g r c s s i n gh i s t o r yo ft h cl i n c a rm o t o r ， i n t r o d u c i n gt h cf e a t u r e so ft h ce l c v a t o rd r i v e nb yl i n c 盯i n d u c t i m o t o r i nt h es e c o n dp a n ，t h cd y n 吼i cv e r t i c a lc n de 丘_ e c to fl i n c 盯m o t o ri s a n a l y z e d ， w h i c hc a u s c se d d yc u r r c n tl o s sa n da i r脚n u xd c c r e a s e 虹 e q u i v a l e n tc i r c u i tm o d c l i nt h er o t o rf l 职o r i c n t e d 丘砌ei sd c v c l o p e df o rt h e v e c t o rc o n t r o lo fu m b ya d d i n gt h cc n dc r c c tf i l n c t i o n t h cs i m u l a t i o nr e s u l t s s h o wt h ci m l ) r o v e m c n t sa c h i c v c db yt h cp r o p o s e ds c h c m c a ni n t c l l i g c n tc o n t r o l s t r a t c g y i n c r c m e n t a lp is p e c dc o n t i d n e rb a s e do ns i g l cn e u r o n ，i sp r c s c n t e d ， w h i c hc a nb er e g a r d c d 嬲t h ca d a p t i v en 仰l i n c 缸c o n t r 0 1 1 c ra l i dc a na c h i c v cm o r e s a t i s f a c t o r yp c 渤皿蛆c ct h 蛆t r a d i t i o n a lp m c o n t r 0 1 l c r s i nt h ct h i r dp a r t ，a san c wc 仰t r o l t h e o r yf o rm o t o rc t r o l ，d t ch a sm a i i y m c r i t s t h i sp 印c rc o n s t m c t e dt h em a t h c m a t i cm o d e lo f1 i n c a ri n d u c t i o nm o t o r f o rd t cc o n t r 0 1 t h cr c s u l t sd c m o n s t r a t c dt h a tt h cd t cf o rl i mi sf c a s i b l ca n d s i m p l e i nt h cl a s t p a n ，t h cv c c t o rc o n t m le x p e r i m c n th a r d w a r cs y s t c mb a s c do n d s pi sc o n s t m c t c d a n dw i 也p r o 争a ml 锄9 1 1 a g cc ，c v e l ym o d u l ei nt h es y s t c m 蹰dt h cc o n t f o l l i n ga r i 也m e t i c 盯cc o n s t n l c t e d k e yw o r d s ：工j n e a ri d u c t i o n ； e n de 髓c t ：v c c t o rc o n t r o l d t c ； s i n g l e n c u r o n ：t m s 3 2 0 f 2 8 1 2 ；s v p w m 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 旋转电机在结构方面的一种演变。它可以看作是先将一台旋转电机沿其径向 剖开，然后再将电机的圆周展成直线。这样就得到了由旋转电机演变而来的 最原始的直线电机。由定子演变而来的一侧为初级或原边，由转子演变而来 的侧称为次级或副边【l l 【引。 直线电机最基本的工作原理，如图1 2 所示，在初级绕组通入交流电源， 则在气隙中产生行波磁场。次级在行波磁场的切割下，将感应电动势从而产 生电流，该电流与气隙中的磁场相互作用就生电磁推力。如果初级固定，则 次级在推力的作用下做直线运动；反之次级固定，则初级作直线运动。直线 电机这样就把电能直接转变为直线运动的机械能而无需任何中间变换装置。 