（电磁场与微波技术专业论文）ka频段倍频放大组件及集成接收前端的研究.pdf

捅要 本论文是g = 3 5 1 0 典且j 平毫米波混合集成技术研究课题中的一 部分。要求将厘米波信号通过倍频方式提升到k a 频段，并通过功率 放大获得0 d b 倍频输出。用作单脉冲和差体制制导雷达接收系统三路 混频器的本振源。 本文通过对计算毫米波微带线介电常数的经验公式的比较，得出 适合k a 频段工程应用的公式；对微带不连续特性( 包括开路端、缝 隙) 以及平行耦合微带进行分析并设计一个毫米波宽带的微带带通滤 波器，通带3 】3 6 g h z ，通带内衰减小于l d b ，在2 8 g h z 和4 0 g h z 的 衰减大于2 0 d b ；为了使微带电路在波导系统中进行性能检测，对波导 一微带过渡进行仿真设计，其中波导一脊波导一微带过渡插入损耗小 于o7 d b ，波导一探针微带过渡插入损耗小于o 5 d b 。 在有源部分，分析了放大器的稳定性和噪声系数，以及高增益放 大器和低噪声放大器( 包括多级低噪声放大器) 的设计方法；讨论了 倍频器的稳定性和噪声以及倍频器的倍频原理，针对反馈结构的倍频 器做进一步分析，发现其功耗低，对不需要的谐波抑制度好，并且使 输入输出隔离度变好；采用单片h m m c 5 0 4 0 成功制作了k a 频段三、四 倍频一功率放大组件，实现了有增益的倍频；作为倍频放大组件的应 用实例，初步分析了k a 频段双路集成接收前端。对倍频器电路仿真 采用谐波平衡法。 在三倍频放大组件中，输出频率在3 1 5 3 6 g h z 的范围内，实现了 有增益的倍频，最大的倍频增益5 1 d b ；在四倍频放大组件中，输出 频率在3 4 3 5 g h z 的范围内，实现有增益的倍频，最大倍频增益l d b 。 实验结果表明，倍频放大组件能够为单脉冲和差体制制导雷达接 收系统提供三路混频器的本振源，并且具有成本低、体积小、可靠性 高等优点。 ， 关键词：三倍频器，四倍频器，倍频放大组件，反馈 。- h ， a b s t r a c t t h et h e s isisap a r to fm i l l i m e t e r w a v eh y b r id - in t e g r a t e d p r o j e c t t h ep u r p o s eist 0e s c a l a t et h ec e 八t i m e t e r w a v es i g n a ls t 0k a b a n dt h r o u g hm u l t i p l ie ra n da t t a i no d bc o r l v e r s i o ng a ir l b y meanso fp o w e ra r n p l i f i e r ，s e l v e si 1 31 0 c a l0 s c i l l a t i o l ls o u t c eo f 3 一p a l h sm i x e rir ls i r i 9 1 e p u ls ea n dp a r t i a ls u m m a t io i l g u id a n c e r a d a rs y s t e mw i t h t h ea d v a n t a g eo f1 0 wc o s t 、s l n a l li ns iz ea n d hig hin d e p e n d er i c e i n t h et h e s is ，c o m p a r i n gt h ef o r m u l a o fm ic r o s t r i p p e r m i t t i v t y ，w eg e tt h ea p p ic a b l ef o r m u l a ：t oa n a l y s et h e d is c o n t i n u i t ya n dp a r a l l e lc o u p l e dm i c r o s t r i pa n dt h eb a n d p a s s f i lz e ris d e s i g n e d ；w a v e g u i d e t o - m ic r o s l ；r i pt r a n s i t io n is s i m u l a t e da n df a b r ic a t e d f o r m e a s u l e m e n t i n w a v e g u id e s y s t e m t h ei n s e r t i o nl o s so fr i d g e w a v e g u i d eisb e i o w0 7 d ba n d t h e1 ) r o h eisb e l 0 1 1 10 ，5 d b i na c t i v es e c t i 0 1 3 ，t h es t a b i l i t ya n dn o is eo fa m p l i f ie ra r e a n