（电磁场与微波技术专业论文）e类功率放大器的研究.pdf

摘要 e 类功率放大器的研究 研究生：廖仲禹 指导教师：朱晓维教授 学校：东南大学 摘要 功率放大器是无线通信系统中的关键电路之一，对无线系统的数据传输速 率、覆盖范围、频谱利用效率，以及带外频谱杂散等指标都有至关重要的影响。 高效率功率放大器可以提高基站设备的电源效率，降低建设投资，对于移动终 端则可以大大延长电池使用寿命，延长终端在更高的通信传输速率和系统容量 下的通信时间。因此，高效率放大器是射频技术领域当前的研究热点之一，本 文对高效率的e 类功率放大器开展研究。 首先简要介绍了功率放大器的基本原理，总结了功率放大器技术发展的方 向是高线性度和高效率。接着介绍了功率放大器的几种重要的性能参数指标， 并简述了高效率放大器的发展，总结出当前1g h z 2 1 4g h z 频段l d m o s 研制 的几种高效率放大器的性能水平。 文中重点给出e 类功率放大器的设计，由两个部分组成。第一部分在简单 介绍并联电容e 类功率放大器的结构和原理基础上，采用l d m o s 晶体管 m w 6 s 0 0 4 设计了1 8 3g h z 的具有并联电容的e 类功率放大器，在输出 3 6 6 8d b m 时附加效率为5 7 1 ；第二部分通过a d s 软件和商用晶体管软件模 型，计算出l d m o s 晶体管m r f 2 1 0 1 0 的并联输出电容，再通过a d s 仿真， 设计了e 类放大器新的直流馈电网络和负载匹配网络，以降低谐波输出。实验 测试中，在2 1 4g h z 处输出功率3 8 8 5d b m ，附加效率6 4 1 ，其二次谐波为 3 9 2d b c ，三次谐波为5 6 7 1d b c 。与仿真结果吻合，证明了通过a d s 和商用 晶体管软件模型得到晶体管的并联输出电容是正确的，设计的直流馈电网络和 负载匹配网络可以有效地抑制谐波输出。 关键词：e 类，高效率，功率放大器，并联电容，l d m o s 晶体管。 a b s t r a c t r e s e a r c ho nt h ec l a s s e po w e ra m p l i f i e r m s c a n d i d a t e ：l i a oz h o n g y u a d v i s o r s ：p r o f z h ux i a o w e i s o u t h e a s tu n i v e r s i t y a b s t r a c t t h ep o w e ra m p l i f i e ri so n eo ft h em o s ti m p o r t a n tc i r c u i tb l o c k si nw i r e l e s s c o m m u n i c a t i o ns y s t e m s i ts t r e s s e s g r e a ti n f l u e n c eo np a r a m e t e r ss u c ha sd a t a t r a n s m i s s i o nr a t e ，c o v e r a g ea r e a ，s p e c t r u mu t i l i z a t i o ne f f i c i e n c y , s p u r i o u se m i s s i o n h i 曲- e f f i c i e n c yp o w e ra m p l i f i e r sc a ni m p r o v et h ep o w e rs u p p l yu t i l i z a t i o na n d r e d u c et h ei n s t r u c t i o ni n v e s t m e n tf o rt h ee q u i p m e n ti nb a s es t a t i o n s ，w h i l ef o r t e r m i n a l si tc a l le x t e n db a t t e r yl i f ea n dt h u sp r o l o n gt h ec o m m u n i c a t i o nd u r a t i o n t i m eu n d e rh i 曲d a t a 仃a n s m i s s i o nr a t ea n dv o l u m e t h u st h eh i g h e 伍c i e n c yp o w e r a m p l i f i e ri so n eo ft h er e s e a r c hh o t s p o t si nr a d i of r e q u e n c yt e c h n o l o g y t t l i sp a p e r i s f o c u s e do nt h er e s e a r c ho fc l a s s ep o w e ra