（电气工程专业论文）220v10a电力整流模块的研制.pdf

a bs t r a c t t h ep u r p o s eo ft h i sp a p e ri st od e s i g na2 2 0 v 10 ar e c t i f i e rm o d u l ew h i c hw i l l m e e tt h en e e d so fc o m p e t i t i v em a r k e t i nt h em o d u l e ，f u l l - b r i d g ep h a s es h i r z e r o - v o l t a g ea n dz e r o - c u r r e n ts w i t c h i n gc o n v e r t e rw e r ea p p l i e dt oa c h i e v eh i g h e f f i c i e n c y , i n s i d ec p u c i r c u i tw a sa p p l i e dt oi n t e l l i g e n t i z er e c t i f i e r , a n da l s op a s s i v e p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o nw a sa p p l i e dt or e d u c eh a r m o n i cc u r r e n t s t h i sp a p e rp r e s e n t st h es t r u c t u r e ，t h ep r i n c i p l ea n dt h ed e s i g no f2 2 0 v 10 a s w i t c h i n gm o d er e c t i f i e rm o d u l e t h em o d u l ec o n s i s t so ft h ea ci n p u ts t a g e ，d c d c c o n v e r t e r ，o u t p u tl o w - p a s sf i l t e r , c p uc o n t r o lc i r c u i ta n dl o a dc u r r e n ts h a r i n gc i r c u i t , e t c t h ef u l lb r i d g ep h a s es h i f ts t r a t e g yw a sa p p l i e di nd c d cc o n v e r t e r z e r o - v o l t a g e s w i t c h i n gc o u l db er e a l i z e di nl e a d i n g l e gr a n g ef r o m 1 10l o a dt of u l l l o a d ， z e r o c u r r e n ts w i t c h i n gc o u l db er e a l i z e di nl a g g i n g - l e go v e ra l ll o a dc o n d i t i o n t h e d e s i g np r i n c i p l ew a sa n a l y z e da n dt h ec i r c u i tp a r a m e t e r sw e r ed i s c u s s e di nd e t a i l i n t h i sp a p e r p a r a l l e l e dp o w e rs w i t c h e sw e r ea p p l i e di nd c d cc o n v e r t e rt os a t i s f yl o w c o s t t h es t a t i cb e h a v i o ra n dt r a n s i e n tb e h a v i o ro fp a r a l l e l e dp o w e rs w i t c h e si nh i g h p o w e rr e c t i f i e ri sa n a l y z e d i n t h i sp a p e r ，i n s i d ec p uw a sa p p l i e dt og i v et h eo u t p u tv o l t a g ea n do u t p u t c u r r e n t l i m i t e dr e f e r e n c eb yd i g i t a l l yc o n t r o l l a b l ep o t e n t i o m e t e r , r e a l i z er e m o t e c o n t r o lf u n c t i o n - - - c o n t r o lt h er e c t i f i e rm o d u l eo na n do f f , m e a s u r