卜初级2 一次级3 一行波磁场 图1 2 直线感应电机基本工作原理 在图1 - 1 中，演变而来的直线电机的初级和次级长度是相等的。在直线 电机运行时，初级与次级之阔是要做相对运动的。如果在运动开始时，初级 与次级正巧对齐，那么，在运动中初级与次级之间互相耦合的部分越来越少， 从而使直线电机不能正常运动下去。为了保证在所需的行程范围之内，初级 与次级之间的耦合能保持不变，实际应用时，初级与次级的长度要制造成不 相等的。事实上在直线电机制造时，既可以是初级短、次级长，也可以是初 级长、次级短，见图1 3 。前者称作短初级长次级，后者称为长初级短次级。 幽必唑粤必 一初级 a ) 短初级b ) 短次级 图l - 3 单边型直线电机 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 图1 3 中所示的直线电机仅在一边安放初级，这样的结构形式被称为单 边型直线电机。这种结构的电机一个最大特点是在初级与次级之间存在一个 很大的法向吸力。一般这个法向吸力，在钢次级时，若设计不当，会是推力 的1 0 倍以上。在大多数的场合下，这种法向吸力是不希望存在的，如果在次 级的两边都装上初级，那么这个法向拉力可以相互抵消，这种结构形式被称 为双边型，见图1 4 。 圈l - 4 双边型直线电机 上面介绍的直线电机都属于扁平型直线电机，是目前应用最为广泛的结 构形式。对于其它特殊方面的应用，除了上述扁平型直线电机的结构形式外， 直线电机还可以做成圆筒型( 也称管型) 或盘型【2 】【4 1 。 1 3 直线感应电机的控制 直线感应电动机的控制主要是速度和位移的控制，仍然可以采用旋转感 应电动机的调速方法，同时考虑到直线电机的特有特点，加以修正，比如考 虑动态边缘效应的影响、长次级导体分段接头处电流断开的影响等。表1 1 是旋转感应电动机和直线感应电动机在速度方面参数的不同表示。从表1 1 裹l - l 直线电机和旋转电机参数比较 旋转感应电动机直线感应电动机 同步速度 一一等( 转分) 匕一2 ，r ( 米秒) 滑差率 s ! 型s ，兰型 匕 运行速度 n - ( 1 一s ) n ， v _ ( 1 5 ) 匕 可看出，改变直线感应电动机的极距f 也可以改变同步速度，只是极距f 的 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 改变非常有限。 按照感应电动机调速时转差功率的大小和去向，可把感应电动机交流传 动系统分为三类：( 1 ) 转差功率消耗型传动系统；( 2 ) 转差功率回馈型传动系统； ( 3 ) 转差功率不变型传动系统。 转差功率消耗型传动系统的控制比较简单，只是一般的开环或闭环控制。 转差功率不变型传动系统主要是变压变频调速，其效率最高，应用最普遍。 转差功率回馈型的绕线电动机或双馈电动机调速相当于转子回路变频调速， 其控制策略与定子回路变压变频相仿。因此。交流感应电动机传动系统的控 制策略主要是变压变频策略。 交流电动机变压变频的基本控制方式是：在基频以下采用恒压频比控制， 低频时需把电压抬高一些，以补偿定子压降。在基频以上则用恒压升频控制， 相当于直流电动机的弱磁升速。 交流电动机变压变频调速系统的控制策略不断得到发展【3 3 】p 4 】【3 5 】，其发展 方向主要有： 1 ) 从电机本体出发实现转矩与磁链的近似解耦控制，主要有：转速开环 恒压频比控制、基于稳态模型的转速闭环转差频率控制、基于动态模型按转 子磁链定向的矢量控制、基于动态模型保持定子磁链恒定的直接转矩控制等。 以上几种控制策略都已经成熟地得到应用，然而所有这些控制方法都只是从 物理关系上构成转矩与磁链的近似解耦控制，没有或较少的应用控制理论， 总会受到电机参数变化的影响。 2 ) 从控制理论出发的非线性控制，主要有：自适应控制、滑差变结构控 制等。在经典的和各种近代的控制理论基础上提出的控制策略都有一个共同 的问题，即控制算法依赖于电动机的模型，当模型受到参数交化和扰动作用 的影响时，如何进行有效的控制，使系统仍能保持优良的动静态性能，仍是 困扰设计者的一大课题。 3 ) 不依赖控制对象模型的智能控制，主要有：专家系统、模糊控制、神 经网络、遗传算法等。它们虽然能够孵决一些问题，但往往因算法太复杂而 不能实用。比较好的一种观点认为，对于以电动机为控制对象的控制系统来 说，其模型基本上是确定的，只是由于参数变化和扰动作用而受到一些影响， 因此没有必要完全甩掉经典控制方法而采用纯粹的智能控制，这样做必然是 事倍功半。应该在模型控制的基础上，增加一定的智能控制手段，这是引入 智能控制的合理途径。 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 对旋转电动机的控制策略加以修正，以适应直线感应电动机的特点。这 方面的研究较少。文献【4 0 】研究了次级电流不连续的问题。短初级双边扁平型 直线感应电动机，长次级导体由很多导体片拼接起来，在接头处导体电流不 连续，主要影响次级电阻，电磁力产生波动。