m p l i f i e r s b e g i nw i t ht h ei n t r o d u c t i o no ft h eb a s i cp r i n c i p l e so fp o w e ra m p l i f i e r s ；h i 曲 e 伍c i e n e ya n dh i g hl i n e a r i t ya r es u m m a r i z e da st w om a i nf u t u r ed e v e l o p m e n t d i r e c t i o n s t h e ns o m ek e yp a r a m e t e r so fp o w e ra m p l i f i e r sa r ei l l u s t r a t e da n da f t e r t h a t ，t h ed e v e l o p m e n to fh ig he f f i c i e n c yp o w e ra m p l i f i e r si sr e v i e w e d i nt h ee n d ， s o m ee x a m p l e sl d m o sh i g h - e f f i c i e n c yp o w e ra m p l i f i e r s p e r f o r m a n c ev a l u e sa r e g a v e n 砀em a i np a r to ft h i sp a p e ri sf o c u s e do nt h ed e s i g no fc l a s s ep o w e r a m p l i f i e r s ，i n c l u d i n gt w op a r t s i nt h ef i r s tp a r t ，a f t e ri l l u s t r a t i n gt h em a i nt o p o l o g y a n dp r i n c i p l eo fc l a s s ep o w e ra m p l i f i e r s ，ac l a s s ep o w e ra m p l i f i e ri sd e s i g n e do n t h el d m o st r a n s i s t o r , m w 6 s 0 0 4 i tc a nr e a c hap o w e r - a d d e de f f i c i e n c y ( p a e ) o f 5 7 1 w i t ho u t p u tp o w e ro f3 6 6 8d b ma t1 8 3g h z i nt h es e c o n dp a r t ，l es h u n t c a p a c i t a n c eo ft h el d m o st r a n s i s t o r 心21o1oi sa c q u i r e du t i l i z i n gt h ea d s s o f t ：w a r ea n dc o m m e r c i a lt r a n s i s t o rm o d e l b a s e do nt h i sv a l u e t h ef e e d n e t w o r k a n dl o a d - n e t w o r ka r ed e s i g n e dt or e d u c et h eo u t p u th a r m o n i c s t h ee x p e r i m e n t a l r e s u l t so f2 n dh a r m o n i ca n d3 r dh a r m o n i ca r e - 3 9 2 ( m ca n d - 5 6 71d b cr e s p e c t i v e l y w h e nt h e2 ，1 4g h zp o w e ra m p l i f i e rr e a c h e sap a eo f6 4 1 a n do u t p u tp o w e ro f 3 8 8 5d b m 。i tp r o v e st h ev a l i d a t i o no ft h ed e s i g nm e t h o da n ds h u n tc a p a c i t a n c e c o m p u t i n gm e t h o d k e y w o r d s ：c l a s s - e ，h i g h - e f f i c i e n c y , p o w e ra m p l i f i e b s h u n tc a p a c i t a n c e ， l d m o st r a n s i s t o r i i i 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得韵研究成果。 尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过 的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我 一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 研究生签名：雒日期：鱼群 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复印 牛和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。席人电子文档的内容和纸质 殓文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布( 包括 以电子信息形_ 式刊登) 论文的全部内容或中、英文摘要等部分内容。论文的公布( 包括以电 子信息形式刊登) 授权东南大学研究生院办理。 研究生签名： 第一章绪论 1 1引言 第一章绪论 随着无线通信技术的不断发展，使得工作频率、数据传输速率、频谱利用 效率不断提高。第一代通信系统采用蜂窝系统标准( a m p s ) 和全接入通信系统 ( t a c s ) 标准，提供模拟语音业务。第二代全球移动通信系统( g s m ) 工作在 8 9 0 9 1 5 z 的发送频段和9 6 5 9 6 0m h z 的接收频段，调制方式为g m s k ，数 据传输率为9 6k b p s ；c d m a 的i s 9 5 系统采用b p s k q p s k 调制，数据传输 率为9 6 到1 4 4k b p s 1 1 。 g s m 9 7 版，即2 5 g 的通用无线分组业务( g p r s ) 理论上数据速率最高可达 1 7 1 2k b p s 。它还能够像局域网样实现现有的t c p i p 技术，并能提供i n t e m e t 和其他分组网络的全球性接入，是g s m 网络迈向3 g 网络重要的一步。g s m 9 9 版，即e d g e ，采用8 p s k 调制技术和新到捆绑技术，可提供3 8 4k b p s 的广域 数据通信服务和2m b p s 的局域数据通信服务【l 】。 第三代移动通信系统有三种主要技术体制： w c d m a 技术，上行链路采用b p s k 调制方式，下行链路采用q p s k 调制 方式。它在高速移动状态下可以提供3 8 4k b p s ，低速移动状态下可以提供 2m b p s 的峰值传输速率t 。 c d m a 2 0 0 0 技术，前向链路采用q p s k 调制技术，后向链路采用o q p s k 调制技术，有两种无线接口标准c d m a 2 0 0 0 i x e v - d o 和c d m a 2 0 0 0 i x e v - d v ， 后者的高速分组业务的峰值速率可达到3 1m b p s 1 1 。 t d s c d m a 灵活的运用了f d m a ，t d m a 和c d m a 的传输方式，通过最 佳自适应资源的分配和最佳频谱效率，可支持速率从8k b p s 到2m b p s 的语音、 互联网等所有的3 g 业务【1 1 。 后三代移动通信b 3 g ( b e y o n d3 r dg e n e r a t i o n ) 将提供更快，更高的数据传 输速率和更丰富的业务。w c d m a 和t d s c d m a 的r 4 无线接口技术演进到 高速下行分组接入h s d p a ( h i 曲s p e e dd o w n l i n kp a c k a g e sa c c e s s ) ，再演进到高 速上行分组接入h s u p a ( h i g hs p e e du p l i n kp a c k e ta c c e s s ) ，它们也被称为3 5 g ， 最后发展为e 3 g 的长期演进l t e ( l o n gt e r me v o l u t i o n ) ，峰值速率上行可达 5 0m b p s 和下行的1 0 0m b p s ；c d m a 2 0 0 0 则演进为e 3 g 的空中接口a i e ( a i r i n t e r f a c ee v o l u t i o n ) ，峰值数据速率达到下行1 0 0m b p s 1g b p s ，上行 5 0 1 0 0m b p s ；w l m a x ( w o r l d w i d ei n t e r o p e r a b i l i t yf o rm i c r o w a v ea c c e s s ) 基于 i e e e 8 0 2 1 6 工业标准的无线城域网技术，其信号传输半径可达5 0 公里，可以 使用几乎所有微波波段，能提供的峰值接入速率达7 4 7m b p s 1 1 。 