a l y s e da n d t h em e t h o d st od e s i g n h i g h g a i n o rl o wn o is e a m p l i f ie ra r ep r o p o s e d ：t h es t a b i l i t ya n dr i o is eo fm u l t i p l ie l a r ea 1s 0 a n a l y s e d e s p e c i a l l yt h ef e e d b a c k m u l t i p l i e r is in v e s t ig a t e df o rt h ec o m l 3 r e s s i o no i lu n d e s i r e dh a r m o n ic sa n d1 0 w c o n s u m p t io f t t h et r i p l e l , - 、q u a d r u p l e r a m l ) l i f i e rm o d u leo fk a b a n disf a b r i c a t e d b yu s i n gh m m c 5 0 4 0t 0a c h ie v et h e o d b c o n v e r s j0 1 3g a i n a sa n a l o p 2 ic c q t i o no ft h em o d u l e t h el ( a b a n d d o u b lep a t h si n t e g r a t e dr e c e iv e tis a n a l y s e d t os i m l i l a t et h e m u l t ip l i e r ，t h eh a r m o n icb a l a n c em e t h o dis u s e d 。 a sai e s u l t ，t h em a x i m u mg a ir lis5 1d bi nt r i p l e r a m p l i f ie r 1 1 1 0 d u lei nt h e r a n g e o f 3 1 5 3 6 g h z：a n d1d bir l q u a d r u p le r a m p l i f ie l m o d u l eir lt h er a n g eo f3 4 3 5 g h z w ed r a wt h ec or l c l u s i o i lt h a tt h em u l t i p l ie r a m p l i f ie rm o d u le c a ns e r v ei n1 0 c a lo s c i l l a t i o r ls o u ：r c eo f 3 一p a t h s m i x e l ? i n s in 9 1e p u ls ea n dp a r t i a ls u m m o t i o ng u i d a n c er a d a rs y s t e m u 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取 得的研究成果。据我所知，除了文中特别标注和致谢的地方外，论文中 不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得电子科技 大学或其它教育机构的学位或证书两使用过的材料。与我一同工作的同 志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 签名：嵌利、生日期：。f 年，。月。日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文的规 定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许 论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文的全部或部 分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手 段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：一兰叠丛兰 导师签名： 日期：洳 电子科技大学硕士论文 引言 本论文针对我国在研装备( 制导雷达，电子战中测频接收机) 需求研制。 鉴于毫米波频段武器是国外近年相当重视的高新技术装备，技术保密致使很难 获得所需的研制资料。国内基础器件和电路又因技术差距无法满足系统研制所 需，无疑又增加了在研项目的研制难度。这样，除耗费大量外汇外，其迸口渠 道也难以保证。一旦断档必然会给系统研制造成难以为继局面。为此，在国内 器件尚无法提供之前，先利用能从国外得到的器件、材料，在技术上探索、研 制出系统所需的基本电路，以满足系统研制所需看来是非常必要的【l 】。