当速度较低时，影响较大。文 献中修正了次级电阻，并通过矢量控制对这种影响进行补偿。文献【7 】f l o 】【1 4 】考 虑动态纵向边缘效应对互感和损耗的影响，对旋转感应电动机的等效电路进 行修正，建立了直线感应电动机的矢量控制系统模型，并对这种影响进行了 补偿。 1 4 课题的研究背景以及主要研究工作 1 课题的研究背景 直线电机作为新型动力日益受到人们的重视，目前已应用到很多领域。 随着电力电子技术与计算机技术的发展，许多新型电机控制技术的不断提出， 给直线电机的应用与控制提供了很多契机。 2 课题的研究内容 本文研究的主要内容与主要工作 1 回顾了国内直线电机发展历史，直线电机的驱动技术演变。对电机矢 量控制、直接转矩控制和电压空间矢量法的基本原理进行分析。 2 针对直线电机特有的边缘效应，分析了动态纵向边缘效应的影响，建 立了直线感应电动机矢量控制数学模型。仿真结果表明：对动态纵向边缘效 应进行补偿后，系统的动态特性得到提高。把智能控制手段应用于直线电机 调速系统，提出了增量式单神经元p l 速度调节算法，这样的单神经元控制器 可视为由神经元实现的自适应的非线性p i d 控制器，能够实现比传统p i d 控 制器更好的性能。 3 直接转矩控制作为一种新型的控制方法，有它的优越性，但能否运用 于直线电机，本文对此进行了探讨。建立了直线感应电机的直接转矩控制系 统模型，并对此进行了仿真，结果证明基于空间矢量法的直接转矩控制方法 简单，总体性能运用于直线感应电机时比较好。 4 设计了直线感应电机矢量控制系统的硬、软件。 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 第2 章矢量控制与直接转矩控制理论基础 2 1 坐标变换 2 1 1 三相静止到两相静止的变换( 即3 s ，2 s 变换) 在研究矢量控制时定义了三种坐标系，即三相静止坐标系( 3 s ) 、两相静 止坐标系( 2 s ) 和两相旋转坐标系( 2 r ) 。为达到坐标变换的目的，使异步电动 机模型模拟成为直流电动机模型，我们先将异步电动机模型从三相静止坐标 系一口c 变换至两相静止坐标系筇，即3 s ，2 s 变换，如图2 1 所示。根据总磁 动势不变的原则，保持变换前后功率不变，即采用正交变换矩阵【3 3 l 【3 6 】。 阶信 l 一!一1 22 o 巫一巫 22 ( 2 - 1 ) 圈2 - 1 3 s ，2 s 变换图 此变换法以电机备物理量电流f 、电压。、磁链吩的瞬时值作为对象， 不但适用于稳态，也可适用于动态变换。 2 1 2 两相静止到两相旋转的变换( 即2 s 2 r 变换) 设祁为静止坐标系，哟为以任意角速度 q 旋转的旋转坐标系，则叩静止坐标系变换 为由旋转坐标系时，坐标轴的设定如图2 2 所 示。图中口为d 轴和口轴的夹角，并随时问而 变化，8 。卜m i 为三相电流合成的空问矢 量，它在由轴上的分量为蠡和岛。 量，它在如轴上的分量为珏和岛。 固2 2 2 s 7 2 r 交换躅 翱2 - 2 2 s 7 2 r 交接圈 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 由此可以得到2 s 2 r 的交换矩阵为： f s 日s i d 日1 c 2 剐矿l s i n 口s 日l 因为c 舢变换矩阵为正交矩阵，其逆矩阵 c 码旷瞄= 1 2 1 3 三相静止到两相旋转的变换( 即3 s 2 r 变换) 用同样的方法，可以得到3 s 2 r 变换矩阵为： ，压 m 一。、j c o s 日 c o s 一詈石) 一s i n 日一s i n 一詈靠) 11 压压 2 2 空间电压矢量法 c o s + 昙万) j s 泖+ 昙石) j 1 2 ( 2 - 3 ) ( 2 - 4 ) ( 2 - 5 ) 空间电压矢量p w m ( s v p w m ) 控制技术( 又称磁通正弦p w m 控制技术) 是由德国学者h w v a n d e r b f o e k 等提出的。它和电压正弦p w m 不同点在于： 电压正弦p w m 法是从电源的角度出发，其着眼点是如何生成一个可以调频 调压的三相对称正弦波电源；而s v p w m 法则是从电机的角度出发的，着眼 于如何使电机获得幅值恒定的圆形旋转磁场，即正弦磁通。具体地说，它以 三相对称正弦波电压供电时三相对称电动机定子的理想磁链圆为基准，由三 相逆变器不同的开关模式所产生的实际磁链矢量去逼近基准磁链圆，并由它 们比较的结果决定逆交器的开关状态，形成p w m 波形。由于该控制方法把 逆变器和电机作为一个整体来考虑，所以模型构造简单，便于数字化实现。 与传统电压正弦p w m 相比，该控制方法具有使得电机转矩脉动降低、电流 波形畸变减小、直流电压利用率提高的优点【3 3 】【3 6 】【5 0 】。 