越来越高的数据传输速率极大的提升了信号峰均比，这就对功率放大器的 线性度和附加效率提出了高要求，如表1 1 所示。因为信号高峰均比要求功率 放大器的工作点从1d b 压缩点回退较多，甚至到线性区，以达到所要求线性度 指标，而功率放大器的附加效率在饱和区才会有较大的提升。因此高效率放大 器的研究对于未来通信有这十分重要的意义。 东南大学硕士学位论文 表1 1 几种通信技术简要对比 制式 调制方式数据传输速率峰单载波峰a c p r ( d b e ) 值c o p s )均比( d b ) g s mg m s k2 7 0 8 3 3k3 0 1 n a c d m a b p s k q p s k 9 6ko r1 4 4k5 1 - 4 5 k 8 8 5k h z w d 微 6 4 q a m ，o f d m 7 4 7 m1 0r d a t d s c d m a o q p s k , 8 p s k 2m1 2 3 5 独5m h z w c d m a q p s k b p s k 2m1 3- 4 5 k 5m i - i z c d m a 2 0 0 0 q p s k b p s k 3 1m1 0 2 6 3 5 2 士5m h z 1 2功率放大器技术新发展 如图1 1 所示，功率放大器的高线性度和高附加效率是一对相互矛盾的性 能指标，也一直是射频前端的热点研究对象。 就线性化来说，功率放大器工作在大信号工作状态，输出波形会产生明显 的非线性失真。非线性性能通常采用双音信号输入后产生的三阶交调失真指标 来衡量。一般情况下，在1d b 压缩点功率放大器的i m d 3 大约为2 0 一- 2 5d b c ， 而在许多场合下系统要求达到4 0 - 6 0d b c ，这样苛刻的指标往往使得设计者不 得不让功率放大器从1d b 压缩点回退7 到1 0 衄来使用，这样会降低功率放大 器的效率，因此有必要采用各种技术来提高放大器的线性化，不然就只能牺牲 放大器的效率【2 1 。 目前提高放大器线性有以下几种方案【3 】： ( 1 ) 前馈补偿技术：基本原理是通过将主功率放大器产生的失真信号样 本前馈到放大器输出端，来大量抵消放大器输出端的失真信号。它不仅可以得 到闭环系统相仿的线性化水平，还具有开环结构的稳定性和带宽； ( 2 ) 预失真补偿技术：该方法中首先通过一个预失真部件，再通过调节 电路参数，使得该器件产生的信号失真特性与功放产生的信号失真特性相反； 从而抵消失真分量得到没有失真的信号输出。该方法又分为：射频预失真，中 频预失真，和基带预失真； ( 3 ) 反馈补偿技术：将功放的输出信号进行取样经特定的反馈网络，并 参照放大器输入信号获得当前非线性失真的误差信号，对放大器当前输入进行 校正，以减少功率放大器在特定输入电平下的非线性失真； ( 4 ) 功率回退技术：该方法就是把功放的输入功率从1d b 压缩点向后回 退3d b ，若互调指标不满足要求可继续回退，使功放离开饱和区进入线性区， 从而改善功率放大器的高阶互调失真。该方法简单易行不需要任何附加设备， 但是缺点是功放的效率下降很大； 3 g 通信系统要求最高数据传输率达到2m b p s ，而未来的4 g 通信系统数据 传输率则可能达到数百m b p s 数量级。这就要求未来的移动终端能够通过更为 有效的利用电池能量来拥有更长的通信时间。高效率功率放大器通常采用与原 来传统的a ，b ，c 类不同的工作状态来获得更高的效率，主要有以下几种【4 j ： ( 1 ) d 类功率放大器：d 类放大器采用一对有源器件和一个谐调输出电路， 这两只有源器件起着开关的作用，谐调电路则抑制掉谐波，形成正弦波的输出。 理想d 类放大器的效率是1 0 0 。 第一章绪论 ( 2 ) e 类功率放大器：e 类放大器的功率晶体管工作在开关状态，利用晶 体管自身的寄生电容使得晶体管上大电压和大电流的情况不会同时出现。这样 减小了功率耗散，极大的提高了放大器的效率，可以高达1 0 0 。 ( 3 ) f 类和逆f 类功率放大器：f 类放大器的特点是负载网络不仅谐振在 基波频率上，还谐振在奇次或偶次谐波频率上，而有源器件则通常工作成电流 源或者饱和电流源。 ( 4 ) s 类放大器：s 类放大器最早是在1 9 3 2 年发明的，它像d 类放大器 一样由放大和调幅两种电路组成，有源晶体管和二极管构成一个二位开关，低 通调幅电路则保证只有直流或者平均电压分量出现在负载上。理想化的s 类放 大器的效率可以达到1 0 0 。 ( 5 ) d o h e r t y 放大器：该类放大器技术于1 9 3 6 年发明，可以替代低效率 的传统幅度调制。经典的二级d o h e r t y 放大器有两个有源放大器组成，一个为 主( 载波) 放大器，另一个为辅助( 峰) 放大器。主放大器工作在b 类模式， 而辅助放大器则工作在c 类模式。在低，中，高功率输入时，主和辅助功放通 过不同的输出功率比来提高效率。后来又发展为扩展，非对称和多级d o h e r t y 放大器。 