而且， 毫米波设备( 含元部件，器件) 至今还是国外对我国禁运产品，引进都靠倒手， 价格和渠道都不固定。因此本成果的潜在经济效益是十分明显的。这样，一旦 国产毫米波器件( f e t 、h e m t ) 定型，就能很快完成一批毫米波电路的投产， 为系统装备提供条件。 因此，本论文作为填补我国空白，打破国外封锁，满足新型武器研制的社 会效益和经济效益是十分明显的。 k a 频段倍频放大组件用于毫米波源，从技术成熟的微波频段通过倍频实 现毫米波信号源，具有电路简单、稳定度高的优点。 倍频器及倍频放大组件国内外发展现状： 倍频器也可以象放大器一样采用反馈结构，二倍频器( 1 2 2 4 g h z ) 口1 使用 电阻反馈，基频泄漏功率减少了，功耗降低了，工作稳定，获得了3 2 d b c 的 信噪抑制比，而一般的m m i c 倍频器只有2 5 d b c 的信噪抑制比。三倍频器【3 】 针对基波抑制反馈，得到更宽的带宽和更高的输入输出隔离度。 平衡结构二倍频1 4 的优势在于它很高的变频增益和对基波和谐波的有效抑 制。这种结构在很多m m i c 中得到广泛应用，包括一般用作放大的单片 h m m c 5 0 4 0 。 采用a t l ( 模拟传输线) 的二倍频器 5 1 ，能把低阻抗分支节的尺寸最小化， 从面提高集成度和降低系统损耗。 采用i n ph e m t 器件【“，这种器件夹断电压低，增益高，截止频率高，所 以其输入功率较低，仍可以得到较好的变频增益。 还有一种用了f g c ( 有限地共面线) 的三倍频器1 7 ，其损耗低，色散小 这种结构可以让电路做在厚基片上而不要过孔。 电子科技大学硕士论文 有源倍频放大组件的输出并不仅仅在毫瓦量级，文献【”就介绍了一个输出 大于1 4 1 瓦的四倍频放大组件，其中心频率为4 4 5 g h z ，带宽2 g h z 。 本论文主要解决倍频放大组件电路设计的问题，包括电路结构的选择、微 带输入输出匹配网络的设计、偏置电路的设计以及过渡结构的设计，还要考虑 噪声性能、稳定性能、微带不连续性的影响。作为倍频放大组件的应用实例， 初步分析了集成接收前端的设计思路。 2 电子科技大学硕士论文 第一章毫米波微带线特性 1 1 概述 微带线是一种应用广泛的微波毫米波传输线，其频率范围可以从几千兆赫 兹到几十千兆赫兹以上。早期的微带电路分析是以w h e e l e r h a 为代表提出的 复变函数法，对微带进行准静态分析。这种方法假设微带传输准t e m 模，完 全忽略微带线中传输波的色散效应和高次模。但在较高频率下，这种方法己不 适用。严格地说，微带用到1 g h z 时其色散效应就不能忽略，在毫米波频段， 色散更严重，微带中传输的是包括t e m 模和t e 、t m 模系的混合模，称为l s e 模和l s m 模。七十年代以来，m i a r ar 和i t o h t 等人提出用谱域法全波分析 微带混合模，其主要的步骤【9 】： 1 利用标量位表示e 和h 场分量： 2 将边界条件应用到场分量中； 3 推导微带线中传输常数的特征方程； 4 求解特征方程，计算传输线的色散特性。 本章主要分析毫米波微带线的介电常数以及微带线的不连续性。 1 2 色散情况下的等效介电常数 一般而言，通过f d t d 等方法，可得到传播常数，并且通过下式可以求 出等效介电常数占。： 厄= 鲁 g 其中以= 吾。在工程应用中，通过引入色散情况下微带的有效相对介电常数 s 。杪) 占。c f ) = 占。c f ) 氏( 1 2 ) 可得出等效介电常数。下面给出几组占。c f ) 的经验公式： 1 k o b a y a s h i 【1 0 1 的s 。( 厂) 的色散公式在o 1 w s 1 0 ，1 s ，1 2 8 ，任何 叫a 。情况下，精度优于o 6 电子科技大学硕士论文 c 留。l 匡丽丁1 i 翮j 2 砌后司 ，+ 南+ o 。：( 南 3 一十0 1 5 - 0 2 3 5 e x p ( 半 班 1 1w 办0 7 2 ，g e t s i n g e r 1 公式适用于薄基片( 6 4 4 ) ，窄带( w 州3 ) ，保证 为主模。在1 2 5 g h z ，z 。= 2 5 f 2 ，h = o 0 5 i n c h 的a i 基片上误差5 。 占。( 厂) = 占，一了端 ( 1 3 ) l s e 模 ( 1 4 ) 其中厶2 杀2 丽c z o 2 两c z 丽o 3 e d w a r d s 和o w e n s 【1 2 1 提供的公式更为简便。适用于1 8 g h z 以下， z o ：1 0 l o o f 2 ，误差5 ， s 。驴) = 占，一 ! ；j ；i ；字 ( ，一s ) p f f ) ：( h z 。) 。”( o 4 3 f 2 0 0 0 9 f 3 ) ( 1 - 6 ) h 单位m m ，f 单位g h z 。 4 k i r s c h n i n g 和j a n s e n m l 提出的公式更为精确，可用到6 0 g h z ，在 o 1 w 1 0 0 ，1 s ，2 0 ，0 形厶o 1 3 ，精度优于o 6 。 