et h eo u t p u t v o l t a g e c u r r e n t ，w h i c hi sd i s p l a y e db ys e v e ns e g m e n tl e d t h er e c t i f i e rm o d u l e p r o v i d e sr s 4 8 5i n t e r f a c ea n dc o m m u n i c a t ew i t hm a i nm o n i t o ri nam a s t e r - s l a v e m o d e t h er e c t i f i e rm o d u l ep r o p o s e di nt h i sp a p e rh a sp e r f e c tp r o t e c tf u n c t i o n ，s u c ha s o v e r - v o l t a g e ，o v e r - l o a da n do v e r - t e m p e r a t u r e ，e t c b yu s i n gm a s t e r - s l a v el o a dc u r r e n t s h a r i n gt e c h n i q u e ，m o d u l e sc a nb ep a r a l l e l e de a s i l y , t h u sc a p a c i t y e x p a n s i o ni sv e r y c o n v e n i e n t i th a se v e rb e e nd i s t r i b u t e di n t om a r k e t i t sw e i g h ta n dv o l u m ea r eb e t t e r t h a ne m e r s o n sm o d u l e i t sf u l ll o a de f f i c i e n c yr e a c h e d9 4 5 u n d e rr a t e di n p u t c o n d i t i o n ；a n dt h el o wc o s tm a d ei tm o r ec o m p e t i t i v e k e y w o r d s z e r o - v o l t a g es w i t c h i n g ，z e r o - c u r r e n ts w i t c h i n g ，f u l lb r i d g e d c d cc o n v e r t e r ，p h a s es h i f tc o n t r o l ，p a r a l l e l e dp o w e rs w i t c h e s ，i n s i d ec p u 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的 研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其它人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得苤鲞盘堂或其它教育机构的学位或证 书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 作了明确的说明并表示了谢意。 一躲亍爷、霞! i i i 字i i ! i - 叼年月彳日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解墨鲞基堂有关保留、使用学位论文的规定。 特授权：叁鲞盘堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校 向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 4 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名： 甲各毒、啻 签字吼丁7 月叩日 导师签名： 7 糸 签字日期：叫年 天津大学工程硕士学位论文 第一章绪论 操作电源主要用于变电站( 所) 及火力发电厂的直流系统，以及其它使用直 流电源的用户( 如石化、铁路、矿山等) ，为其中的控制装置、自动化装置、继 电保护装置、高压断路器分合闸机构以及事故照明负荷提供直流用电。 目前我国发电厂和变电站正在大规模改造直流系统的电源设备，过去采用的 相控整流电源和磁饱和式电源存在稳压、稳流精度差、纹波系数大以及对输入电 网谐波污染大等缺点，已经不能满足我国电力工程发展的需要，而高频开关电源 以其体积小、重量轻、效率高、噪音小、稳压稳流精度高、响应速度快等优点， 已经逐步取代相控整流电源或磁饱和式电源占据直流系统的主导地位，在变电 站、发电厂的直流系统中得到越来越广泛的应用。 1 1 电力整流模块技术现状和发展趋势 1 1 1 电力整流模块技术现状 随着新型全控功率器件的出现和电力电子技术的发展，目前采用高频开关变 换技术的电源产品已成为电力直流系统的主流产品。