a 8 8 蛐易高解 c l a 则j 1 7 p a n d o h e r t y 图1 1 功放技术的发展 1 3论文工作及章节安排 本文目标是设计完整的单级高效功率放大器，从理论分析到软件仿真再到 制版调试，最后进行测试。放大器的设计主要包括直流馈电网络部分和输入输 出阻抗匹配网络部分。本文的主要内容为如何设计e 类放大器并对e 类放大器 中的一些指标提出优化的方法。 全文共分为五章，其中第一章是绪论，概述了高效率放大器的研究背景， 并介绍了本课题的内容和具体任务。第二章，介绍功率放大器的指标参数并简 述了高效率放大器，总结出当前1g h z 2 1 4g h z 频段l d m o s 研制的几种高效 率放大器的性能水平。第三章，对设计e 类放大器的过程做了讲述。第四章， 设计e 类放大器并同时提出了如何计算设计e 类放大器所必需的晶体管的并联 电容和优化降低输出的谐波分量的方法。第五章，总结本课题的工作，并提出 今后改进的方向。 第二章高效功率放丈器设计基础 第二章高效功率放大器设计基础 功率放大器是无线通信系统中必不可少的一个电路模块，它将调制的射频 信号放大到一定的功率电平后送到天线上发射出去。功率放大器设计需要综合 考虑多种因素，诸如输入输出阻抗匹配、馈电网络、三阶互调特性、谐波特性、 稳定性等等。 本章将介绍功率放大器主要技术参数，及几种主要类型高效率功率放大器 的原理和发展趋势。 2 1功率放大器主要参数 衡量功率放大器的性能参数很多，其中主要关注的有输出功率，功率增益， 工作频段和带宽，效率，谐波分量和i m d 3 等方面。 2 1 1 输出功率( o u t p u tp o w e r ) 严格意义上来说功率放大器的输出功率有两种不同的定义： 定义一：标称输出功率，可以解释为谐波失真在标准范围内变化、能长时 间安全工作时输出功率的最大值； 定义- - 1d b 压缩点输出功率，指当输入功率较低时，输入功率与输出功 率成线性关系。如图2 1 所示，当输入功率大到一定值后，增益会偏离线性工 作区的常数值。当小于1d b 时，该点就称为“1d b 增益压缩点”，对应该点 的输出功率称为：1d b 压缩点输出功率，p o 。l 1 d b 。本文中所指的输出功率是定 义一中的概念。 图2 - 11d b 压缩点示意图 东南大学硕士学位论文 2 1 2 功率增益( p o w e rg a i n ) 和增益平坦度 功率放大器的功率增益一般是指转换功率增益，即耗散在有源负载上的功 率和输入功率源的功率之比。这种定义包含了功率放大器输入端和输出端已经 分别共轭匹配【5 1 。 增益平坦度则是指在功率放大器的允许工作温度，在其工作频率范围内， 固定输入功率下，增益的变化范围，如图2 2 所示。 x 乙三二二二二互二 n a l m i n 2 1 3 工作频段和带宽 图2 2 增益与频率关系曲线图 m 8 x 功率放大器的工作频段是指其在满足设计要求的性能指标前提下的工作频 率范围【5 】。通常工程师将带宽定义为相对带宽： 相对带宽= 三笠塑塑车裂翌弓舌笋，。 ( 2 ，) 当带宽小于1 0 时，通常称为窄带放大器；当相对带宽超过3 0 时，称为 宽带放大器；而当相对带宽超过1 0 0 时，则称为超宽带放大器。 2 1 4 效率 效率对于功率放大器有着非常重要的意义，对于基站放大器来说，增加效 率可以降低放大器的工作温度，提高稳定性；对于终端放大器来说，提高效率 不仅可以提高稳定性，更为重要的是可以有效利用电池能量，延长通信时间【5 】。 集电极或者漏极效率由下面的公式表示： 集电极( 漏极) 效率= 譬燃1 。 ( 2 2 ) 为了能够更加准确的反映直流功率的利用情况，通常用附加效率p a e ( p o w e r - a d d e de f f i c i e n c y ) 来表示： 第二章高效功率放大器设计基础 附力效率=垄!苎望童鱼!莲i呈妄茎圣i巢三竽。 2 1 5 谐波失真 ( 2 3 ) 谐波输出是指放大器在工作频率范围内，某个功率输入下，谐波输出分量 相对于基波输出分量的差值，般用d b c 来表示： 肋n = 1 0 l 。g 万p i ( d b c ) ( 2 4 ) 其中h d n 是指n 次谐波分量失真，尸n 是指n 次谐波输出功率，p s 是指基波 信号的输出功率。 2 1 6 三阶交调失真 虽然谐波失真能够反映模拟电路的非线性，但是在引用了滤波器的情况下， 低谐波失真掩盖了滤波器前级的真实非线性情形，所以还要用其他方式来衡量 系统的非线性行为。通常所采用的是在双音测试中的交调失真【6 1 。 用图2 3 所示的相距5 1 0m h z 的双音信号l 和( 0 2 ，当经过放大器放大后， 由于器件的非线性，输出产生的不仅有l 和2 ，还包含了其他诸如图2 4 所示 的m o ) l 士n 2 的频率互调分量，其中m + r l 为互调分量的阶数【6 】o j 。 