（电力电子与电力传动专业论文）5kw全桥软开关dcdc电源.pdf

浙江大学硕：学位论文 a bs t r a c t s w i t c h i n gl o s s e sa n dt h er e s u l t i n gt h e r m a l r e l i e v ep r o b l e mp r e v e n tp o w e r s u p p l yf r o mh a v i n gah i g h e rf r e q u e n c yo p e r a t i o nw h i c hc a n l e a dt os m a l l e rs i z ea n d l e s sw e i g h t s o f ts w i t c h i n gt e c h n o l o g yi sa ne f f e c t i v et o o lf o rr e d u c i n gs w i t c h i n g l o s s e s ，s oi tc a ni m p r o v ee f f i c i e n c ya n dr a i s eo p e r a t i o nf r e q u e n c y , w h i c hi sn o w w i d e l yu s e di np o w e rs u p p l y f i r s t l y , t h i sp a p e rp r e s e n t sas u m m a r i z a t i o nf o r s o f ts w i t c h i n gt e c h n o l o g y , i n t r o d u c i n gi t so p e r a t i o np r i n c i p a la n dh i s t o r y , a n de m p h a s i z e st h el a t e s tc o n t r o lt y p e s o f ts w i t c h i n g i nt h es e c o n dc h a p t e r , t h ef u l lb r i d g et o p o l o g yi sa n a l y z e di nd e t a i l t h eo p e r a t i o np r i n c i p a la n ds w i t c h i n gl o s s e so ff u l lb r i d g eh a r ds w i t c h i n gt o p o l o g y a l es t u d i e df o rc o m p a r i s o n t h e nt w om e t h o d so fs o f ts w i t c h i n gt e c h n o l o g ya r e s t u d i e d ：z v sa n dz v z c s s e v e r a lc o m m o nt o p o l o g i e sa r ea n a l y z e di n c l u d i n gt h e i r w o r k i n gp r i n c i p a l ，t h ew a yt h e ya c h i e v es o f ts w i t c h i n g ，s o f ts w i t c h i n gr a n g ea n dt h e o v e r a l le f f i c i e n c y b o t hm e r i t sa n dd e m e r i t sa r el i s t e da n dt h es e l e c t i o ng u i d ei s g i v e n f o rd i f f e r e n ta p p l i c a t i o n i nt h et h i r dc h a p t e r , t w oc o n t r o ls t r a t e g y p h a s e - s h i f t e dc o n t r o la n dl i m i t e dd o u b l e d - p o l a r i t ya r ec o m p a r e do nt h e i rr e a l i z a t i o n m e t h o da n dt h e i ri n f l u e n c eo nz v s a f t e rt h a t ，v o l t a g em o d ec o n t r o l ，p e a kc u r r e n t m o d ec o n t r o la n da v e r a g ec u r r e n tm o d ec o n t r o la r el i s t e d t h ea v e r a g ec u r r e n tm o d e c o n t r o li sa n a l y z e df o rd e t a i la n dt h ed e s i g np r o c e d u r ei sg i v