目前的高频开关操作电源产 品应用的主要技术点是： 交流输入端e m i 滤波； d c d c 主电路变换拓扑； 模块并联均流； 散热技术； 控制技术。 ( 1 ) 交流输入e m i 滤波 为防止高频开关电源模块产生的谐波电流和高频噪声对电网造成污染【l 】，同 时防止来自电网的干扰对模块运行造成影响，模块交流输入必须进行输入e m i 滤波抑制。目前一般采用无源滤波或有源p f c ( p o w e rf a c t o rc o r e c t i o n ) 功率因 数校正技术1 2 】。 无源p f c 方式主要采用电感、电容等无源元件来改善输入级的功率因数， 减小电流谐波【3 】。电路简单，但体积庞大，功率因数可达到0 9 - 一, 0 9 3 ，主要用于 三相交流输入的大功率电源模块。 第一章绪论 有源p f c 方法采用一个b o o s t 变换器串入整流与滤波电路之间，通过特殊的 控制电路，强迫输入电流跟随输入电压，功率因数可达到0 9 9 。目前主要用于单 相输入的电源模块。三相p f c 的拓扑类型较多，目前还在发展【4 j 。 ( 2 ) d c d c 主电路变换拓扑 d c d c 变换器是开关电源的核心部分。它通过功率开关管的开通与断开， 将直流电压变为脉冲状的交流电压，此交流电压通过高频变压器隔离可变换成任 意大小的交流电压，再经过二极管进行二次整流与电容滤波平滑后变为直流输出 电压。控制电路将取自输出电压的电平信号和基准电压进行比较，经脉宽调制控 制开关管的通断时间，从而调整输出直流电压。d c d c 变换拓扑种类较多，目 前在操作电源产品应用的主要是半桥和全桥变换。半桥变换变压器双向励磁，具 有抗变压器偏磁特性，开关较少，成本低，功率范围可从几百瓦至几千瓦，应用 于各种工业用电源，计算机电源等；全桥d c d c 变换变压器双向励磁，容易实 现大功率，但有变压器偏磁问题，需要可靠、复杂的多路驱动电路。 同时，随着功率密度和开关变换频率的提高，软开关技术在d c d c 变换中 成为热点，采用软开关技术可以有效的降低开关损耗和开关应力，有助于变换器 效率的提高。目前，该技术在各大电源生产厂家得到了广泛应用，应用最为广泛 的是有源钳位零电压开关z v s ( z e r o v o l t a g es w i t c h i n g ) 技术、上世纪9 0 年代初 诞生的零电压开关z v s 移相全桥技术和零电压零电流开关z v z c s ( z e r o v o l t a g e s w i t c h i n ga n dz e r o c u n e n ts w i t c h i n g ) 移相全桥技术l 孓1 6 1 。 ( 3 ) 模块并联均流 高频开关电源一般采用模块化设计，模块间均流是一项重要技术。主要的均 流方式f l7 】有下垂法、主从设置法、自动均流法、民主均流法等。下垂法是一种最 简单的均流方法，调节电源系统中各个模块的输出外特性斜率，即调节其输出阻 抗，使并联的模块近似均流。有的文献也称为输出阻抗法或电压调整率法。 主从设置法均流适用于电流型模块组成的系统，人为指定主模块，主模块的 电压调节器输出即是从模块的电流输出给定，该方法均流特性好，但系统复杂， 主模块失效则整个系统不能工作，容易受外界噪声干扰。 自动均流法又称外加均流控制器法。系统内每个模块的控制电路都需要增加 一个特殊的均流控制器，用以检测各并联模块的电流不均衡情况，各模块的电流 放大器一端通过一个电阻接到均流母线上，均流母线的电压与各模块输出电流的 平均值成正比。该方式均流精度高，但当均流母线短路或任一模块故障时，母线 电压下降，各模块电压下调。 最大电流法是输出电流最大的模块自动成为主模块，而其余模块为从模块， 原理与主从设置法相同。该方式均流动态特性好，模块故障自动退出均流，不影 天津大学工程硕士学位论文 晌系统正常工作，但容易受外界噪声干扰。 目前最大电流法和平均电流法在各厂家生产的电源模块中得到了广泛应用。 ( 4 ) 模块散热 目前电力系统中的高频开关电源模块有风冷和自然冷却两种方式，用户根据 系统环境特点和噪音等要求选择适当的散热方式。 自然冷却方式无风机噪音，不存在风机寿命问题，灰尘少，但模块相对体积 较大，同时要求环境通风透气性良好。 风冷方式体积小，但有风机噪音，灰尘吸入大，必须采取有效的防尘措施， 对风道设计要求严格，同时寿命受风机影响。 ( 5 ) 控制技术 目前各厂家操作电源模块的控制部分大多还是应用u n i t r o d e 专用集成控制 芯片，按模拟信号来设计工作，检测、控制等都为模拟量；也有模块内置c p u 实现通信、显示、保护，同时与专用集成电路的模拟控制方式相结合来实现控制， 其优点是通信可靠、全面、方便，接线简单。 随着计算机数字技术的发展，数字信号处理技术日趋完善成熟，显示出越来 越多的优点，对于新型智能化电源模块，数字化的应用将会越来越普遍，模块的 智能化程度也将越来越高。 1 1 2 电力整流模块的发展趋势 随着社会和电力电子技术的发展，对电源提出了越来越高的要求，也决定了 电源的发展趋势。具体可归纳如下几点【皤1 ： ( 1 ) 更高的功率密度、更高的变换效率及更高的可靠性 电源向集成化、小型化方向发展将是未来的主要趋势。