t fa p 一一一， 个r下个 c o l 2 3 0 ) d 2 0 ) 22 ( i ) i 一0 ) 2l22 l + 嘶3 m l + 2 m 2 图2 3 双音输入信号图2 4 双音信号输出频谱图 2 1 7 临近信道功率比a c p r ( a d j a c e n tc h a n n e lp o w e rr a t i o ) 受功率放大器非线性的影响，当信号通过功率放大器的时候会产生信号扩 散”现象。临近信道功率比就是用来衡量临近信道中的干扰量或者功率量的标 准【6 1 。通常定义为中心频率，带宽b 1 内的功率和距离中心频率f o ，带宽为b 2 内的功率之比，如图2 5 所示。 7 东南大学硕士学位论文 a m p l i t u d e 一f o f 图2 - 5 信号幅度频率关系图 2 2高效率放大器简介 2 2 1e 类放大器 e 类放大器的结构如图2 - 6 所示，它是开关式放大器的一种，最早由美国 科罗拉多大学的e w i n g 在他的博士论文【7 1 中第一次提到。所谓开关式放大器， 就是指有源晶体管被当作是开关而不是电流源或者电压源来使用。e 类放大器 的晶体管工作在理想开关状态下，它在一个信号周期的所有时间里不是电压为 零，就是电流为零，所以消耗的功率为零，提高了放大器的效率。 射频输入 图2 - 6e 类放大器结构示意图 美国的n o s o k a l 和a d s o k a l 8 】对e 类放大器的理论作出了详细的阐述。 要想达到理想e 类放大器的工作状态，晶体管必须满足以下的假设条件： ( 1 ) 晶体管在导通与截至状态之间没有过渡时间； ( 2 ) 导通时晶体管的阻抗为零，此时晶体管两端的电压为零； ( 3 ) 晶体管在截至周期阻抗为无穷大，此时晶体管没有电流流过； 8 第二章高效功率放大器设订基础 ( 4 ) 滤波网络q 值足够大使得输出为基频的正弦波。 fh r a a b w 给出了e 类放大器设计的通用方程，在理论分析中他提到了， 要想达到1 0 0 的效率必须选择合适的并联电容的开关式晶体管，扼流圈的值 和滤波网络的q 值也需要考虑在内。 对e 类放大器的研究中，使用各种类型的晶体管来实现，如：b j t s ，l d m o s ， s i g e 等等。在这些研究中，设计方程根据实验结果被进一步的修改。但是这些 研究的前提是扼流圈拥有无限大的阻抗值，并且他们假设晶体管在导通周期的 阻抗为零或这是很小的值。1 9 8 7 年，z u l i n s k i 和s t e a d m a n 1 0 】第一次提出了，即 使使用有限阻抗值的电感也能实现扼流作用并能够使e 类放大器达到理想工作 状态，其结构如图2 7 所示。但是他们认为假设滤波器的q 值是无限大的。l i 和y a m t l l 】于1 9 9 4 年提出了对同时具有有限值的扼流电感和有限q 值滤波器的 e 类功率放大器的分析。 射频输入 图2 7 有限值电感馈电的e 类放大器结构示意图 在实际电路中，晶体管的漏极和源极之间的电容并不是一个固定的常数值， 它可能随着两端上的电压，温度等等的改变而发生变化。这种变化可能是线性 的，也可能是非线性的。a l i n i k u t a t l 2 1 分析了非线性漏源极间的寄生电容带来的 影响。 c h o i 和l o n g t ”】贝u 试图找到一种最合适e 类放大器的场效应管( f e t ) 的 物理模型，在物理模型的各个参数之中，反馈电容对放大器的影响也是毋庸置 疑的【1 4 】。 2 2 2f 类放大器 f 类放大器的基本结构如图2 8 所示，它包含一个有源器件，直流馈电网 络，输出匹配网络和输入匹配网络。有源器件受直流偏置和输入信号共同驱动， 功能为一个电流源。f 类放大器的输出网络有多个谐波谐振电路，使得从晶体 管漏极看过去负载网络呈现出偶次谐波短路，奇次谐波断路的特征。漏极电压 波形包含奇次谐波近似为方波，而漏极电流包含偶次谐波近似为半个正弦波。 因为漏极电压和电流如图所示相差1 8 0 度的相位，因此理论效率为1 0 0 【i 川。 9 东南大学硕士学位论文 羧：| 题配弼络 1 弋 n = ln = 3n = 5n 2 0 0 m = l5 0 5 7 。7 6 0 3 6 3 ，7 m = 27 0 7 8 1 7 8 5 3 9 0 0 m = 47 5 8 6 6 9 0 5 9 5 5 m 2 7 8 。5 9 0 7 9 4 8 1 0 0 1 0 第二章高效功翠放大器设计基础 2 2 3d o h e r t y 放大器 d o h e r t y 功率放大器技术由w h d o h e r t y 1 6 1 1 9 3 6 年提出，用于低频的幅度 调至广播系统中，当时并未被广泛应用。近代，功率放大器的效率和大功率输 出的矛盾日益显现，研究人员发现用新的射频设计理论对d o h e r t y 功放进行一 定的改进，可在高功率功放在功率会回退时保证其效率近似不变，这使得 d o h e r t y 功放重新得到重视，并广泛引用到民用3 g 通信系统中【l 7 1 。 现有的d o h e r t y 有多种形式，按照级数分可以分为两路和多路d o h e r t y 功 放【1 7 】。 