2 2 1 空间电压矢量法的基本工作原理 电机理想供电电压为三相对称正弦，设u 为线电压，相电压表达式如下： k - u s i n ( “)( 2 - 6 ) 砒i n ( 甜) ( 2 - 7 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 t - 【，s i n ( “+ 妄万) ( 2 8 ) j 根据合成电压矢量公式： y - 吃+ 呒+ e - 委( 屹+ 叱+ 口2 砟) ( 2 - 9 ) j 上面两式合成后，得到： 矿一沈一脚 ( 2 1 0 ) 从上式可以看出，合成电压矢量是一个随时间变化的幅值一定的圆形矢 量。而磁场是电压的积分，因此，产生的磁场也是一个圆形旋转磁场。 典型的逆变器的结构图如图2 3 所示。如图所示，q 1 一q 6 是六个功率管， 受4 、口，6 、6 ，c 、c 的控制，当上面的功率管是开时( 此时我们假设口、6 、 c 的值为1 ) ，相应的下面的功率管则是关的( 此时我们假设口、6 、c 的值为 0 ) ，则不同的导通与关断可以组合成八种不同的逻辑状态，在不同状态下， l _ 叫匿12 j 上 1 王叫昏2 s 叫k 5 z i 卜_ 1 、1 lv 。 广r j l s l _ 畸z s l 曰6 z _ _ 匿2 z l l 、i i 。、l 开关变量【口6c 】t 与输出的线电压矢量【u 口b 巩。巩。】7 和相电压矢量【玩乩 u c 】7 之间的关系如式( 2 - 1 1 ) 和( 2 - 1 2 ) 所示 蓦；】。 立苫1 c 2 - n ， 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 瞄 。；圪【三三荨】i 】 c ：- 2 ， 把矢量k 6 c 】r 映射到二维正交坐标平面中，变换的结果就是六个非零矢量 二! ：二! ：互二互2 王互互= 互= 二互二王匡 00000o0 o o o0 c ，o ，o o 吲一一o 一比厄。m o u ，。叼一吲。一u 。 o ，。一2 一一亿。一u ： 。，一2 叼叼一ok 一。u ， 。t 一叼一叼2 一吒一一u ， ，。，一k 一。一u ， l110080 o o o0u 和两个零矢量如图2 - 4 所示。从图中可以看出，六个非零矢量共同构成六边 形的六条边，两个相邻的非零矢量之间的夹角是6 0 。，零矢量位于原点，给 三相负载提供零电压。以上8 个矢量称为空间矢量我们分别用u 0 、u 1 、u 2 、 砺、u 4 、巩、乩、u 7 来表示。u l 、u 2 、u 3 、巩、u 5 、砜用来构成u o ，故 我们称这六个量为基本空间矢量，而称砺、砺为零矢量。 2 2 2 电压空间矢量法的实现方法 电压空阃矢量法的目的就是通过对逆变器开关状态的合理组合，来获得 实时的参考电压乩。而这种电压空间矢量加到电机上将产生幅值恒定、以 恒速旋转的定子磁链空间矢量，且定子磁链矢量顶点的运动轨迹形成圆形的 空间旋转磁场。一个周期里发出的合成矢量越多，说明采样频率越高。利用 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 这8 个矢量可以合成的矢量的最大模长决 定了所允许的玩。的最大模长即输出相电 压的最大幅值。 从图2 4 可以看出，以3 扇区为例， 在任意小的周期时间r 里面，用最近的两 个相邻有效矢量合成参考矢量，等效矢量 按伏秒平衡原则合成。依平行四边形法则， 得 ；r 椰7 u 。( f ) 出一手( 五【，+ l u 。) ( 2 - 1 3 ) 图2 - 4 基本空间电压矢量及开关状态 注意：此处孔、乃指的是在一个周期r 里面砜、巩分别作用的时间。 互+ l r 然而，如果上面的周期时间取得很短，也就是r 很小的话，那么我们就 可以用等式( 2 1 4 ) 来表示等式( 2 1 3 ) 。 【，。o r ) 一( 五u + 疋u s ) ( 2 1 4 ) 从上式中我们可以看出：乩。，的变化快慢取决于周期r 的大小，r 取得越 大，那么变化的越慢；反之，r 取得越小，那么。变化的越快。而在 实际的应用中，r 一般在取得很小，这样可保证u o 的实时性。 从等式( 2 1 4 ) 中，我们可以看出，在每个周期r 的时间内，通过开关逆变 器的状态，使得砜和砜，分别作用时间n 和乃，那么我们就可以得到砺。 由于死和n 之和有可能小于或者等于r ，那么我们就必须用零矢量和u 7 来补充一个周期的剩余时间。这样等式( 2 - 1 4 ) 就变为： r 【，。- 瓦【，+ l 【，6 + 瓦o d r u 7 ) ( 2 1 5 ) 其中r 为一个p w m 周期。 假设，与巩之间的夹角为口，如图2 4 所示，那么计算r 1 、死的值： 五- 珊。s i n e 一口) ( 2 1 6 ) l 一3 阿。s i n ) 屹 ( 2 1 7 ) 瓦一丁一瓦一l ( 2 - 1 8 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第11 页 则由电压矢量砜、砜、矾和u 7 及上面求出的作用时间相结合，可以控 制电压矢量，形成多边形的电压矢量轨迹，从而获得更加接近圆形的旋转磁 通。