功率密度将越来越大， 对工艺的要求也会越来越高，技术创新的重点将集中在如何提高效率和减小重 量。为使开关电源轻、小、薄，高频化是必由之路，实现零电压开关和零电流开 关的软开关技术将成为操作电源产品未来的主流，工艺技术在电源制造中占的地 位将越来越高。同时操作电源的应用场合也决定了电源必须有更高的可靠性、少 维护性，而且趋向智能化，易于实现系统无人值守。 ( 2 ) 数字化技术 现在数字式信号、数字电路显得越来越重要。随着数字信号处理技术日趋完 善成熟，其显示出越来越多的优点：便于计算机处理控制、避免模拟信号的畸变 失真、减小杂散信号的干扰( 提高抗干扰性) 、便于软件包调试和遥感、遥测、 遥调，也便于自诊断、容错等技术的植入。所以，对于新型智能化电源模块，数 字化的应用将会越来越普遍，模块的智能化程度也将越来越高。 第一章绪论 ( 3 ) 更好的环保特性，无污染、绿色电源 电源的绿色化有两层含义：首先是节电，这意味着发电容量的节约；其次是 这些电源不能( 或少) 对电网产生污染。事实上，许多功率电子设备，往往会成 为对电网的污染源，使配电网总功率因数下降，使电网电压耦合许多毛刺尖峰， 甚至出现畸变。现在随着各种有源滤波器和有源补偿器的方案诞生，有了许多修 正功率因数的方法。随着电力市场化的发展，产品绿色化的要求会越来越高。 1 2 产品设计依据 由于该产品的市场定位于国内电力市场，所以产品的设计依据是电力行业标 准电力用高频开关整流模块【1 9 】和直流电源柜订货技术条件【2 0 1 中规定的 通用技术要求以及检验与试验条件。 1 3 产品设计方案选择 1 3 1p w m 全桥变换器的工作原理及控制方法 ( 1 ) p w m 全桥变换器的基本工作原理 全桥变换器拓扑是目前国内外d c d c 变换器中被广泛使用的最常见拓扑之 一，尤其是在中大功率场合 2 1 】【2 2 】【2 3 1 。与单端变换器和半桥变换器相比，这种结 构的变换器有一系列明显的优点，如开关器件电压电流应力较低，变压器利用率 高等。这种变换器的结构简图如图1 - 1 所示。 i q 1 i q 3j j 于1 j 2 kr 一 一 ：j 讳： q 4 广 j 2 l ； 图1 - 1电压型全桥d c 。d c 变换器图 以上图为例，当采用p w m 控制方式时，直流电压施加在q 1 - q 4 四只开 关管构成的两个桥臂上。当两只成对角的开关管q 1 、q 4 或q 2 、q 3 同时导通时， 功率从输入侧通过变压器t 向负载传送；当所有开关管都关断时，负载电流将通 天津大学工程硕士学位论文 过整流二极管d 5 、d 6 续流，同时滤波电容c f 为负载继续提供能量。通过控制 四只开关管的通断顺序及通断时间，在变压器的原边将得到按某一占空比d 变 化的正负半周对称的交流方波电压。如果变压器的变比为k ，则变压器次边将产 生幅值为d v i n k 的交流方波电压，经过二极管d 5 、d 6 组成的整流电路和电感 三f 、电容g 组成的低通滤波电路最终就可得到所要求的平滑直流输出电压。 全桥变换器本质上属于b u c k 变换器，如果不考虑效率等因素，则输出电压 的值与占空比d 成正比。通过调节占空比d 即可方便地调节输出电压。 ( 2 ) 全桥d c d c 变换器的控制策略 实际上，互为对角的开关管的开通或关断不一定要在同一时刻完成。通过改 变管子的通断时刻，可以得到一族不同的控制策略。文献【2 4 】中共给出九种控制 方式。 1 ) 如图1 - 2 ( a ) 所示，两只对角开关管开通、关断同时进行，开通时间长度 为0 5 d t ( d 为占空比，丁为开关周期) 。这就是上面介绍的传统控制方式，也 称为“双极性控制”。 2 ) 两只对角开关管同时开通，但不同时关断。这种情形下，其中一个管子 的导通时间长度仍由0 5 d t 决定，但另一只管子却推迟关断时间，最多可以到 0 5 t 处关断。这就是所谓的“有限双极性控制”的其中一类情况，可能的实现方式 有两种，如图1 - 2 ( b ) 、( c ) 所示。 3 ) 两只对角开关管同时关断，但不同时开通。这种情形下，其中一个管子 的导通时间长度仍由0 5 d t 决定，但另一只管子却将开通时间提前，使得导通时 间延长( 最多可以到0 5 t ) 。这就是所谓的“有限双极性控制”的另外一种情况， 可能的实现方式也有两种，如图1 - 2 ( d ) 、( e ) 所示。 4 ) 如图1 - 2 ( f ) 所示，两只对角开关管开通、关断都不同时进行，其中一个 先开通、先关断，而另一只则后开通、后关断。如果每个管子的导通时间都达到 0 5 乃就是常见的“移相控制方式”。 5 ) 如图l - 2 ( g ) 所示，与上述情况类似，两只对角开关管开通、关断都不同 时进行，其中一个先开通、先关断，而另一只则后开通、后关断，但每个管子的 导通时间都小于o 5 乃大于0 5 d t , 称之为“相位延迟控制方式”。 1 3 2 全桥变换器的软开关 ( 1 ) 全桥变换器的超前桥臂、滞后桥臂及其软开关实现条件 由文献【2 4 】的结论可知，互为对角的开关管的关断时间错开是实现软开关的 必要条件。从前述讨论中可以看出，第一类有限双极性控制、相位延迟控制、移 相控制都可以满足这个要求。