e nt o o f i n a l l y , t h e s m a l l s i g n a lm o d eo ft h es o f ts w i t c h i n gf u l lb r i d g ei sg i v e n t h ee f f e c to ft h es o f t s w i t c h i n gt e c h n o l o g yi sa n a l y z e dw h i c hm a k e st h es m a l l - s i g n a l m o d es l i g h t l y d i f f e r e n tf r o mt h a to ft h et r a d i t i o n a lp w mh a r ds w i t c h i n gt o p o l o g y t h ef o u r t h c h a p t e rg i v e st h ed e t a i l e dd e s i g np r o c e d u r ef o rt h e5 k w f u l lb r i d g ec o n v e r t e r t h e f i f t hc h a p t e ra n a l y z e st h ee x p e r i m e n t a lw a v e f o r m sa n dd a t a , w h i c hv e r i f yt h e c o r r e c t n e s so ft h ea b o v et h e o r ya n dd e s i g np r o c e d u r e k e y w o r d s ：s o f ts w i t c h i n g ，f u l lb r i d g ec o n v e r t e r , z v s ，z v z c s ，a v e r a g ec u r r e n t m o d ec o n t r o l ，p h a s e s h i f t e dc o n t r o l i l 浙江大学硕士学位论文 第1 章绪论 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比 率，维持稳定输出电压的一种电源。开关电源一般由脉冲宽度调制( p w m ) 控 制i c 和半导体开关管构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出 功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上， 反而高于开关电源，这一点称为成本反转点【l 】。随着电力电子技术的发展和创 新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端 移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。 开关电源高频化是其发展的方向。高频化使开关电源小型化，并使开关电 源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产 品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保 护环境方面都具有重要的意义。 1 1 软开关技术概述 卜3 】 由于开关管不是理想器件，在其开通时，开关管两端的电压不是立刻下降 为零，而是有一个下降时间；流过开关管的电流也不是立即从零上升到负载电 流，而是有一个上升时间。在这段时间内，电压和电流有一个重叠期，产生损 耗，我们称之为开通损耗( t u r n o i ll o s s ) 。当开关管关断时，开关管的电压也不 是立即从零上升到电源电压，而是有一个上升时间，同时它的电流也不是立即 从负载电流下降到零，而是有一个下降时间。在这段时间内，电压和电流也有 一个重叠期，也要产生损耗，我们称之为关断损耗( t u r n o f fl o s s ) 。因此，在开 关管开关工作时产生的开通损耗和关断损耗之和，称为开关损耗( s w i t c h i n g l o s s ) ，如图1 1 所示。在一定的条件下，开关管在每个开关周期中的开关损耗 是恒定的，因此，变流器总的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总 的开关损耗也越大，变流器的效率也越低。开关损耗的存在限制了变流器开关 频率的提高，从而也限制了变流器的小型化和轻量化。 开关管工作在硬开关时还会产生很高的d d t 和d u d t ，从而产生大量的电 磁干扰( e l e c t r o m a g n e t i ci n t e r f e r e n c e ，e m i ) 。图1 2 给出了接感性负载时，开关管 工作在硬开关条件下的开关轨迹，图1 2 中虚线为双极性晶体管的安全工作区 1 浙江大学硕士学位论文 ( s a f e t yo p e r a t i o na r e a , s o a ) ，如果不改善开关管的开关条件，其开关轨迹很可 能超去安全工作区，导致开关管损坏。 