两路等功率分配d o h e r t y 放大器由两个功放管组成，其中一个功放管工作 在b 类，或a b 类高线性度偏置条件下，饱和功率为整个d o h e r t y 功放最大输 出的一半用于放大载波信号，被称为载波放大器。另一个功放管工作在c 类偏 置下，截止功率正好是载波放大器的饱和功率，用于放大输入信号的峰值信号， 其结构如图2 1 0 所示。射频信号进入d o h e r t y 功放先进入一个等功率功分器， 分为两路。其中在主放大器后接的l 4 微带线起阻抗变换作用，而峰值放大器 前接入的x 4 的微带线是为了保证射频信号通过两路放大器到达负载的相位相 同。尽管两个放大器都匹配到r ，但是两路等功率分配d o h e r t y 的负载为r 2 1 7 】。 图2 1 0d o h e r t y 放大器基本结构 为了方便，对d o h e r t y 功率放大器进行两种状态下的分析。第一种状态为 载波放大器刚好饱和的时候，此时峰值放大器还未被激活，输出功率是整个放 大器功率的6d b 回退点，效率为载波放大器的效率，所有功率都在载波放大器 中被放大并直接传递给负载r 2 ，如图2 1 1 所示 ”】。 图2 11 小功率输入时d o h e r t y 放大器基本原理 输入功率继续增加，峰值放大器开始工作。在这种状态下两个放大器并联 后在与输出负载r 2 串联，这样从每个放大器的输出端看，阻抗都是r ，两个 放大器同时实现最大功率传输。如图2 1 2 所示1 7 】。 东南大学硕士学位论文 i 一r 图2 1 2 大功率输入时d o h e r t y 放大器原理 两路d o h e r t y 也可以选择非对称方案，即峰值放大器和载波放大器拥有不 同输出功率的能力。主放大器，即载波放大器功率较小；辅助放大器，即峰值 放大器功率很大，则可能在更宽的输出功率范围内“延伸 集电极效率【1 7 】。 非对称d o h e r t y 放大器在转移点和峰值输出功率点之间有较大的下跌，如 图2 1 3 所示。一种多个放大器并联的d o h e r t y 放大器可以克服这个问题，结构 框图如图所示。它可以保证在功率回退时与经典的d o h e r t y 放大器相比效率没 有大的下降【5 1 。 主放大器 图2 - 1 3 多级d o h e r t y 结构示意图 2 2 4 三种高效率放大器的实际性能 r 近些年来，三类放大器的设计技术不断改善，性能也不断进步，一些基于 l d m o s 晶体管设计的高效率放大器的性能见表2 2 。 表2 2 实际l d m o s 高效率放大器性能 工作频率制式输出功率晶体管d r a i n 年份参考文 e f f i c i e n c y p a e 献 2 1 4g i - i z f 11 3 8w x l f 4 g 2 1 156 6 6 4 2 0 0 5 1 8 p h i l i p s 1g h z f1 2 4 wp t f 一1 0 1 3 57 7 8 2 0 0 5 【1 9 l d m o s 2 14g h z d o h e r t y9 0w c r e e3 3 2 0 0 3 2 0 】 1 2 第二章高效功率放大器设计基础 2 14g h z d o h e r t y2 5wl d m o s 3 3 2 0 0 5 2 1 】 n i 里5 p 2 1 1 8 0 1g h z e6 2w 心2 8 26 9 6 4 2 0 0 3 2 2 1g h z e1 0w n 啄母2 8 27 6 1 7 3 6 2 0 0 5 2 3 】 l d m o s 2 1 4g h z ，e1 0wn u 屹1 0 1 06 2 2 0 0 6 2 4 】 l d m o s 1 3 第三章开关型e 类放大器的设计 第三章开关型e 类放大器的设计 e 类放大器是一种开关式的高效率放大器，它工作在非线性区域。在通信 技术不断发展，移动终端不断追求更高数据传输率，更小体积，更高频率的要 求下，发射模块中最主要的放大器的高效率对于未来通信技术将起关键作用。 本章首先介绍了e 类放大器的原理，然后给出了这类放大器的设计方法， 并研究了在非理想情况下如何设计e 类放大器，通过使用a g i l e n t 公司的软件 对电路进行仿真和实验验证。 3 1 e 类放大器的基本结构 e 类放大器有多种结构，但是最基本也是应用最广泛的是具有并联电容的 e 类结构。该结构首次发布于1 9 7 5 年【引。 e 类放大器的晶体管作为通断开关，集电极的稳态电压和电流必须在一个 周期内不相交，如图3 1 所示。图3 2 展示了具有并联电容的放大器的基本电 路结构。它的负载网络由几个基本单元组成，与晶体管并联的电容c ，串联电 抗元件，滤除谐波的串联l o c o 电路和负载电阻r 组成。晶体管的集电极通过 i 强扼流圈与直流电压源相连，该扼流圈对基波拥有无穷大阻抗。器件输入信号 的驱动下，工作在导通或者截止状态。 图3 1 漏极电压电流时域波形示意图 漏极电囊。 鼋压波形。 