北摩，一锹 ( 】- ，) 4 券壁叱 = l ，! 、j 一”i3 驴 面了竺哮 电子科技大学硕士论文 尸= p i p 2 ( o 1 8 4 4 + p 3 p 4 ) l o f h 1 5 7 6 3 ( 1 8 ) 其中a = 0 2 7 4 8 8 + f 0 6 3 1 5 + 05 2 5 0 + 01 5 7 乃) 2 4 0 0 6 5 6 8 3 e x p ( - 87 5 1 3 “) p 2 = 0 3 3 6 2 2 1 1 一e x p ( - 0 0 3 4 4 2 e ，) 】 p ，= 0 0 3 6 3 e x p ( - 4 6 “) 4 e x p _ 3 8 7 ) 7 l p 。= l + 2 7 5 1 l e x p - ( 6 ，1 5 9 1 6 ) 8 l “= w h 乃= 2 0 ，单位g h z c m ；归一化频率 现采用上述四种公式对常用的微带线计算，基片d u r o i d5 8 8 0 ，厚度 o 2 5 4 m m ，相对介电常数2 2 2 ，特性阻抗5 0 d ，金属条带宽度o 7 6 m m 。采用 i 、2 、4 式在k a 频段下得到图i i ： f 鬲= i 圃 2 0 5 20 3 2 0 1 占，t 1 9 9 1 9 7 l _ 9 5 l _ 9 3 2 62 7 2 82 9 3 03 13 23 33 4 3 53 63 7 3 83 9 4 0 f g h z 图】一1 经验公式计算的有效相对介电常数 在1 1 8 g h z 的较低频率上，用四个经验公式计算的结果如下图1 2 压鬲i j j i 圃 1 9 9 1 9 7 e r , 1 9 5 1 9 3 1z3 45678 91 01 1 】z1 3 1 4l b1 6l ，1 8 f g h z 图1 2 经验公式计算的有效相对介电常数 从图1 2 可以看出，在低频( 8 g h z ) 时，四个公式的计算结果相差小于1 ， 但随着频率增长，差异越来越大，其中在图1 1 中l 式的结果与另外三个公式 的差异超过3 ，不再适合应用；而2 、4 式的差异在1 左右，可以应用于k a 频段工程计算。 电子科技大学硕士论文 1 3 耦合微带及微带不连续性的分析 计算耦合微带线的特性可以由单根微带线推广而来。介质基片上的两根耦 合带线可以看成是由处于中心位置的单根带线向左、右两边各移动段距离组 成的。因而，利用傅氏变换的平移和翻转性质，可求出微带线电流密度分布的 傅氏变换。求出奇、偶模电流分布密度的傅氏变换，与单根微带一样，代入耦 合微带线的有关参量，就可以计算出耦合带线的色散特性和奇、偶模阻抗。 下面给出两种耦合结构及矩阵参量【1 4 l ： h 二二一2 二，2 ，e 习_ l e 习 图1 - 3 平行耦合单元1图1 - 4 平行耦合单元2 对于平行耦合单元1 ，其y 矩阵参量： x 。= e ：一，生当c 辔口( 1 - 9 ) x ：= = 一，羔尝c 础( 1 - 1 0 ) 可见，耦合单元1 具有带通特性。 对于平行耦合单元2 ，其z 矩阵参量： z 。：z 。：一j 毕c 增目( 1 - 1 1 ) z 。：= z ：= 一_ ，墨丝手c s c 臼( 1 - 1 2 ) 可见，耦合单元2 也具有带通特性。这类耦合单元的另两个端口接地或者 开路都能实现滤波的功能。 6 电子科技大学硕士论文 1o _ 2 再 图1 5 耦台单元3 对于平行耦合单元3 ，其z 矩阵参量： z 1 2 - 堡当c 增口( 1 - 1 3 ) z 1 l = z 1 2 一弘0 0 c t g o( 1 1 4 ) 具有全阻特性。 在微带电路中，不均匀区是指不同宽度的微带连接，分支线接入、拐弯、 间隙及开路端等不同于均匀传输线的微带结构。不均匀区的影响主要由不均匀 激励的电磁场高次模所造成。由于微带结构含有两种介质( 基片和空气) ，使 得微带不均匀区的电磁场解变得更复杂。谱域法等不能给出简便、适用于工程 应用的闭合表达式。而用等效模型分析，具有方法简单、计算速度快的特点。 1 微带开路端”1 微带开路端可等效为一个端接电容或开路端向外延伸小段，如图1 6 ， ，可由下式确定： 出一o m h 揣 6 e , q - 1 0 肼h 。+ 2 4 7 5 ) t ( 1 - t s ) “+ 0 2 6 4 f占 、。 式中h 为基片厚度，s ，为基片介电常数，u 为宽高比，在1 4 2 0 下，精度在17 内。 开路电容c 鲁= 等丽l 监c z o ，其中c 为自由空间光速。 5 0 n 的 带线，基片s ，= 9 6 时： c 。w = 5 5 p f m ( 1 - 1 6 ) 塞王型堇盔堂堡圭笙塞 r 【_ 出i 曲6 。一_ 。 丰c 。 c 毛 图1 - 6 开路端等效电路 2 微带缝隙o s 微带缝隙的等效电路如图1 - 7 ，缝宽为j 。 对s r = 9 6 ，0 5 s w f h 曼2 时 图l 一7 微带间隙等效电路 c ow 0 f m ) = w ) ne x p ( k 。) c e w ( 矿m ) = w ) 卅e x p ( k 。) 