图1 1 硬开关下的开关损耗 0 。 图1 2 感性负载下开关管工作在硬开关条件下的开关轨迹 从上面的分析可知，开关管工作在开关状态时，电流和电压的重叠将产生 大量的损耗。软开关技术( s o f ts w i t c h i n g ) 可有效的减小重叠区的电流或者电压 值，降低开关损耗。 开管损耗由开通损耗和关断损耗两部分组成。一般来说，减小开通损耗有 以下两种方法： ( 1 ) 在开关管开通时，限制电流的上升速率，从而减小电流和电压的重叠 区，这就是所谓的零电流开通。 ( 2 ) 在开关管开通前，使其电压下降到零，这就是所谓的零电压开通。从 图1 3 ( b ) 可知，零电压的开通损耗基本减小到零。 减小关断损耗的两种办法： ( 1 ) 在开关管关断前，使其电流减小到零，这就是所谓的零电流关断。从 图1 3 ( a ) 中可知，零电流的关断损耗基本减小到零。 ( 2 ) 在开关管关断时，限制电压的上升速率，从而减小电流和电压的重叠 浙江大学硕士学位论文 区，这就是所谓的零电压关断。 片。 毋o s ( a ) 零电流开关( b ) 零电压开关 图1 3 软开关下开关损耗 从上图可以看出，零电压开通和零电流关断的损耗几乎为零，而零电流开 通和零电压关断的损耗则分别取决于电流上升的速率和电压上升的速率，电流 上升越慢，或者电压上升越慢，则软开关效果越好。在实际的电路中，往往要 和其他因素一起考虑，比如占空比的丢失，软开关的负载范围，做出一个折衷。 几十年来，已研发并得到应用的软开关电源见表1 1 。 表1 1 软开关技术发展历史 提出时间 软开关技术应用 2 0 世纪7 0 年代串联或并联谐振 半桥或全桥 2 0 世纪8 0 年代初有源钳位z v s 主要是单端 2 0 世纪8 0 年代中准谐振或多谐振单端或桥式 2 0 世纪8 0 年代末 z v s z c s p w m 单端或桥式 2 0 世纪8 0 年代末移相全桥z v s p w m全桥 z v t z c t - p w m 移相全桥混合 2 0 世纪9 0 年代初全桥 z v s z c s p w m 软开关电源的变换技术一般可以分为以下几类： ( 1 ) 全谐振型变流器，一般称之为谐振变流器( r e s o n a n tc o n v e r t e r s ) 。该类变 流器实际上是负载谐振型变流器，按照不同的分类方式，它又可以分为不同的 类型。按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变流器( s e r i e sr e s o n a n tc o n v e r t e r s ， s r c s ) 和并联谐振变流器( p a r a l l e lr e s o n a n tc o n v e r t e r s ，p r c s ) 两类。按负载与谐振 - 3 浙江大学硕上学位论文 电路的连接关系，谐振变流器可分为两类：一类是负载与谐振回路相串联，称 为串联负载( 或串联输出) 谐振变流器( s e d e sl o a dr e s o n a n tc o n v e r t e r s ，s l r c s ) ；一 类是负载与谐振回路相并联，称为并联负载( 或并联输出) 谐振变流器r ( p a r a l l e l l o a dr e s o n a n tc o n v e r t e r s ，p l r c s ) ，在谐振变流器中，谐振元件一直谐振工作，参 与谐振工作的全过程。该变流器与负载关系很大，对负载的变化很敏感，一般 采用频率调制方法。 ( 2 ) 准谐振变；流器( q u a s i r e s o n a n tc o n v e r t e r s ，q r c s ) ：软开关技术的一次飞 跃，其特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。由于正向 和反向l c 回路值不一样，即振荡频率不同，电流幅值不同，所以振荡不对称。 一般正向正弦半波大过负向正弦半波，所以常称为准谐振。无论是串联l c 或 并联l c 都会产生准谐振。利用准谐振现象，使电子开关器件上的电压或电流 按正弦规律变化，从而创造了零电压或零电流的条件，以这种技术为主导的变 流器称为准谐振变流器。准谐振变流器分为零电流开关准谐振变流器( z e r o c u r r e n t - s w i t c h i n gq u a s i r e s o n a n tc o n v e r t e r s ，z c sq r c s ) 和零电压开关准谐振变 流器( z e r o - v o l t a g e s w i t c h i n gq u a s i r e s o n a n tc o n v e r t e r s ，z v sq r c s ) 。 ( 3 ) 多谐振变流器( m u l t i r e s o n a n tc o n v e r t e r s ，m r c s ) ：它和准谐振变流器一 样，也是软开关技术的一次飞跃，其特点是谐振元件参与能量变换的某个阶 段，不是全程参与。多谐振变流器的谐振回路、参数可以超过两个，例如三个 或更多，称为多谐振变流器。