各电压矢量的作用次序要遵守以下的原则：任意一次电压矢量的变化只 能有一个桥臂的开关动作，即在二进制矢量中每次只有一位变化。这是因为 如果允许有两个或三个桥臂同时动作，则线电压在半周期内会出现反极性的 电压脉冲，产生反向转矩，引起转矩脉动和电磁噪声。 由式( 2 - 1 6 ) 一( 2 - 1 8 ) 可以得出，随着合成电压矢量c k 的幅值增加，n 和 死的值不断增加，孔逐渐减少，但必须大于零，将此条件代入表达式， 得到下面的条件 u 盗一( 2 1 9 ) 压c o s 一a ) o 在实际中，此方程需要对任何a 都成立，则有“墨华。 、3 可见，当输出电压达到上限值时其输出线电压基波峰值可达。 s v p w m 的调制相电压波相当于在原正弦波中注入了三角形三次谐波，当正 弦调制波的幅值为1 时，形成的s v p w m 调制相电压幅值为3 2 。s v p w m 调制方法比传统的规则采样s p w m 提高了1 5 4 7 的电压利用率，能明显减 少逆变器输出电流的谐波成分及电机的谐波损耗，降低转矩脉动。 2 3 矢量控制基本原理 2 3 1 矢量控制的构想 图2 5 矢量控制系统构想 异步电动机经过坐标变换可以等效成为直流电动机，那么模仿直流电动 西南交通大学硕士研究生学位论文第12 页 机的控制方法，求得直流电动机的控制置，经过相应的坐标反变换，就能够 控制异步电机了。由于进行坐标变换的是电流的空间矢量，所以，这样通过 坐标变换实现的控制系统就叫作矢量控制系统。所设想的结构如图2 5 所示。 图中给定信号和反馈信号经过类似于直流调速系统所用的控制器，产生 励磁电流的给定信号 l 和电枢电流的给定信号f 口l ，经过反旋转变换职1 得到，和f ；：，再经过两相三相变换得到“、b 、f c 。把这三个电流控制信号 和由控制器直接得到的频率控制信号乱加到带电流控制的变频器上，就可以 输出所需的三相变频电流【3 3 】1 3 棚。 2 3 2 鼠笼型转子电机矢量控制基本方程 对于鼠笼型转子电机，转予短路，则有h 以= 2 = 0 ，数学模型中的电压矩 阵方程式可简化为： “- l “口1 0 o 墨+ 厶p 1 工1 l p 吐工 一1 厶 墨+ 三l p 0 0 三。p0 9 1 工尉 1 工_工_ p 恐+ 工2 p 0 q 工2r 2 i 。1 l 帕 l i 2 z 口2 又转子磁通忱的方向与d 轴正方向一致即忱= 妇2 ，2 = 0 。 则 妒- 1 妒口l 妒2 0 转矩方程式： 上l o 0 厶 工。 0 0 工。 l 0 o 工 三2 o 0 工2 f - 1 l 口l k 2 口2 l 叫，每协 ( 2 - 2 0 ) ( 2 2 1 ) ( 2 - 2 2 ) 在矢量控制系统中，被控制量是定子电流，因此，必须从数学模型中找出定 予电流的两个分量与其他物理量的关系。由式( 2 2 0 ) 得 o p 仁l + 工2 2 ) + r 2 2 - p 妒2 + r 2 2 ( 2 2 3 ) 则 如一警 ( 2 _ 2 4 ) 将式( 2 2 4 ) 代入式( 2 2 1 ) ，解出f 。得，! 兰当旦妒：( 2 2 5 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第16 页 该模型在3 0 额定转速以上时，能够较准确的确定定子磁链，而且结构 简单，鲁棒性强。在低速时定子电阻随温度的变化不能忽略，因此对磁链观 测的准确性有较大的影响。 2 4 3 空间电压矢量对定子磁链及转矩的作用 1 空间电压矢量对定子磁链的作用 忽略式( 2 3 4 ) 中定子电阻冠的影响，定子磁链空间矢量( f ) 顶点的运 动方向和轨迹对应于相应空间电压矢量的作用方向，( f ) 的运动轨迹平行于 h ，( f ) 指向的方向。图2 8 给出在有效电压矢量作用下定子磁链的轨迹，可以 看到每两个有效空间电压矢量空间位置相隔为6 0 。，6 个有效空间电压矢量的 顶点构成正六边形的6 个顶点。 在适当的时刻依次给出定子空间电压矢量，则可使得定子磁链的运动轨 迹形成正六边形磁链。直接利用逆变器的六种工作开关状态，简单的得到六 边形的磁链轨迹以控制电动机，这种方法是直接转矩控制的基本思想。电压 空间矢量对定子磁链矢量z x 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 7 页 ( 2 ) 改变有效空间电压矢量的交替作用时间，即改交妒。的旋转速度。 由于有效空间电压矢量的幅值是不变的，所以它们的作用时间改变后定子磁 链所围的面积将会发生变化。作用时间变短，面积将变小，定子磁链矢量的 幅值也将变小。因此用这种方法可以控制异步电动机的弱磁升速，实现恒功 率调速。 2 空间电压矢量对电磁转矩的作用 异步电动机电磁转矩的大小不仅与定子磁链的幅值、转子磁链的幅值有 关，还和它们之间的夹角有关，夹角从0 。到9 0 鼍蓬化时，电磁转矩从零变化 到最大值。