其中当s s w ，时，2h ( 0 2 6 7 i n 詈一。3 s s s 耻4 2 6 _ 0 6 3 l l n 詈 当o 1 蔓j 1 w _ o 3 时，m 。= o 8 6 7 5 ，k 。= 2 0 4 3 ( w h ) 。1 2 当0 3 s w 1 时， 器叱2 而严叫 t ：1 9 7 掣 w ，九 x 寸2 5 蔓。1 5 ，有c 。g ，) = c e ( 9 6 ) 0 ，9 6 ) ” 巴b ) = c o ( 9 6 ) x ( e ，9 6 ) 。8 与实际测量的结果比较，误差 7 。 8 ( 1 1 7 ) ( 1 1 8 ) ( 1 - 1 9 ) ( 1 2 0 ) ( 1 2 1 ) f 1 2 2 ) c 书* q q 电子科技大学硕士论文 第二章毫米波带通滤波器 毫米波滤波器是毫米波电路中一种很重要的元件。按其传输线的类型来 分，可分成微带滤波器、波导滤波器、带状线滤波器等等。微带滤波器和波导 滤波器的主要区别在于传输线形式的不同。由于微带线在平面上作图和制版方 便，其滤波器广泛采用各种变阻形式和耦合微带线形式：又由于微带线的导体 带和接地板之间短路不方便，微带滤波器中很少用短路结构。此外，由于微带 损耗大，q 值低，结构不便调整，微带滤波器的某些指标( 如通带损耗和阻带 衰减) 较低于其它形式的滤波器。 2 1 平行耦合线式带通滤波器的设计 带通滤波器一般是由低通原型滤波器转换而来，但带通和低通有所不同， 其滤波元件不再是l 和c ，而是谐振元件。谐振元件可以是一个谐振腔体， 或一段2 4 或2 2 的开路线、短路线，或是一段传输线在两端接电抗或电纳， 分别和电源端或负载端连接，等效于主线上并联或串联一个谐振电路。采用倒 置转换器，可将串并联电路转化为全部串联或全部并联，并且相互隔开，易于 实现。 带通滤波器按微带结构又分为分支线带通滤波器和耦合线式带通滤波器。 分支线滤波器在微带结构中是容易实现的，在窄带内设计也是较精确的，但有 以下缺点1 1 4 1 ： 1 伸展面积大，不如耦合式滤波器紧凑。 2 寄生通带中心频率2 0 9 。，而耦合式滤波器寄生通带中心频率3 ，后者 有利于对不需要的频率的抑制。 3 若分支线特性导纳变化大，其微带粗细悬殊，不易实现。而耦合式滤 波器可调节线间距离来满足综合设计要求。 耦合带通滤波器由图2 1 所示的耦合微带单元级联而成： 弓 图2 - 1 耦合单元图2 - 2 包含倒置转换器的等效电路 9 电子科技大学硕士论文 该耦合单元可等效为一个导纳倒置转换器和接在两边的两段电角度为0 、特性 导纳为k 的传输线段的组合。写出图2 - 1 和图2 一l 的a 矩阵，将两者进行比较， 就可得出导纳倒置转换器参量j 来。 图2 - 1 的耦合单元即第一章的平行耦合单元2 ，z 矩阵参量参见式( 1 - 9 ) ( 1 一lo ) ，其a 矩阵为 箍z zc o s 曰，一2 l 老务zx c 卵s 仙叫 o 。一o 。 。 l ( z o 。一o 。) 2 u i 徊n ( 华)甄z o , + z o o c o s 口 图2 - 2 的等效电路的a 矩阵为 ( j r o + y o j ) s i n o c o s o j j c o s 28 + ，学 s i n 0 7 可l c o s o j j , s i n 2 0 - 扣2 们 | k + y o j ) s i n o c o s 0 ( 2 1 ) ( 2 - 2 ) 在中心频率附近，护。9 0 。，比较两个a 矩阵可得：，；圣兰立x 瑶，而 z z o 。一z 。为奇偶模阻抗之差，一般毕“z 。：吾，所以，t 虼。因而j 起 厶10 到一个把导纳变得很小的作用。是一个导纳倒置转换器。 这种耦合滤波器相对带宽w 最大可到2 0 ，最窄可到2 3 。作为滤波元 件的耦合线段实际上相当于一半波偶极子天线附加反射板( 接地板) ，所以， 除了导体损耗和介质损耗外，其辐射损耗对元件q 值下降的影响也很大。因 此在窄带带通滤波器中，带内衰减通常比设计的要高1 2 d b ，如果有良好的屏 蔽时，性能会有所改善。 下面通过设计倍频放大组件中的带通滤波器来说明耦合微带线带通滤波器 的设计方法。 1 0 口 础弛 一 一一 ， o o h m警删 p 湖枷 = 4 里! 型堡奎兰竺主堡壅 设计一个微带线带通滤波器，中心频率 = 3 4 3 g h z ，相对带宽1 2 ，当 f = 4 0 g h z 时，衰减大于2 0 d b ，带内波纹0 5 d b 。微带线特性阻抗为 z o = 5 0 q ，介质基片的s ，= 2 2 2 ，h = o 2 5 4 m m 。 ( 1 ) 。首先根据带通滤波器和低通原型滤波器之间的频率对应关系，求出带通 滤波器f = 4 0 g h z 所对应的低通原型滤波器的频率，由低通原型滤波器的衰 减频应特性曲线，查出滤波器所需的节数n 。 署i w ( 等j 陋， 珊：i 卜。j 7 以矽= 1 2 ，= 2 n 3 4 3 1 0 9 , = 2 n 4 0 x 1 0 9 ( 单位h z ) 代入得： 等= 2 7 7( 2 4 ) 由上，= o 2 5 扭对应l 。