多谐振变流器一般实现开关管的零电压开关。这 类变流器需要采用频率调制控制方法。 ( 4 ) 零开关p w m 变流器( z e r os w i t c h i n gp w mc o n v e r t e r s ) - 它可分为零电压 开关p w m 变流器( z e r o v o r a g e - s w i t c h i n gp w mc o n v e r t e r s ) 和零电流开关p w m 变流器( z e r o c u r r e n t s w i t c h i n gp w mc o n v e r t e r s ) 。该类变流器是在准谐振变流器 的基础上，加上一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程，实现恒定频率 控制，即实现p w m 控制。这样，变流器既有电压过零( 或电流过零) 控制的软 开关特点，又有p w m 恒频调宽的特点。这时谐振网络中的电感是与主开关串 联的。与准谐振变流器不同的是，谐振元件的谐振工作时间与开关周期相比很 短，一般为开关周期的1 l o l 5 。 ( 5 ) 零转换p w m 变流器( z e r ot r a n s i t i o nc o n v e a e r s ) ：零转换p w m 变流器， 浙江大学硕士学位论文 与零开关p w m 变流器并无本质上的差别，也是软开关与p w m 的结合。只不 过谐振网络与主电子开关是相并联的。它可分为零电压转换p w m 变流器 ( z e r o v o l t a g e t r a n s i t i o np w mc o n v e r t e r s ，z v tp w mc o n v e r t e r s ) 和零电流开关 p w m 变流器( z e r o c u r r e n t t r a n s i t i o np w mc o n v e r t e r s ，z v t - p w mc o n v e r t e r s ) 。它 的特点是变流器工作在p w m 方式下，辅助谐振电路只是在主开关管开关时工 作一段时间，实现开关管的软开关，在其他时间则停止工作。 1 2 控制型软开关简介【4 6 】 近几年，顾亦磊等人又提出了控制性软开关并流器的概念。控制性软开关是 在基本不增加主电路的元器件( 有时可以适当的增加电感电容量来增强软开关的 条件，但是坚决不容许增加半导体器件) ，通过合理设计控制电路来实现软开关， 比较容易让工业界采用。目前成熟的控制型软开关变流器并不多，典型的有移相 全桥变流器、不对称半桥变流器、l l c 串联谐振变流器等。 控制性软开关的五个特征： ( 1 ) 具有半桥结构的开关组。根据半桥结构中两个开关的排列方式可以分为 顺半桥和逆半桥两种结构。如图1 4 ( a ) 所示，两个开关管的反并二极管的方向一 致的称为顺半桥结构。如图l _ 4 ( b ) 和( c ) 所示，两个开关管的反并二极管的方向相 反的称为逆半桥结构。 a ( a ) 顺半桥 a ( b ) 逆半桥l( c ) 逆半桥2 图1 - 4 半桥结构 ( 2 ) 半桥结构的开关组的两个开关管的驱动信号互补。开关效果是和有源缓 冲型变流器类似。所不同的是控制型软开关电路利用半桥结构的两个开关互为辅 助管来实现软开关，而有源缓冲型变流器是靠# l - 力n 辅助开关来实现主开关的软开 5 - 浙江大学硕士学位论文 关。辅助管通常是在主开关导通之前就开通来创造主开关的z v s 条件。既然控制 型软开关变流器中半桥结构的两个开关互为辅助管，那么这两个开关就必须始终 互补导通才能实现这个功能。然而，半桥结构的两个开关除了互补导通实现软开 关外，还必须实现变流器的原始功能：调压。既能互补又能调压的信号的安排有 三种方案：不对称、调频、移相。不对称是指两个开关的驱动信号占空比不同但 是始终互补，这样可以通过调节开关驱动信号的不对称程度来调压。这里给出的 不对称半桥变流器的例子采用的就是这种方法。调频是指两个开关的驱动信号的 占空比始终保持不变，通常是保持5 0 不变，通过改变开关频率来实现调压功能。 这就需要主电路的配合，通常设计成谐振型的。l l c 串联谐振变流器就是采用这 种方法。移相通常用在具有两个或两个以上半桥结构的变流器中。每个半桥的两 个开关的占空比也保持不变，通常是保持5 0 不变。通过调整不同半桥之间的相 位关系来实现调压的功能。移相全桥变流器就是一个很好的例子。 ( 3 ) 半桥结构的开关组的每个开关管上要有并联电容。这是为了实现开关 管的零电压关断条件。通常，开关管本身就具有寄生电容，可以利用该电容改善 关断效果。但是在该电容不够大，可以外并一个电容来进一步改善关断效果。这 里虽然增加了元件来实现软开关，但只是增加一个小电容，还是可以称为控制型 软开关。 ( 4 ) 半桥结构的中点对外要连接一个或一个以上电感。因为开关的零电压 开通条件需要一个电流源对开关的结电容或外并电容进行放电来获得。而电感是 比较理想的电流源。这里的电感通常是利用变压器的漏感、激磁电感、或是副边 的滤波电感。有时作为电流源的电感感量不够，也会外加一个小电感( 有时是饱 和电感) ，同样这里还是称为控制型软开关。 ( 5 ) 对于顺半桥结构电感上的电流在一个开关管连续导通的时期内要反 向；对于逆半桥结构电感上的电流在一个开关管连续导通的时期内不能反向。这 和顺半桥和逆半桥的结构有关。对于顺半桥，两个开关管中，一个是漏极和电感 相连，另一个是源极和电感相连，所以只有电感上的电流反向才能实现对开关上 结电容或外并电容上的电荷进行抽取。对于逆半桥，两个开关管要么都是漏极和 电感相连，要么都是源极和电感相连。所以只有电感上的电流不反向才能实现对 开关上结电容或外并电容上的电荷进行抽取。 浙江大学硕士学位论文 1 3 课题主要任务 针对目前应用在电力操作上的大功率直流开关电源研制中面临的技术难题， 本论文以研究全桥d c d c 变流器软开关技术的实现方法为目的，综述、研究、推 导、设计并验证了全桥d c d c 变流器的关键技术，分述如下。 1 对比全桥d c d c 变流器的z v s 和z v z c s 两种软开关技术，从软开关实现方 法，软开关实现效果，额外损耗，设计注意事项的方面展开详细的对比，给出了 各自适合的应用场合。 2 对比研究全桥d c d c 变流器常用的控制方法、均流控制，提出数字控制的 构想。 3 设计一台5 k w 全桥软开关样机。 1 4 本章小结 本章详细介绍了软开关技术的发展历史，指出了软开关技术相对于硬开关 技术的优势。同时，简要介绍了一种新的软开关技术一控制性软开关。最后， 介绍了论文的主要研究任务。 浙江大学硕士学位论文 第2 章全桥d c d c 变流器拓扑研究 功率开关管的电压和电流定额相同时，变流器的输出功率通常与所用开关 管的数量成正比【2 1 。故全桥d c d c 变流器的输出功率大于单管变流器，比如 f l y b a c k 、f o r w a r d ，和双管的d u a l f l y b a c k 、d u a l f o r w a r d 、p u s h p u l l 、h a l f - b r i d g e 等电路，从而在高压输入和中大功率场合得到广泛应用。 2 1 全桥p w m 硬开关变流器 基本的全桥p w m 硬开关变流器图2 1 所示。 ( a ) 主电路 ( b ) 驱动波形 图2 1 全桥p w m 硬开关电路 2 1 1 全桥p w i v i 硬开关工作原理 在最基本的控制策略中，开关管q i 和9 同时导通，9 和q 同时导通，给变 压器原边施加占空比受控制的高频交变方波电压，通过变压器隔离变压后，由副 边整流( 除了全桥整流以外，尚有带抽头变压器的全波整流、倍流整流等形式) ， l c 滤波得到直流输出电压。 设副边整流后方波电压的周期( 主功率开关管开关周期的一半) 是瓦，占空 比d ，输入直流电压k ，输出直流电压，变压器匝比刀：1 有 圪：互d ( 2 1 ) 拧 浙江大学硕士学位论文 2 1 2 硬开关条件下的损耗分析1 7 。n 1 在i g b t 开通过程中【f o f l 】，管压降比和开关管电流厶有很大的一块重叠 区，产生了开通损耗。其原因为电导调制作用的建立过程中产生的损耗。 在i g b t 的关断过程中【珍明，流过i g b t 的电流被阻断。该电流将对开关 管的寄生电容充电，当充电完成时，箝位二极管导通。此时，二极管的开通恢 复( f o r w a r dr e c o v e r y ) 和引线电感将在i g b t 的两端造成很大的电压尖峰。因 此，硬开关工作条件下，i g b t 的关断电压应力非常大，有可能超出器件的安 全工作区( s o a ) ，造成器件损坏。当i g b t 和箝位二极管环流完成后，i g b t 的拖尾电流慢慢下降为零。拖尾电流的下降速率主要由过剩少子的复合速率决 定。拖尾电流的存在是i g b t 关断损耗的主要来源，当采用快速i g b t 时，可 以缩短少子的寿命，减小拖尾电流时间。 t ot lt 2 t 3 图2 2p w m 硬开关全桥主要波形 开关损耗在高频大功率的应用场合显得尤为明显。并且，由于电路中寄生 参数的存在，在原边i g b t 上，往往需要加额外的吸收电路，来保证i g b t 的 安全工作，这些吸收电路在高频场合下，又会增加相当大的损耗。 2 2 全桥z v s 变流器 全桥z v s 变流器实现方式是在四个开关管的两端同时并联一个电容，拓扑 如图2 - 3 ( a ) 所示。 浙江大学硕士学位论文 e t x , t k s v t a , v 9 4 l p t 弛 嘲i q 3 l q t 5 一t 吼i l g o ： t 一 _ 、 、 7 i | 1 | 秀 t l ；w | n l n 川 ( a ) 主e 6 路 ( b ) 主要波形 图2 3z v s 全桥软开关电路 2 2 1z v s 移相全桥变流器工作原理 在分析z v s 移相全桥变流器工作原理之前，先作如下假设： 1 所有开关管、二极管均为理想器件； 2 除特别指定外( 如变压器漏感) ，所有电容、电阻、电感、变压器均为理 想元件； 3 与开关管并联的电容中，c l = c 3 ，c 2 = c 4 ； 4 输出滤波电感三远大于变压器漏感l k ，最o l l k 。 