在实际运行中，一般保持定子磁链幅值为额定值，以充分利用电 动机铁心，而转子磁链幅值由负载决定，因此要改变电动机转矩的大小可以 通过改变磁通角如的大小来实现。 在直接转矩控制中，就是通过空间电压矢量“，o ) 来控制定子磁链的旋转 速度，以改变定子磁链的平均旋转速度的大小，从而改变转差也即磁通角的 大小来控制电动机的转矩【4 1 l ： ( 1 ) 若要增大电磁转矩，就施加正向有效空间电压矢量，使电压的幅值 足够，定子磁链的转速就会大于转子磁链，磁通角增大，从而使转矩增加。 ( 2 ) 若要减小电磁转矩，则施加零电压矢量，占 定子磁链就会停止转动，磁通角减小，从而使转 矩减小。 ( 3 ) 若要迅速减小电磁转矩，则施加反向有 效空间电压矢量，定子磁链就会向反方向旋转， 磁通角迅速减小，从而使转矩迅速减小。 通过转矩调节 x 西南交通大学硕士研究生学位论文第19 页 第3 章直线感应电动机的矢量控制系统仿真 由于结构的特殊性，使得直线感应电机存在着与一般旋转电机不同灼特 点，即各类边缘效应。当次级导体板突然进入初级磁场时，次级导体板闭合 回路除了产生与通常的旋转电机中同样的感应电动势和电流外，还存在着由 于闭合回路匝链磁通发生变化面引起的感应涡流，把这种感应电流削弱气隙 中的磁场的现象，称为纵向进入端的边缘效应。同理，当次级导体板离开初 级时也存在着一种次级导体板中的感应电流，这种感应电流将加强气隙中的 磁场，称为纵向离开端的边缘效应。这两种由于次级导体板突然进入或离开 初级而造成的边缘效应，通称为动态纵向边缘效应( 也称为第二类纵向边缘效 应) 。 动态纵向边缘效应所产生的附加电流将使直线电机的损耗增加，功率因 数降低，推力减小，特别在高速低滑差运行的直线电机中更为明显。因此， 对边缘效应的研究对于高速低滑差运行的直线电机是很必要的。 要对赢线电机进行矢量控制。就要考虑边缘效应的影响，建立较准确的 数学模型。目前的研究多从电磁场的角度来进行，不能直接应用到矢量控制 中去。 近年来受到电气传动界重视的智能控制，由于它能摆脱对控制对象数学 模型的依赖，己成为众所瞩目的解决鲁棒性问题的重要方法。已经在不同场 合获得实际应用的智能控制方法有：专家系统、模糊控制、神经网络、遗传 算法等等。开始研究电气传动控制系统的智能控制时，人们往往把已有一定 应用经验的方法移植过来，虽然能够解决一些问题，却又发现新的矛盾或者 因算法太复杂面不能实用。对于以电机为控制对象的传动控制系 x 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 0 页 用仍然受到一定的限制。比较好的一种智能控制方法是，采用单神经元作为 速度调节器。单神经元因为具有计算量小、结构简单、易于实现的优点丽受 到青睐 3 。l 直线感应电动机的数学模型 3 1 1 动态纵向边缘效应的等效 设d 为初级有效长度，有关次级的参数均已折算到初级侧【9 】【1 6 】【2 5 】【2 6 1 。 假设直线电机的初级绕组用直流电源供电，产生恒定的气隙磁链波形。 当次级导体板移动时，在纵向边缘效应的作用下，次级进入端( 假设为a 点) 的气腺磁链在零时刻将为零，随着时间的推移，a 点的气隙磁链将逐渐增大。 这种机理如图3 1 所示。图3 1 中时间t 被标幺化，以时间常数乃为基准， 标幺化后时间为工= f 乃。在零时刻，次级涡流迅速增加以抵消初级磁动势、 使气隙磁链为零，其上舟的速度由次级漏磁对间常数三蕊( 三：为折算到初级 的次级漏电感，足为折算到初级的次级等效电阻) 决定，和次级时间常数相比， 次级漏磁时间常数较小，可以忽略。所以，在零时刻次级涡流等于初级励磁 电流，相位相反，并按指数衰减。衰减时闼常数是整个次级的对间常数正； 盟 位 气 隙 磁 链 1 o 5 0 差1 娄o 。5 婆。 瓦- 鼍 ( 3 1 ) 一 f 一 1 一e “ y o 123456 口、 人厂 f 、 k 0 12 3 456 们 圈3 - l ) 气骧磁链b ) 次级导体板涡流 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 1 页 i 。 一， l 厶一一一 jn p “、 ，l 、 q p 一l e “ 024 6 ) 681 0 x 圈3 - 2 - ) 气鼠磁动势b ) 由边缘效应引起的次级涡流 当初级绕组用三相交流电源供电时，磁动势和磁密沿电机长度正弦分布。 假设初级表面光滑，励磁电流正比于电机单位长度的磁动势：铁心非饱和时， 也正比于磁通密度当次级导体板的一个小区域进入到磁场中，小区域会产 生最大涡流，使气隙磁通密度为零。然后随着涡流的减弱，气隙磁密以时间 常数乃按指数增加。而在次级导体板的离开端，次级导体产生的涡流要维持 气隙磁链，并按次级漏磁时间常数迅速衰减这些瞬变过程如图3 。2 所示。 基于以上分析可以把边缘效应的影响量化到等效电路中去。 气隙磁密沿电机长度的分布决定于初级相对于次级的移动速度，单位次 级时间常数的移动距离为v b 是初级速度。