= 1 2 d b ，查契比雪夫特性滤波器的通用衰减曲线，查得 最少要用3 节。 ( 2 ) 。根据节数及衰减波纹值，查得下列低通原型参量 g l2 1 5 9 6 39 2 = 1 0 9 6 79 3 = 1 5 9 6 3g 。= i ( 3 ) 。计算各个导纳倒置转换参量j 讹= j 去地s 。 ( 2 s ) 正：k2 2 n w ；赢1 。1 4 2 ( 2 6 ) = 坐2 c o i 赢1 刚2 ( 2 7 ) 厶肛j 去地s 4 。 ( 2 - s ) ( 4 ) 。计算各段耦合线的奇偶模特性阻抗z 。和z 。 ( 磊。) o 。= 士i + j o 。k + 饥，k ) 2 ：7 3 1 q ( 2 - 9 ) ( z o 。) 0 。= 击l j o ，偶+ ( j o ，t o ) 2 】：3 8 7 q ( 2 4 0 ) 电子科技大学硕士论文 ( z 。) 。：击0 + j ，：t o + “：k ) 2 】_ 5 8 ( 2 - 1 1 ) 0 ( z o 。) ，：軎i 一 ：k + p 。：k ) 2 ：4 3 9 f l ( 2 - 1 2 ) 10 ( z 。) ：，= ( z 。) 。：( z o o ) ：，= ( z 。) ： ( 2 1 3 ) ( z 。) ，。= ( z 。) 。，( z 。) ，。= ( z 。) 。 ( 2 1 4 ) ( 5 ) 。根据上述的奇偶模特性阻抗值，查奇偶模特性阻抗曲线，可求得每一对 耦合微带线的宽度w 及间距s 。 砜。h = o 8 4 ，l h = 0 3 ( 2 - 1 5 ) 彬2 h = o 9 7 ，s ，2 h = 1 2( 2 - 1 6 ) 其余部分则和上述参量对称。 ( 6 ) 。最后计算每段耦合线长度时，应考虑耦合线的相速，并且由于线的两端 具有终端效应而必须切去z 。 a g 4 “1 4 6 r a m ( 2 - 1 7 ) 2 2 平行耦合微带带通滤波器的仿真 高频结构电磁仿真技术的发展使微波电路和m m i c 的c a d 软件日臻完 善。其主要贡献在于提供微波元件的准确模型。但对于某些微波电路( 如共面 波导、多层电路和集成的天线组件) 和在4 0 g h z 以上的毫米波电路的模型化 效果不理想。因此引入了分解法。分解法是把电路分解成更小的部分，求出每 个部分的参量，再根据场的理论把它们结合起来，就得到了整个电路的响应。 现在一种有效的电磁仿真方法是采用由全波电磁仿真训练的人工神经网络 ( a n n ) 模型。每一个元件的a n n 模型是经过已知的电磁仿真数据训练而得 的结构。这样的a n n 模型保留了电磁仿真中的准确性和集总网络模型的有效 性。而且a n n 能给有源器件建模和优化，适用于电路c a d 。还有另一个方 法就是将来采用理论工具进行初始化设计1 1 6 1 。它包括对整个问题的分析评估 以及初始化设计和具体设计。目前c a d 工具大多只是进行最后一步，即从初 始化设计转换到优化的具体设计。在设计过程的早期，这种方法能从宏观上把 握解决问题的方向，抓住问题的关键，有效地解决问题。 这里采用h p a d s 对上一节的滤波器进行仿真和优化。得到图2 3 ，而滤 波器结构如图2 4 。 1 2 电子科技大学硕士论文 - - - l 一i ( 2 83 03 23 43 63 84 0 t r e qg h z 图2 - 3h p a d s 中的仿真结果 一 图2 4 带通滤波器结构示意图 因为实验结果要比a d s 仿真的中心频率低3 0 0 m h z ，在所需频带内 ( 3 2 g h z 3 6 g h z ) 最大的插入损耗3 d b 。为了确定a d s 仿真与实际实验结果 的差别，用同样的方法设计了一个中心频率3 0 g h z 的滤波器，其仿真结果与 实验结果比较如图2 5 、2 - 6 。 l 、 、 tcq0 2 o _ 5 1 0 一1 5 啪 ：5 瑚 2 72 82 93 03 1 3 2 f g 图2 - 53 0 g h z 带通滤波器仿真结果图2 - 63 0 g h z 带通滤波器测试结果 2 3 其它带通滤波器的设计与仿真 微加工技术和封装能减少辐射损耗、欧姆损耗以及谐振器的介质损耗，可 以提高谐振器的q 值，因而可以实现低损耗的滤波器1 1 7 1 。这种方法适用于窄 带和中等带宽的滤波器。由于滤波器结构对称，只要讨论一半即可。和一般的 滤波器设计一样，首先要选择低通原型滤波器，查出舀的值。确定第一个和 最后一个谐振器的外品质因数。理想的滤波器外品质因数由下式给出： ， q 。= 等9 0 蜀 ( 2 - 1 8 ) q 其中厶是中心频率，v 为带宽。 外品质因数与输入馈线到第一个谐振器耦合的负载效应有关。也可以这样 定义，由s 在中心频率附近相角变化1 8 0 0 的频率范围定义为带宽蜕。，可得： 电子科技大学硕士论文 o 扩孥( 2 - 1 9 ) 通过改变输入线到第一个谐振器之间的耦合，可以改变外品质因数。