按照一般的定义，如果某一桥臂的开关管首先关断， 第一章绪论 v - 9 3 弘凹 弘q 3 弘9 v - o _ 3 弘凹 弘。 肛 弘g k 缪 矿q | 肛倒 y - g l 弘彩 k 缪 均 i i 1 - ( a ) i i _ - 1 li i li li 7 广一 l i i r i l 1i i ： li - - - i _ 一! i! 一 l i l il i i i i ： iliii ii ilj l ! j i ii i l ： i i l iiji iii llii - ! iii il lili 1 l h l l ： l i 1i l i r - 一 ll i l ii 广一r l i ( 0 3 - ： ： i i l !ii l jiiii ：il： llli ll；i i lli ，r i lii!ll 图1 2 全桥d c d c 变换器的控制方式 则称此桥臂为超前桥臂，另一桥臂则称之为滞后桥臂。 超前桥臂的软开关实现：超前桥臂在关断时，折到原边的输出滤波电感和变 压器漏感是串联的，原边电流基本不变，是一个恒流源，因此超前桥臂只能实现 零电压开关并且很容易实现零电压开关z v s ，不能实现零电流开关z c s 。 滞后桥臂的软开关实现：滞后桥臂根据零状态的工作模式不同存在两种软开 关方式，零状态有两种工作模式，电流恒定模式和电流复位模式。在恒流模式中， 坳 蚴 呦 哪 f f， f 呀 呦 呦 咿 ， r f r 聊 呼 嘲 缈 r， r 天津大学工程硕士学位论文 滞后桥臂实现零电压开关z v s ；在电流复位模式中，滞后桥臂实现零电流开关 z c s 。 根据超前桥臂和滞后桥臂实现软开关的方式，可以将p w m 全桥变换器的软 开关方式分为两类：零电压开关z v s 方式：零状态工作在恒流模式，超前桥 臂和滞后桥臂均实现零电压开关z v s ；零电压零电流开关z v z c s 方式：零 状态工作在电流复位模式，超前桥臂实现零电压开关z v s ，滞后桥臂实现零电 流开关z c s 。他们均可采用移相控制方式。 ( a ) 主电路 。瞧1 ； l i i萝 ： j弋 ； li ： 1 ；j li 簦ij 2 量 ： ： ： 王； 楚|k_ t 彝t it 2 幸3 l t 参t 蓐t 7t 摹t 9 t l o c o ) 主要波形 图1 3z v s 全桥变换器的主电路和主要波形 ( 2 ) 零电压开关z v s 移相全桥变换器在四个开关管两端并联电容或利用开 关管的寄生电容，即可实现超前桥臂和滞后桥臂的零电压关断【5 】 6 】。而要实现开 关管的零电压开通，必须要有足够的能量来抽走将要开通的开关管结电容和外部 第一章绪论 并联电容上的电荷，同时给同一桥臂将要关断的开关管结电容和外部并联电容充 电。图1 3 为z v sp w m 全桥变换器的结构图和主要波形图。 z v s 全桥p w m 变换器综合了普通p w m 变换器和谐振变换器的优点。与谐 振变换器相比，能在较低的电压、电流应力下实现软开关条件。超前桥臂容易实 现z v s ，这是因为在超前桥臂开关过程中，漏感三l k 和输出滤波电感厶是串联的， 此时实现z v s 的能量是厶k 和上f 中的能量。只要主变匝比k 不是远小于l ，等效 到主变原边的厶即可认为很大，在超前臂开关过程中，其电流近似不变，类似 于一个恒流源。 ( a ) 2 2 0 v 1 0 a 模块主电路 v c b 陀 t o t lt 2t 3 t tt 5i 6t t ot 9e 1 0 ( b ) 主要波形 图1 - 4z v z c s 全桥变换器的主电路和主要波形 滞后桥臂要实现z v s 比较困难。这是因为在滞后桥臂开关过程中，主变压 8 - 天津大学工程硕士学位论文 器副边是短路的。负载侧与变压器原边没有关系。此时只有漏感三l k 的能量实现 滞后臂z v s ，而漏感比滤波电感小得多，因此为了实现滞后桥臂的零电流开关 z v s ，必须加大主变压器原边漏感或在主变压器原边串入谐振电感。这种电路存 在如下缺陷： 实现z v s 条件的范围小； 占空比损失较大； 二次整流侧的电压尖峰高，振荡较大。 ( 3 ) z v z c sp w m 全桥零电压零电流开关变换器 为克服z v s 全桥p w m 变换器本身存在的一些缺陷，一种z v z c s 零电压零 电流开关移相全桥变换器被广泛提出 7 - 1 6 】。图1 - 4 是【5 】采用的全桥z v z c s 电路 拓扑和主要波形。它的超前桥臂z v s 条件的实现与普通z v s 移相全桥变换器类 似，但滞后桥臂z c s 条件是通过滤波电感电流续流期间复位变压器原边电流来 实现。复位变压器原边电流有很多方法可以实现，主要有以下几种： 在副边增加箝位网络的z v z c s 变换器，它有延长占空比和将z c s 辅助电 路与箝位电路合二为一的优点【9 】，但辅助开关增加了成本和控制复杂度，而且是 硬开关，降低了效率； 在原边使用饱和电感和直流隔直电容【1o 】的z v z c s 变换器，但饱和电感 损耗限制了变换器的最大功率( 一般为3 k w ) ，而且高损耗饱和电感不利于长 期运行产品的可靠性； 利用i g b t 的反向雪崩电压【6 】阻断原边电流，但漏感储能完全消耗在i g b t 内，由于i g b t 反向雪崩电压只有几十伏，所以需要非常小的漏感； 文献【5 】提出的在滞后桥臂串入阻断二极管，在变压器原边串入隔直电容。 