图2 3 ( b ) 描述了主功率开关管的半个开关周期内，q l 、q 4 导通切换到q 3 、 q 导通过程中，动两点间电压恸，变压器原边电流i p ，和整流桥输出电压v r e e t ( 如 图2 3 ( b ) 所示) 的波形。 z v s 移相全桥电路在主功率管的半个开关周期中，经历6 个开关模态，分述 如下。 l 开关模态1 。t o 时刻。 t o 时刻之前，q l 和q 4 导通。原边电流经q l ，主变压器，风，q 4 向副边传输能 量。曲间电压v a b = i r l ，原边电流线性上升。 2 开关模态2 。【t o ，f l 】时间段。 t o 时刻，q i 关断，由于有c l 的存在，q l 电压缓升，是零电压关断。q l 关断后， 动间电压v a t , 开始迅速下降，但是仍大于0 ，故此时副边仍工作在整流状态。可认 1 0 浙江大学硕士学位论文 为输出滤波电容三与原边漏感l k 串联。因为电感电流不能突变，所以昂仍按原方向 流动，并逐渐减小。电流f p 给c l 充电，给c 3 放电。y a h 在，1 时刻减+ n o 。 3 开关模态3 。 ，l ，嘲时间段。 ，l 时刻，c l 充电，c 3 放电均结束，v a b 减+ n o 。q 3 的反并二极管d 3 自然导通。 在此【，l ，纠时间段中开通q 3 ，则q 3 是零电压开通。开通q 3 时，由于原边电流方向 不变，9 上不会立即有电流流过。原边电流f p 仍然流过伤，主变压器，漏感k 和 么形成环流。 4 开关模态4 。【t 2 ，t 3 时间段。t 2 时刻关断9 以后，原边电流昂给c 4 充电，给 c 2 放电。由于= ，副边整流管d 2 和d 3 开始导通，这使得整流桥工作在四只 管子都导通的续流状态。在反向电压的作用下，下降速率增大。 5 开关模态5 。【t 3 ，t 4 时间段。t 3 时刻，c 2 放电至o ，c 4 充电至k 。0 2 的反并二 极管d 2 自然导通。这个时间段内开通q ，则q 是零电压开通。此外，原边电流j p 在k 的作用下，迅速下降。 6 开关模态6 。 t 4 ，t s 时间段。 原边电流巾在所的作用下减小至0 并反向增加，但这时的原边电流很小， 无法向负载输送能量，因此副边整流管仍然工作在续流模式下。直至t 5 时刻，原 边电流反向增大，足以给负载供电。此后原边电流经回路q ，厶，主变压器， 9 向负载供电，切换过程结束。 2 2 2z v s 软开关效果分析 z v s 技术，包括z v t ，最早是用来解决功率器件的容性开通损耗和续流二极 管的反向恢复问题。对于功率m o s f e t 这类器件，它的开关损耗主要是容性开通 损耗时，z v s 显得特别合适阴。 由上一章的分析中可知，当器件实现零电压开通时，其开通损耗尸l o 。0 n ) = o 。 当器件关断时，由于并联电容的存在，i g b t 两端的电压上升速率比硬开关 时要慢，关断损耗因此降低。增大并联电容可以进一步降低电压的上升速度，从 而减小关断损耗。但是，从电路的角度来看并联太大的电容并不可行，因为更大 的电容意味着更高的循环能量和更大的导通损耗。通过选用快速i g b t 是减小关 断损耗的有效途径。 总的来说，z v s 可以消除i g b t 的开通损耗，而且，配合快速i g b t ，可以有 1 1 浙江大学硕士学位论文 效的降低器件的关断损耗。 2 2 3 环流损耗分析1 1 2 l 移相全桥z v s 变流器通过原边环流来实现z v s ，减小开关损耗。但是，环流 将给变流器带来更大的导通损耗( 同时增加了开关管和续流二极管的导通损耗) 。 因此，移相全桥z v s 变流器开关损耗的降低是以增大导通损耗为代价的。 滞后臂q 3 和9 的导通损耗为： 砌，= 蹦( 击) 2 等+ ( 厶2 + 等) 砌+ ( k 2 + 等) ( 1 一d ) 】 ( 2 2 ) 超前臂q l 和q 的导通损耗为： p 口l z = 酬( 击) 2 了a dm 2 + 等) 砌】 ( 2 3 ) 式中，r 表示i g b t 的导通电阻。 滞后臂反并二极管的导通损耗为： p d 3 , 4 = - c 争等 亿4 ， 滞后臂反并二极管的导通损耗为： p d i , 2 - 盼d ) + 争争 ( 2 5 ) 对于传统的硬开关p w m 全桥变流器，由于其变压器设计时总是最小化漏感， 所以有d 如，因此，反并二极管的导通损耗几乎为零。 从上述的分析可知，z v s 全桥变流器比硬开关全桥变流器有着更大的导通损 耗，尤其是当占空比很小而漏感很大时。就效率而言，z v s 全桥变流器的主要优 势是降低了i g b t 的开关损耗以及消除了i g b t 两端辅助的吸收电路。开关损耗的 下将使得该拓扑可以应用在更高频率的场合。 2 2 4z v s 软开关实现范围分析 为了实现z v s 开通，在i g b t 开通前，其并联电容必须完全放电，反并二极 管导通。因此，z v s 的实现范围与原边电流的大小有关。在轻载时，原边电流可 能不够大，不能对并联电容进行完全放电。 浙江大学硕士学位论文 超前臂和滞后臂实现软开关的条件有所差别。超前臂开关时，副边整流管工 作在整流状态，输出滤波电感相当于串联在原边漏感上，电流变化率小，开关管 并联电容上的电荷抽取速度快。