通过 优化，可以得到低通原型滤波器的理想q 值。 谐振耦合值j ( f 与谐振器的结构相关，从低通原型滤波器中得到的理想k 口 可表示为： 耻等。击 陋z 。， 这与第i ，j 个谐振器奇偶模激励的谐振频率有关，给定几何尺寸，可得： 铲老2 焉2 ( 2 _ z ，) 丘。和0 是奇偶模激励下两个谐振器的谐振频率。通过改变谐振器之间的耦 合，可以改变正。，兀“使得k 口等于低通原型滤波器的理想k f 值。带通滤波 器是通过谐振元件的串联和并联来实现的，在微带电路上这种结构难以实现， 一般是引入倒置转换器，把串并联电路转换为全部串联或全部并联。这里采用 一种u 形谐振器，设计3 1 3 2 g h z 滤波器结构如图2 7 ： 图2 7 u 形谐振带通滤波器 罩 耀 辎 一 耀 ji ，、 fl j、 、 ，、 f 、， r 、， 频率g h z 图2 - 8 a d s 仿真结果 图2 - 8 是该滤波器用a d s 仿真的结果。这种滤波器对加工的精度要求很高， 最小耦合缝宽在0 0 5 r a m 左右。由图中看出，在带宽边上有两个凹点，使得q 值更高，矩形度更好。这种结构有利于设计窄带和中等带宽的高q 滤波器。 由于实际加工没有达到o 0 5 m m 的精度要求，因此这个滤波器的实验结果 不理想，带内损耗有7 d b ，但是插入损耗的曲线存在两个凹点，与仿真结果吻 合。 1 4 电子科技大学硕士论文 第三章波导一微带的过渡 为了应用在波导系统中，毫米波微带电路需要一个波导一微带的过渡结构 与波导系统相连。这个过渡结构可以通过三种方式来实现，它们分别是：波导 一脊波导一微带过渡；波导一探针一微带过渡；波导一对极鳍线一微带过渡。 3 1 波导一脊波导一微带过渡 这种过渡是以阻抗阶梯的形式从矩形波导向微带转换的。这种结构的优点 在于：1 不改变微带的基片，基片的整体尺寸小，便于加工制作。2 脊波导过 渡无电路谐振问题，适用于宽带电路。另外，对极鳍线是e 面过渡，而脊波 导过渡是h 面过渡，应用于不同结构的系统。脊波导过渡也有一些缺点，比 如说脊波导阶梯电容难以准确计算，通常是根据经验进行修正。由于脊波导的 波长比波导波长大，因而过渡段的尺寸大，机械加工的精度要求高。 脊波导的结构如图3 1 所示： 其特性阻抗为m 】： 其中： 图3 - 1 脊波导截面图 z 。2 瓦丽12 k 1 一o 一九) 2 ( 3 1 ) 铲o o 嘶叫+ o ：压肛m 川n 南+ ( z 街+ 等) 尚 l2 b 电子科技大学硕士论文 k ：j 下 ” 1 2 0 万2 b 6 s i n 旦+ d 筹1in去+tg掣i _ + ：一 丑c sn 型一2 2 c 2 b 刀 c o s 以。 脊波导过渡段的始端为标准矩形波导，末端与特性阻抗为5 0 q 的微带( 厚度h ) 相连。因此，脊波导的脊厚s 可由已知的口，b ，d ( d = ) 及z 。= 5 0 q 通过上式确定。 脊波导渐变线形状可从两个方面来考虑。一是简化加工，二是减小尺寸。脊波 导与微带的接口是脊波导过渡的关键。可采用脊端延伸劈形尖的办法来处理脊 波导与微带的连接。如图所示： 图3 - 2 脊波导一微带的剖视图 脊波导设计仿真利用h f s s 进行，h p h f s s 采用有限元法解决电磁场问题， 并求出s 参数。有限元法一般是把对象空间划分为许多小区域，而每一令小 区域用一个函数表示。h p h f s s 中是把几何模型自动划分为许多四面体，四 面体由四个正三角形组成，这些四面体组成了有限元网格。四面体中点的矢量 场是在顶点之间插入，以三维亥姆霍兹方程有限元分析为例1 ” ，设亥姆霍兹 方程为 v 2 妒+ j 2 妒= g( 3 2 ) 对于四面体元，元内函数妒可表示为 丸= 口+ b x + c y + d z( 3 3 ) 表达式同样适用于函数g 。四面体元的四个结点上有 丸，= 口+ b x ，+ c y ，+ d z ， f = 1 , 2 ，3 ，4 ( 3 4 ) 因此有四个联立方程，从中求得系数口，b ，c ，d 。方程组的行列式为 d e t = 1 一y iz 1 1 屯y 22 2 1 x 3y 3 毛 1 y 42 4 = 6 v 式( 3 5 ) 中d e t 为行列式的值，v 是四面体体积。求出口，b ，c d 。可以写出 1 6 ( 3 - 5 ) 电子科技大学硕士论文 式( 3 6 ) 中日= 万1 1x 1 。2 1 x 3 1 x 4 日：，q ，a 。有类似的表达式。 q ( x ，) ，) 。 ( 3 - 6 ) h p h f s s 保存了顶点的三个平行于邻边的分量，还保存了平行于面而垂直 于边的边中点的场，四面体内部的场就是从这些节点中插入而得。用这种方法， 麦克斯维方程转换成矩阵方程，可以用传统数值方法解决。 在网格大小( 决定了精度) 和现有的计算能力之间必须采取折衷的办法， 一方面，方案的精度由每个元素( 四面体) 决定，同一个对象，网格越多就越 精确，因为四面体越小，节点之间插入的场误差越小：另一方面，计算大量的 网格需要占用大量的c p u 时间和内存，所以，在保证精度下应简化网格。 