初级通过次级一点的时间为： 一d y ( 3 - 2 ) 若把初级长度以v t 2 为基准标幺化，得 q - d o 五) 一v 工( v 五) 一霉五一d r ，( l ，v ) ( 3 3 ) 因此，q 是表示电机长度的无单位量，在电机参数一定时，其大小决定于速 度，速度为零，q 无穷大。在x = 0 和x = q 之间的等效励磁电流瞬时值厶。， 代表了磁动势的分布。 次级涡流的平均值为： 要f e 一出l 攀 ( 3 4 ) q j oq 7 等效 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 2 页 l 。；l 。一l 。= l 上乒 次级涡流1 2 。的去磁作用可以用一个去磁电感来表示， 励磁电感并联，流过电流1 2 。，其大小表示成： k k _ k 专以) 把并联的励磁电感和去磁电感合并，则总励磁电感为： 卟一等) ( 3 5 ) 这个去磁电感与 ( 3 6 ) ( 3 7 ) 总励磁电感流过的励磁电流为： l = j 一+ ，2 。 ( 3 8 ) 以上对去磁电感的分析演变如下图所示。从直观上或从式( 3 3 ) 可知， 当速度趋近于o 时，电机长度q 趋近于无穷大，总励磁电感变为工，和旋转 电机一样，边缘效应的影响消失了。 k 专。 = k 1 _ 等) i ( 6 图3 - 3 直线感应电机的励磋分支电路 下面讨论动态纵向边缘效应所引起的涡流损耗。 把纵向端部涡流在次级导体板上产生的损耗分为两部分：一部分为进入 端，一部分在离开端。 进入端的次级涡流在电机初级下的有效值为： k 陋叱再 则进入端的涡流损耗为： ( 3 9 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 5 页 宰墨二些( 3 1 7 ) 4 r 卅 式中她初级磁场角频率 q 次级磁场角频率 q - q q 转差角频率 v 电机速度 f 初级绕组极矩 尸初级绕组极数 3 2 考虑动态纵向边缘效应的直线感应电动机矢量控制 要对直线电机进行矢量控制，就要建立较准确的数学模型。在前面对动 态纵向边缘效应的讨论基础上，建立按转予磁场定向的矢量控制系统，克服 高速时由边缘效应引起的磁场和电磁拉力的衰减。 3 2 1 矢量控制系统数学模型 帅轴等效电路 图3 - s 直线感应电动机按次级磁场定向的d q o 坐标系统等效电路 打 、i 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 6 页 在旋转电动机按转子磁场定向的坐标系统中，规定d 轴沿着转子总磁链 矢量妒：的方向，而转子磁链在q 轴方向上没有分量，即妒。一妒：，妒。- o 。边 缘效应不影响q 轴，只对d 轴产生影响。动态纵向边缘效应对d 轴参数的影 响是： d 轴励磁电感变为：k ( 1 一，( q ) ) ( 3 1 8 ) 次级涡流损耗为：最墨，( 圆 ( 3 1 9 ) 图3 - 5 表示考虑动态纵向边缘效应按次级磁场定向的d q 0 坐标系统等效电 路图。 考虑动态纵向边缘效应的影响，在旋转感应电动机数学模型的基础上， 建立直线感应电动机按转子磁场定向同步旋转d q 0 坐标系统数学模型如下： 电压方程： - r o + 耳，( q ) 如+ ) + 鼍争一哪。 ( 3 2 0 ) 矗f - 1 ”+ 警+ 卿。 ( 3 - 2 1 ) o - 耳+ b ，( q x + “) + 鱼争 ( 3 2 2 ) 4 r 。 o r + ( q q 冲。( 3 2 3 ) 磁链方程： 妒“- ( t 一上- ，( q ) ) + l _ ( 1 一，( q ) k( 3 2 4 ) 妒。t 0 + k 0( 3 2 5 ) 妒一一k ( 1 一，( q ) 儿+ 佴一l ，( q ) k ( 3 2 6 ) o 一孽+ k 。 ( 3 - 2 7 ) 电磁拉力和运动方程： e 一詈詈 。o 吧) ( 3 _ 2 8 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 7 页 立墨二鱼 出，” 线速度v 与角频率的转换关系为： ( 3 2 9 ) v 竺( 3 3 0 ) 由式( 3 2 3 ) 和( 3 2 7 ) 得转差频率： q 叱中一等一筹 s ， 转差频率的表达式和旋转电机一样。而直线电机和旋转电机最主要的差 别是转子磁链的计算，由式( 3 2 2 ) 和式( 3 - 2 6 ) 得转子磁链： ”西彘篙黠而。 s 2 ， 因此应按式( 3 - 3 2 ) 计算，才能保持转子磁链恒定。 通过以上公式的迭代，可得电磁拉南： 只- 詈詈嚣勰吡一半器 协s s ， 图3 - 6 考虑边缘效应的直线感应电机矢量控制框图 由于边缘效应的存在，电磁拉力不再和i | q 成正比，式( 3 3 3 ) 中的第二项 称作动态制动力，是由边缘效应涡流损耗造成的。在低速时，动态纵向边缘 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 8 页 效应的影响较小，可以忽略；高速时则需要通过式( 3 3 2 ) 和式( 3 3 3 ) 对转子磁 链和电磁拉力加以补偿。 