滞后臂开关时，副边整流管工作在续流状态，只 有原边漏感维持原边电流，电流变化率大，开关管并联电容上的电荷抽取速度慢。 因此滞后臂软开关实现较超前臂困难。 在时刻，6 ，原边电流的大小为如，则为了实现滞后臂软开关，必须满足： e = 二l j 2 2 c 3 2 + 二c 豫2 ( 2 6 ) 22 c t r 为主变压器的寄生电容。 为了实现9 的z v s 开通，在q 3 关断和9 开通前必须加入一定的死区时间。在 知道主变压器漏感，并联电容的容值后，一个能实现最大z v s 范围的最优死区时 间就可以被确定下来。主变压器漏感、并联电容和变压器寄生电容在死区时间内 一起谐振，使得并联电容两端的电压成一个正弦波，该正弦波在1 4 谐振周期时 达到最小值： 舀一= i t 一1 r ，4 l k ( c 3 + c r r ) ( 2 7 ) 9 和9 之间的死区时间取为函一，可以保证所有储存在漏感中的能量都被 用来对电容进行充放电。 超前臂q l 和q 2 即便在轻载的情况下，也总能通过副边电感来实现z v s 开通。 但是，当原边电流小于某个临界值后，滞后臂q 3 和9 就不能实现z v s 开通。该临 界恤r i t 可由式( 2 6 ) 算得： ( 2 8 ) t 6 时刻漏感电洫为： 址扣等一争功争 亿9 ， 刀zlzr o 、 式中，三为输出滤波电感，圪为输出电压，厶为输出电流，d 为开关管导通时 间比，瞒开关周期，伪滤波电感电路纹波，刀为变压器匝比。 因此，滞后臂实现z v s 的条件为： h i c r i t( 2 1 0 a ) 浙江大学硕士学位论文 或者 厶 ，一笪+ 旦( 1 一d ) 三) (210b)2l2 、，、， 2 2 5 占空比丢失与漏感、开关频率的关系 漏感三k 越大，贝i l z v s 的负载实现范围越大。但是，原边电流的上升、下降速 度会受到漏感的影响，使得副边的占空比减小。在设计时，必须将漏感、开关频 率及变压器匝比一起考虑。 移相全桥z v s 变流器的电压增益可以表示为： 警：! 助 ( 2 1 1 ) _ _ _ 一一 口 ， ，z 一 、7 d c f 袁示有效占空比，即为副边电压的占空比 原边占空比，即控制电路的占空比，可以表示为： d = d 矿+ a d( 2 1 2 ) 根据文献【1 2 】，a d 可以表示成： a d _ 4 砌羔乒 ( 2 1 3 ) 由上式可知，开关频率越高，漏感越大，负载越重，则占空比丢失越严重。 对于任何一个开关变流器，必须满足： 1 d m a x 刀堕( 1 + 4 去门 (214)vin1 1r 、 z 。7、 2 2 6z v s 全桥变流器的设计要点 1 由于原边漏感被用来实现滞后臂的z v s ，因此，在变压器设计时， 不需要优化使得其漏感最小化。 2 变压器的寄生电容会影响z v s 的实现范围，因此，在设计变压器时， 要使其层间电容最小 3 设计时，漏感大小，z v s 实现范围，最大占空比，变压器匝比，开 关频率需要折衷来优化系统。文献【1 2 】给出了2 个折衷方案： a ) 当设计时发现所需要的开关频率卮太低( 高) 时，可以减小( 增大) z v s 的范围，或者增大( 减小) 变压器匝比。 b ) 当设计时发现所需要的漏感太大( 小) 时，可以减小( 增大) z v s 浙江大学硕士学位论文 的范围或者增大( 减小) 变压器匝比。 4 在实际的应用中，由于开关管特性的不一致或( 和) 对脚开关管导通 时间不一致的原因，会在变压器原边引入一个直流分量，因为变压器的直流 阻抗非常小，很容易出现“磁偏”，使得变压器饱和。因此，往往需要在原边 串入一个隔直电容。隔直电容的加入，会减小占空比的丢失，但同时会降低 原边的环流，缩d , z v s 的实现范围，还会增大副边二极管的电压应力【1 3 】。在 设计时，在成本和体积允许的前提下，该隔直电容取得越大越好，使得变流 器的工作尽量不受隔直电容的影响。 2 2 7z v s 全桥变流器特性总结 移相全桥z v s 变流器在四个开关管两端并联电容，通过改变管子的关断顺 序，实现了z v s ，属于控制型软开关。其结构简单，器件少，可靠性高，成本低， 被工业界广泛采用。 当电流器工作在满载时，管子的开通损耗几乎为零。使用快速i g b t 再加上 管子两端并联电容，也将大大减小关断时电压和电流的重叠区，使得关断损耗大 大降低。虽然电路存在滞后臂难以在全负载范围下实现z v s 的缺点，但是，即使 电路工作在轻载状态，z v s 丢失，其总的损耗也比满载时要来的低【1 2 】。 为了增大z v s 的实现范围，文献 1 4 1 8 提出了种种拓扑，如原边串联电感， 饱和电感或者加入谐振网络。但这些拓扑无一不增加了系统的复杂性，增加了系 统的成本，降低了系统的可靠性。其效果也只是提高了系统在轻载时的效率，对 于重载时，甚至可能损耗系统的效率，因此，这些拓扑并不具有太大的吸引力。 2 3 全桥z v z c s 变流器 为了克服全桥z v s 变流器高的环流能量、占空比丢失以及滞后臂z v s 实 现范围不宽等缺点，文献 1 9 2 1 提出了多种z v z c s 拓扑，即超前臂实现z v s ， 滞后臂实现z c s 。