相比之下，这种z v z c s 全桥变换器拓扑简洁实用。 1 42 2 0 v 1 0 a 开关整流模块的整体结构 ( 1 ) 总体技术方案 2 2 0 v 1 0 a 高频电源模块的原理框图如图1 5 所示。 第一章绪论 图1 52 2 0 v 1 0 a 模块原理框图 ( 2 ) 输入整流部分 采用三相三线3 8 0 v a c 无中线输入。在交流输入端，经过e m c 滤波电路和 全桥整流电路将三相交流电整流为直流，同时为了减小电流谐波，提高功率因数， 采用无源p f c 电路。 ( 3 ) d c d c 变换电路 d c d c 变换电路采用全桥移相零电压、零电流电路，内电流环、外电压环 双环控制。超前臂采用两只单管容量为1 3 a 8 0 0 v 的m o s f e t 并联，滞后臂采 用两只单管容量为2 5 a 9 0 0 v 的i g b t 并联，主变压器采用两对e 5 5 2 8 2 1 磁材。 副边采用全桥整流方式，整流管采用f a i r c h i l d 公司的二极管r h r g 3 0 1 2 0 ， 为抑制整流二极管上的尖峰电压，采用了二极管箝位吸收电路。模块经隔离二极 管后由热插拔端子输出。功率控制电路芯片采用u c 3 8 7 5 ，控制电路全部采用表 面贴片元器件。模块本身具有输出过压保护，输出限、过流保护，过温保护等功 能。均流电路采用主从自动均流电路，模块组中能自动选出一台主模块，动态均 流特性好。 ( 4 ) 微处理器控制电路 模块控制部分嵌入了微处理器控制电路，微处理器采用s t 公司的 u p s d 3 2 1 2 。微处理器控制电路主要完成电流电压显示、设置输出电压、设置输 出限流点、故障告警等功能。通信接口采用r s 4 8 5 。 下面的各章节将分别详述各部分的原理和设计过程。 天津大学工程硕士学位论文 第二章移相全桥零电压零电流变换器 2 1 移相全桥零电压零电流变换器工作原理 参见图1 4 。假设所有元件是理想的，电路的工作过程可分为以下六个工作 阶段【5 1 。 ( 1 ) 开关模态0 t o 时刻】 在t o 时刻，功率管q l 和q 4 导通。原边电流i p 给阻断电容c b 充电。这里假 设输出滤波电感足够大，可以将它看成一个电流源。此时，原边电流为驴而， 1 0 是输出负载电流，k 为主变匝比。阻断电容c b 电压为( 呦。 ( 2 ) 开关模态1 【t o ，t l 】 在t o 时刻关断q 1 ，原边电流审从q l 中转移到q 3 的并联电容c 3 和q l 的并 联电容c l 中，c 1 充电、g 放电。在这个时段里，漏感三l k 和滤波电感厶是串联 的，而且厶很大，可以认为名近似不变，其大小为i p o = i o k 。 只要c l 足够大，能保证q l 关断时c l 两端的电压上升缓慢，q 1 就能实现零 电压关断 v c l ( f ) 2 是( f “) q 。) v 。( f ) = ，j n + 盎( f “) q 。2 ) 在t l 时刻，q 3 的体二极管d 3 自然导通，开关模态1 结束。该模态的持续 时间为 t 0 1 ：_ 2 c r v i n ( 2 3 ) p o ( 3 ) 开关模态2 f l ，嘲 d 3 导通后，开通q 3 ，q 3 是零电压开通。q 3 与q l 驱动信号之间的死区时间 t d o e a d ) t o i ，即 f 丝超 ( 2 4 ) 第二章移相全桥零电压零电流变换器 在这段时间里，d 3 和q 4 导通，a 、b 两点电压v a b 等于零。此时加在变压 器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容电压v c b ，原边电流开始复位，续流阶段 开始。由于漏感较小，而阻断电容较大，因此可以认为在这个开关模态中，阻 断电容电压基本不变，原边电流基本是线性减小，即 ( f ) = b ( ) 量 ( 2 5 ) o ) = p 0 一三等( f 一) ( 2 6 ) 在t 2 时刻，原边电流下降到零。该开关模态的持续时间为 n 2 ：l = i k 一 i p o ( 2 - 7 ) 地2 了i ( 4 ) 开关模态3 【t 2 ，t 3 】 在开关模态3 中，原边电流为i p = o ，a 点对地电压为v a = 0 ，b 点对地电压 为1 ，b = 一b p 。副边续流。 ( 5 ) 开关模态4 8 3 ，t 4 】 在t 3 时刻，关断q 4 ，此时q 。中并没有电流流过，因此q 4 是零电流关断。 在很小的延时后，开通q 2 ，由于漏感的存在，原边电流不能突变，q 2 是零电流 开通。 由于原边电流不足以提供负载电流，副边两个整流管依然同时导通，变压 器的原、副边绕组被箝在零电压。此时加在漏感两端的电压为- ( ”b p ) ，原 边电流从零开始反方向线性增加 o ) ；一三兰弓：兰坠。一岛) ( 2 8 ) 在t 4 时刻，原边电流反方向增加到负载电流。