由式( 3 3 3 ) 可以推出： 叫r + 半器叫筹绻勰去 3 4 ， 根据数学模型，可以得到l i m 矢量控制系统原理结构框图如图3 6 所示。 3 2 2 直线感应电机矢量控制系统仿真 电磁推力电流分流j 的计算过程如公式( 3 3 4 ) 在s i m u l i n l 【实现如下 图3 7 ，磁链电流i 一如图3 8 。 圈3 7 求解过程 转子磁链角见计算模块； o m 口 圈3 8 求解过程 见一，哆叫( q 训出= ，( q + 筹皿 ， 实现如下图3 9 所示： 图3 - 9 转子磁链角见实现 转速p i 调节模块： 通过对给定转速与反馈转速之间的差值进行p i 调节，可以得到系统的给 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 9 页 定转矩。 本模块在传统的p i 调节器的基础上，添加了一个限幅环节，如图3 1 0 。 可以使得在调节转速过程中，转矩和转速的上下波动减小，保证了系统的稳 定性。 鲫一印 3 3 竺主：鼍一熬一 根据以上的叙述，建立了直线感应电机的直接车争矩控制仿真系统。直线 感应电机模型是用m a u a b 中的s f i l n c t i o n 功能建立的。 电机参数： k = 7 7 1 m h ；t = 1 0 0 2 m h ；= 8 0 m h ；耳= 8 8q ；足= 4 0 7 9q ；m = 2 0 k g ； 速度p i 调节参数：k p = 2 6 ；l ( i = 3 0 ；限定i ，e i 5 0 0 。 磁链p i 调节参数：k p = 2 5 ；l 【i = 3 0 。 u d 的p i 调节参数：k p = 5 0 ； = 3 0 。 u a 的p i 调节参数：k p = 1 6 0 ；= 1 0 0 。 定予磁链给定值陋小- o 9 矸僵；仿真采样周期b = 2 0 弘s 。 图3 1 1 为考虑边缘效应负载等于2 0 0 n 。在o s 给定蛆一1 0 0 恼d s 即 v - 1 9 8 m s ，1 0 s 给定q - 1 5 0 阳d 5 即v 一2 9 7 脚s ；2 o s 给定q 一1 0 0 阳d s 即 y 1 9 8 珥s 的各个波形。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 0 页 | | | i 了 _ 一 1 7l 卜”卜j f； - ) u m 给定与实际速度比较y m ，ib ) u m 给定与实际速度比较放大图v m ，s 1 、 i c ) u m 的电磁推力fnd ) u m 转子磁链 e ) u mq 轴电流分量与q 轴电流分量波形 圈3 1 l 考虑边缘效应负载不变速度变化备仿真波形 图3 - 1 2 为不考虑边缘效应负载等于2 0 0 n ，在0 s 给定峨- 1 0 0 r 谢，s 即 v - 1 9 8 m s ，1 0 s 给定q - 1 5 0 阳d 5 即v - 2 9 7 m ，j ；2 0 s 给定q 1 0 0 r 积s 即 v - 1 9 8 肿s 的各个波形。 a ) u m 给定与实际速度比较y n “sb ) u m 给定与实际速度比较放大图y h 山 2 o 2 5 3 2 1 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 1 页 ! 卜、 i r f 2 1 5 1 1 帖1估2 c ) u m 的电磁推力fnd ) u m 转子磁链 l j l l d 仉51152z 53 砖u mq 轴电蒎分量与q 独屯瘴分量波形 图3 - 1 2 不考虑边缘效应负载不变速度变化各仿真波形 图3 - 1 3 为考虑边缘效应开始负载2 0 0 n 。1 o s 时变为3 0 0 n ，在2 0 s 时变 为2 0 0 n 速度设定为1 9 8 m s 的各波形。 ： ： 1 l f c ) u 口讧的电磁推力fn d ) u m 转子磁链 鸪 ” 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 2 页 厂_ l l 一 mq 轴流分量与q 轴电流瓮量波形 ”考虑边缘效应速度不变负载变化各仿真波形 1 4 为不考虑边缘效应开始负载2 0 0 n 。1 0 s 时变为3 0 0 n ，在2 o s 时 变0 0 n 速度设定为1 9 8 m s 的各波形。 - m 给定与实际速度比较v n 咖 b m 给定与实际速度比较放大图v l n s锄 ； r c c m 的电磁推力fndim转予磁链 l mq 轴流分量与q 轴电流分量波形 圈14不考虑边缘效应速度不变负载变化各仿真波形 2 0 2 1 o 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 4 页 ；八 e)錾 黧麟 一 冀鬻 耋誊弧弱菇霎i j 雾 毫 孽誊塑鬓擎鱼1 枣l j 一耋 嘉i ；!