其具体方案为：在超期臂并联电容，来实现z v s ；在变压器 原边串联一个电容，作为反动势，使得原边电流在开关管关断后迅速复位，同 时，通过饱和电感或者二极管来阻断环流，为滞后臂实现z c s 创造条件。下文 将列举其中两种比较常见的拓扑，进行分析。 浙江大学硕士学位论文 ( a ) 滞后臂串联二极管 ( b ) 原边串联饱和电感 图2 4z v z c s 全桥电路 2 3 1z v z c s 移相全桥变流器工作原理 在分析z v z c s 移相全桥变流器工作原理之前，先作如下假设t 1 所有开关管、二极管均为理想器件，饱和电感也视为理想开关器件； 2 除特别指定外，所有电容、电阻、电感、变压器均为理想元件； 3 c i = c 3 图2 5 描述了主功率管半个开关周期内，开关管从q l 、q 4 导通最终切换到珐、 q 2 导通过程中，口6 两点闻电压，变压器原边电流弗，阻断电阻c b 两端电压- v c b 和 整流桥输出电压n 的波形。 虹，q 日 扫，口p t 弛 i p t 珏 l q l m i 口l ：f i：- ： fj ；t q i 吼 i | q l i t 了弋 4 t l ， ： 妥 f i l- j 戈飞； |、j t l埘 ； r - 、- r 一 l 图2 5z v z c s 主要工作波形 z v z c s 移相全桥电路在半个开关周期中，经历5 个开关模态，分述如下。 一1 6 浙江大学硕上学位论文 l 开关模态l 。玎时刻。能量传输。 如图2 6 ( a ) 所示，t o 时刻以前，q i ，q 4 导通，原边电流经过q l ，g ，主变压 器原边，饱和电感三。和q 4 ，给阻断电容c b 充电，其电压升高。原边电流在输入电 压作用下线性增大。副边工作在整流状态，为负载输出能量。 2 开关模态2 。【t o ，f l 】时间段。 如图2 6 ( b ) 所示，t o 时刻，q l 关断，由于电容c l 的存在，q l 电压缓升，是零 电压关断。输出滤波电感与原边漏感串联，原边电流不突变，给c l 充电，给c 3 放电。由于变压器原边电压方向不变，副边二极管仍处在整流状态。 3 开关模态3 。【f l t 2 】时间段。原边电流复位( r e s e t t i n g ) 。 如图2 6 ( c ) 所示，电容充放电结束后，c 3 两端电压为0 ，9 并二极管d 3 自然 导通。此后开通9 ，则9 是零电压开通。此时阻断电容c b 电压左正右负，原边电 流在此电压作用下减小。在t 2 时刻减小至0 。由于原边电压开始反向，副边整流二 极管d r 3 和d r 2 开始导通，副边开始工作在续流状态。 图2 - 6z v z c s 变流器各工作模态 1 7 - 浙江大学硕士学位论文 4 开关模态4 。 r e , t 3 】时间段。 如图2 6 ( d ) 所示，t 2 时刻原边电流下降至o ，此时关断q 4 ，则q 4 是零电流关断。 在t 3 时刻开通q 。 5 开关模态5 。 t 3 , t 4 】时间段。 如图2 6 ( e ) 所示，实际上此过程包含了饱和电感由阻断到饱和导通，以及阻 断电容c b 反向充电完成两个过程。t 3 时刻开通q ，幻问电压v 口6 = v i 。而此时能 量不能立即输送到副边，原因是原边电流要使饱和电感饱和，需要一定时间，当 原边电流较小时，副边仍然工作在续流状态。反映为副边占空比丢失。 直到饱和电感饱和，原边电流上升到足够大时，副边二极管才会恢复整流状 态，完成半个周期切换过程，如图2 6 ( f ) 所示。 2 3 2z v z c s 软开关效果分析 超前臂z v s 超前臂实现z v s ，其效果与z v s 一样。当是要注意一点：即隔直电容的引入， 使得超前臂的z v s 与原来的z v s 移相全桥发生了本质的变化。假设隔直电容电压 最大值为舣，在超期臂q l 关断后，在q 2 电压下降到某个电压值前，超前臂 的瞬态过程与z v s 移相完全一样，输出滤波电感参与谐振，在q 2 的电压小于 后，只有漏感参与谐振过程，因此，为了实现超期臂的z v s ，必须具备一定的漏 感值，而不是完全利用输出滤波电感的储能。对于不同的电流，漏感储能的大小 不尽相同。因此，滞后臂z c s 的实现实质上损害了超期臂z v s 的实现范围【2 2 1 。 滞后臂z c s z c s 关断：隔直电容电容对原边电流的复位作用， i g b t 中少子的浓度大大 减小，另一部分载流子在饱和电感( 拓扑2 ) 或者滞后臂串联二极管的( 拓扑1 ) 对原边电流阻断时间内得以进一步复合，因此，拖尾电流和其对应的关断损耗大 大减小，几乎为零。 z c s 开通： 浙江大学硕士学位论文 ( 坎。+ 砭b ) 厶 图2 7z c s 开通效果图 从上图可以看到，拓扑l 的开通损耗与硬开关下没有本质的区别，除非是把 变压器的漏感做的非常大，从而限制电流的上升速率，但是漏感的增大，会引入 额外的占空比丢失，不利于电路整体效率的提高。 拓t b 2 由于饱和电感在i g b t 开通的瞬间，还没有完全饱和。由于饱和电感的 存在，极大的限制了电流的上升速率，使得开关管的z c s 开通损耗大大降低。 从z c s 的效果来看，拓扑2 要优于拓扑l 。 2 3 3 环流损耗及额外损耗分析 隔直电容的加入，使得原边环流迅速减小为