优化网格时，h p h f s s 采用了迭代的方法，在关键的区域能自动细化网格。 首先，生成一个粗糙的初始网格方案，然后，根据可容许的误差标准细化网格， 产生一个新的方案，当s 参数收敛到预定值，迭代过程就结束了。 以下的仿真环境设置为：收敛精度i 丛| 2 7 g h z 时，最小的 插入损耗2 5 d b ，最大的插入损耗1 4 d b ，插损很大，这是因为过渡段较短。 2 3 0 5 罩2 0 。1 。5 棼。5 l l i八 1 一， 2 62 83 03 23 43 63 84 0 f g h z 图3 1 7 波导对极鳍线微带过渡( 两段) 电子科技大学硕士论文 第四章放大器的设计 固态放大器主要采用两类半导体器件：两端器件和三端器件。用两端器件 制作的放大器称为“反射型”或“负阻型”放大器，它们采用g u n n 二极管或 i m p a t t 二极管。三端器件放大器则采用三极管或场效应管( f e t ) ，它属于 传输型放大器。本章讨论f e t 放大器。 4 1 有源二端口网络的基本特性 4 1 1 功率增益 如下图表示f e t 二端口网络。 图4 - 1f e t 一输1 5 1 嗍鍪子 根据s 参数定义，二端口网络的s 参数和归一化入射波a i , a ：及归一化反 射波6 1 ，b ，之间的关系可表示为 b l = s 1 1 a l + s 2 a 2( 4 - 1 ) b 2 = s 2 1 口l + s 2 2 a 2( 4 - 2 ) 又由口2 = f t b 2 得r l = b - - l = s i l4-丽s,2s2,flal 1 6 2 2 1 ( 4 3 ) 一 同理 r 2 = 蹦两s 1 2 s 2 忑1 f $ ( 4 _ 4 ) 设a 。为信号源输出波，由： a l = + l 6 l ，又6 1 = v , a 1 删一- 南如s ( 4 - 5 ) 电子科技大学硕士论文 鹏衔憔黝做麟煳糊脚_ h 卜嵩斗汀( 4 - 6 ) 输入端共轭匹配时，网络得到信号源输出的最大功率即资用功率 耻赤恻2 ， 同理，设a 。为从网络输出端向网络看的等效输出波，网络输出给负载的 功率： 资用功率 只= 剖1 f 氅：f z i 唰2 只= l 三上了l 口n r l 一 2。l 耻击小。1 2 ( 4 8 ) ( 4 9 ) 邮：2 靠2 尚 2 赢得 铲穗蹴口s 1 工作功率增益2 1 1 工作功率增益g ，定义为传送给负载的功率最与传送到网络输入端的功率 只之比，由( 4 6 ) ( 4 8 ) ( 4 1 0 ) 式得： 咿鲁= 黜 又+ 黼及复数恒等式蚓i = 卜1 2 + 2 r e x m i 2 得g 。= 吲2 0 一刚2 j 1 一i s 。，1 2 + 刚2 慨1 2 一圳2 卜2 r e 眦c ： ( 4 1 2 ) 式中d s = s l l s 2 2 一s 1 2 s 2 1 ，c 2 = s 2 2 一s j d s 可见，g ，除了与网络s 参数有关外，仅与负载反射系数l 有关，适用于 研究负载对功率增益的影响。 2 资用功率增益 g 。定义为网络输出端口的资用功率和信号源的资用功率之比。由( 4 - 7 ) ( 4 9 ) ( 4 一1 0 ) 式得： 电子科技大学硕士论文 g ：生： 9 鼻。 i s ：，i2 0 一l r l 2 j 1 一r 2 t l 2 1 1 一s ：r l l2 0 一i r 2 l2 j 1 一r l b l 2 又r 2 = 8 2 2 q - 黼，同理得 g 。= 划2 0 一时) 。 1 一i s ：l2 + 吲2 慨l2 一刚2 ) - 2 r e 旺c 1 ( 4 1 3 ) ( 4 1 4 ) 式中c 1 = s 1 l s ；2 d s 可见，g 。除了与网络s 参数有关外，仅与负载反射系数r 。有关，适用于 研究信号源对功率增益的影响。 3 转换功率增益 g ，定义为实际传送到负载的功率马和信号源的资用功率只。的比值。由 ( 4 - 7 ) ( 4 - 8 ) ( 4 - 1 0 ) 式得： 印每= 镁1s 群1 掣f 1 f s e 。 l 一，r ，一一 1 。 r 1 书。+ 黼代入得 g ，：万盟业掣翼( 4 - 1 6 ) 1 0 一s j i f s x l 一$ 2 2 r ) 一s ，：s ：，k r l 2 、7 可见，g ，除了与网络s 参数有关外，还与k 和l 有关，适用于同时研究 信号源与负载对功率增益的影响。 f e t 放大器的稳定性一般分为两类：一是绝对稳定，对于任意的源阻抗 和负载阻抗，放大器均能正常工作。另一类是潜在不稳定，4 负载阻抗和源阻抗 的选取有一定的限制，否则，放大器不能稳定工作。 放大器的稳定可以从其输x 和输出端是否呈负阻来判断，如果任意一端存 在负阻，则放大器可能产生振荡。因此，为使放大器稳定工作，必须满足下列 条件： 吲 1 ，l r 2 l 1 ( 4 - 1 8 ) j s ，：s ，j 1 一i s 。1 2 ，i s 。s ，j 1 - i s ，：j 2 ( 4 1 9 )