该开关模态的持续时间为 纽：业 ( 2 9 ) ，3 4 2 v m + v 上c b p l z 。y j ( 6 ) 开关模态5 t 4 ，t 5 】 从“时刻开始，原边为负载提供能量，同时给阻断电容c b 反向充电。输 出整流管d r 。自然关断，所有负载电流均流过整流管d m 。在这个开关模态中， v 邙= y c b p 一鲁( f 训 ( 2 _ 1 0 ) 在t s 时刻 v 西( f 5 ) = v c b p 一鲁_ ， ( 2 1 1 ) 天津大学工程硕士学位论文 阻断电容上c b 的电压为下一次q 2 零电流关断和q 4 零电流开通作准备。在 t 5 时刻，关断q 3 ，开始另一个半周期陷，f l o 】，其工作情况类似于前面描述的， f 5 】。 阻断电容电压在t 6 时刻达到负的最大值- 比b p ，而【f 5 ，f 6 】时刻与【f o ，f l 】时段 是类似的，因此有 呲) ：毛普一每乞普一o bo b、一b 一般c r c b ，那么上式可简化为 v c b d ：要t 4 5 ( 2 1 2 ) v c b p 2 瓦 u “圳 2 2 移相全桥零电压零电流变换器的主电路设计 ( 1 ) 可控最大占空比d m a x 根据所需要的闭环带宽和开关管的开关特性，以及整流模块的设计体积，可 以确定整流模块的开关频率。在功率传输阶段，因阻断电容上的平均电压基本为 零，所以输出电压可已经近似表示为 = 堕拿丛( 2 - 1 3 ) a 可控最大占空比d m a x 受原边电流复位时间和原边电流保持为零时间两个 参数的制约，文献【5 中有详细的表述。可以先将可控最大占空比d m a x 设为0 8 ， 留1 0 给原边电流保持为零的时间，留5 给原边电流的复位时间，留5 给原 边电流的上升时间。已知输入直流母线电压的最小值，可以确定主变压器的变比 k 。 主变压器绕制完成后可测得漏感。要使漏感最小，这样可以使占空比的丢失 最小，也可以使因整流管反向恢复特性导致的整流管前沿电压振荡频率提高，易 于被吸收电路抑制。 ( 2 ) 阻断电容c b 根据【5 】 1 0 】的经验值，阻断电容的峰值电压v c b p 可以定为 v c b p 0 2 x ( 2 1 4 ) 过小的阻断电容峰值电压v c b p 将增加原边电流的复位时间，增加原边电流的 有效值，限制可控最大占空比的进一步提高。过大的阻断电容峰值电压b d 将使 第二章移相全桥零电压零电流变换器 主变压器副边整流管的电压应力增大( 比+ v 如) k 。 结合( 2 1 2 ) 式和( 2 - 1 5 ) 式，可得c b 值。 ( 3 ) 超前桥臂的并联电容c l 、q 和死区时间 图2 1 超前臂的z v s 开关波形示意图 超前桥臂z v s 的实现与以往的全桥z v s 技术没有区别。如图2 。1 所示，开 通损耗为零，但仍存在关断损耗，其大小取决于并联电容的数值和流经开关管的 电流。这两者决定了开关管两端电压的上升率。这种特性使超前桥臂更适于应用 m o s f e t 作为开关管。由( 2 4 ) 式可以确定超前桥臂死区和并联电容值。根据 电力充电模块的现场工作特点，超前桥臂的软开关范围设定在满载的1 0 以上。 ( 4 ) 滞后桥臂的死区 如图2 2 所示，滞后桥臂开关管开通时，依靠漏感来减缓原边电流的上升率， 减小电压电流的重叠部分，开通损耗不为零。关断时，由于原边电流在续流阶段 保持为零( 因正常设计中励磁电流很小，一般不予考虑) ，所以关断损耗为零。 l i k 图2 - 2 滞后臂的z c s 开关波形示意图 由图1 - 4 ( b ) 可以分析得出，滞后桥臂死区的上限值出现在占空比最大、原边电流 最大时。即 t d ( i a g ) ( 1 一d m h x ) x t s 2 一f 1 2 m 双 ( 2 1 5 ) 滞后桥臂的z c s 可在全负载范围内实现。另外，因为滞后桥臂死区很小， 在确定死区时间时需要注意实际应用i g b t 的开关时间和驱动时间的延迟特性， 1 4 天津大学工程硕士学位论文 防止可能出现的上下开关管共态导通现象。 2 3 原边电流波形前沿尖峰的暂态分析 实验中的原边电流波形如图2 3 所示，有一个很高的前沿尖峰。这是因为在 如f 4 的瞬态，副边整流管仍未脱离续流状态，变压器副边被短路，在整流管的 反向恢复时间内，漏感与阻断电容谐振。输出电流越大，整流管的反向恢复时间 越长，这段时间越长。等效电路如图2 4 所示。 图2 - 3 原边电流波形简图 先来分析假设开关管为理想器件，即r = 0 。则在此时间段内 i p ( t ) ：毕s i n 国f 珞( f ) = ( 圪+ 吃) c o s o j t 一圪 其中0 7 = 1 扛i ，z = 厄万。 尺llk c b 图2 _ 4 匀“瞬态原边等效电路 ( 2 1 6 ) ( 2 - 1 7 ) 如果考虑线路阻抗以及开关管开通瞬间的阻抗，则图2 4 中r 不为零。可推 导得出 昂p ) = c b 羔( p 虬) ( 2 1 8 ) p 1 一p 2 、 7 其中a 一去+ 第二章移相全桥零电压零电流变换器 r 仍2 2 9 , 图2 5 给出了电流前沿尖峰的最大值i l m a a x 与漏感l l k 以及线路总的等效阻抗 尺的关系。由图可见，通过减缓开关管的开通时间，使此瞬态线路总的等效阻抗 r 增大，原边电流前沿尖峰的幅值可以降低。抑制这一高d r t i t ，对整机的e m c ( e l e c t r o m a g n e t i cc o m p a t i b i l i t y ) 很有意义【2 5 1 。 蜘 j j 霉 水功 咄 婕 脚b o l r l 2 q ，i q 广5 1 r - 6 q 粼么 下之。下并j 尸錾芎 漏感【h 】 图2 - 5 原边电流前沿尖峰与r 的关系 2 4 主变压器原边漏感的设计 在原边串联阻断电容的零电压零电流开关z v z c s 电路中，超前臂的零电压 开关z v s 是依靠主变压器漏感和折到原边的输出电感与开关管并联电容c l 、c 2 谐振实现。滞后臂的z c s 是依靠主变压器漏感与阻断电容谐振实现。主变压器 漏感对整机性能影响很大。 首先，主变压器漏感对整机效率影响很大。主变压器漏感中存储的能量在每 个开关周期两次被隔断电容吸收，其上的能量为 1， p = 瓦f p 瞅2 z ( 2 1 9 ) z 主变压器漏感越大，存在于谐振电路中的自循环能量就越大，整机效率越低。 其次，为了保证原边电流能够完全复位，实现z c s ，必须满足 厶k j 喇2 c b 圪b 2 ( 2 - 2 0 ) 二 第三，主变压器漏感过大将导致明显的占空臂丢失现象。所以，在不影响其 它电气指标的前提下，主变压器漏感越小越好。 天津大学工程硕士学位论文 2 5 主电路开关管并联分析 虽然应用功率模块可以减少电路中的寄生感容，电路相对简单，但带来热点 集中的问题。应用分立器件并联，总的导通损耗小于功率模块，且能使热点均匀 分布，这对于自冷或只能提供有限风速的封闭式模块结构尤为重要。应用分立器 件并联的成本相比应用功率模块要低的多。驱动电路、p c b 设计、并联功率管 间的热耦合对并联功率管的工作状态影响很大f 2 6 】f 2 刀。 2 5 1i g b t 或m o s f e t 并联的静态工作特性 在变换器的零状态，所有并联开关管处于关断状态，仅有的差别是漏电流不 同，对并联开关管的并联工作特性没有影响。 并联开关管在开通状态下的均流状态取决于以下几个方面【2 6 1 2 8 】： 并联m o s f e t 的通态电阻r d s ( o n ) 不同；并联i g b t 的导通压降v c e ( o n ) 不 同： 并联m o s f e t 或i g b t 结环境热阻月崛a 不同； 功率管之间热耦合是否紧密。 m o s f e t 通态电阻的正温度系数特性显著，因此在静态开通状态下更易于并 联。 11 0 枷枷2 1 ) 0 2 04 0 e 08 01 0 01 2 01 4 01 8 0 r o e g o l e c t o r - t o - e r r 能e r v o l t a g e ( ，t j j u n c t i o n t 9 呻甘旧t 忻oc 习 图2 - 6n p ti g b t ( i r g 4 p f 5 0 w ) 的特性曲线 对于i g b t ，从图2 - 6 的c 一比e ( ) 曲线可以看到，电流小于2 5 a 时，i g b t 的导通压降比e ( 0 n 彦现为负温度系数，电流大于2 5 a 时，比e ( ) 表现为正温度系 数。i g b t 可以并联的机理有二【2 7 】：一是随集电极电流比的增大和结温的升高， 恤 恤 柏 ， ， ， (v=i_2j10童一ubai-j卫u口号o。i 第二章移相全桥零电压零电流变换器 其导通压降的温度系数向“正”方向变化；二是导通特性好一些的i g b t 个体，其 e ( ) 的负温度系数绝对值小于通态特性差一些的i g b t 个体。基于以上两个原 因，通过建立i g b t 个体间紧密的热耦合，使得i g b t 的可靠并联成为可能。i g b t 并联工作时，其导通压降e ( ) 被迫一致，所以有较好导通特性的i g b t 个体分 担较多的电流，该个体导通功耗大，结温快速增长。紧密热耦合条件下，该高结 温个体升高了所有并联的i g b t 结温。分担较多电流的i g b t 个体的您e ( 彻) 温度 系数随结温升高向“正”方向变化，同时，分担较小电流的i g b t 个体的比日) 随 结温升高下降得快。在紧密热耦合条件下，随结温的升高，最终所有并联i g b t 分担的电流趋于一致。 紧密的热耦合是导通压降呈负温度系数器件并联工作的首要条件。建立器件 间紧密热耦合的目标是使器件结温差别最小。这里采用的措施包括：所有并联 i g b t 安装于同一散热器，尽量选用热阻小的导热绝缘材料，使i g b t 结至结间 的热阻最小化，使i g b t 结至环境间的热阻相同，使并联的i g b t 分布于散热器 的相近热梯度内。 m o s f e t 和i g b t 用作开关器件时，都是以足够高的过饱和电压驱动。器件 之间的跨导差异对电流均分不会有太大影响，但仍有必要使各并联功率管的驱动 电压保持一致。 2 5 2i g b t 或m o s f e t 并联的动态工作特性 并联的i g b