东南大学硕士学位论文 问的r 乜容和外部持联的 电容 图3 - 2e 类放大器结构图 导通和截止状态的电路示意图分别如图3 3 和3 4 所示，并且引入了以下 几个假设条件： ( 1 )晶体管导通或者截止行为是瞬间完成的，没有任何损耗； ( 2 )晶体管饱和电压为零，截止电阻无穷大； ( 3 ) 总的并联电容包括晶体管内部电容和外电路电容，并且假设是线性 的； ( 4 ) r f 扼流圈只允许直流通过，并且没有直流阻抗： ( 5 )串联l c 滤波器品质因数足够高，使得输出电压为正弦波； ( 6 ) 除负载电阻r 外其他元件都是无损耗的。 r ll l cf i l t e r ir = 盘甜，m 1 + r 埔l l 崩苷，舣刀升天l ：，m ： l o a dm a t c h i n g l ili v 、 一一l i ：n e t w o r k 、 。一i：! ： v 如t y = o 、 丰奉h u n t i d t ， li 吣 在导通周期内，晶体管导 i ，； 通，v d s ( t ) = 0 ，所以c s h u n t 被 、 一 一 空毒。 矿 短路，电流都流过晶体管 图3 3 导通周期e 类放大器等效电路图 1 6 第三章开关型e 类放大器的设计 孓占l l 吲协， 在截j 三周期内，晶体 管等效为开天打开 艇 l 。m ： l o a dm a t c h i n i ! ： n e t w o r k l 。； t , ( t 1 - - 6 ! 一 c s h u n t 存截垒周期内，晶体管截 、。，i 。 t _ | ll 弋 垒，电流都流过c s h u n t ， i 、 i 、 ， 、 ， ， v d ( t ) 不为0 。 ， r1 图3 _ 4 截止周期e 类放大器等效电路图 根据r a a b 9 1 的分析与推理，该类结构e 类放大器的设计方程为： 输出功率：尸。= 揣 并联电容： 缈c = 5 4 4 6 l 6 r 负载阻抗：z = r + 其中：x = r t a n ( 矽= 4 9 0 5 2 ) 集电极峰值电压： 集电极峰值电流： k 。戳= 3 5 6 x 玉。= 2 8 4 厶 3 2基于m w 6 s 0 0 4 的e 类放大器的设计 3 2 1确定e 类放大器的直流工作偏置点 ( 3 1 ) ( 3 2 ) ( 3 3 ) ( 3 4 ) ( 3 5 ) ( 3 6 ) e 类放大器的晶体管工作在开关形态，为了最佳工作状态在信号5 0 周期 内导通，栅极电压应该设在门限电压值。对晶体管m w 6 s 0 0 4 的a d s 模型进行 直流电压扫描以找到这个门限电压值，其a d s 原理图如图3 5 所示。电压扫描 仿真结果如图3 - 6 所示。 。呶嘏c埏-t_mooelj i r f i 塑d e l i 旧湖” 1 j s n k - 2 5 r t t c 佩1 图3 - 5 对m w 6 s 0 0 4 的直流电压扫描原理图 一寨溱娶糍誊 3 2 2 计算e 类放大器的主要参数 m w 6 s 。4 的晶体管 c d s 由其数孵舸以觏值为2 5 p f 。将它和输 第三章开关型e 类放大器的设计 出功率4w 带入公式( 3 1 ) ( 3 6 ) 中，我们可以一次得到具有并联电容的e 类放大 器的负载网络的各个元件的数值，如表3 1 所示。 表3 一l 用并联电容和输出功率计算得到的负载网络各元件值 r ( o h m )v d c f v )x ( o b x a )v s ( v )i s ( a )c d s ( p f ) 45 30 2 81 8 83 7 62 5 再将所希望得到的输出功率数值4w ，和l d m o s 晶体管m w 6 s 0 0 4 的漏 极典型偏置电压2 8v 带h ( 3 1 ) 一( 3 6 ) 中，得到另一组负载网络各个元件的数值， 如表3 2 所示。 表3 2 用漏极电压和输出功率计算得到的负载网络各元件值 r ( o h r n ) v a l e ( v )x ( o h r n )v s ( v )i s ( a )c d s ( p f ) 1 1 32 81 3 06 70 9 30 8 9 这时候可以发现，两组数值相差十分大。第一组数据完全是不可行的，因 为晶体管的最大漏极电流会达到3 7 6a ，可定会击穿晶体管m w 6 s 0 0 4 。而第 二组数据漏极电压峰值6 7v ，十分接近晶体管能容忍的最大的漏极电压6 8v 。 这都是因为实际晶体管m w 6 s 0 0 4 自身漏极和源极之间的并联电容2 5p f 已经 大于实际工作频段能够实现e 类的最佳并联电容值0 8 9p f 。 为了能够找到在己定工作频段但不具备最佳并联电容的晶体管上设计具有 最优性能指标的e 类放大器方法，本文将使用负载牵引来找到最佳的负载阻抗 而不是使用公式( 3 1 ) ( 3 6 ) 来计算。 首先，利用f r e e s e a l e 公司提供的晶体管a d s 模型放在a d s 软件里面自带 的负载阻抗牵引模版来进行负载牵引，如图3 7 所示。 图3 7 负载阻抗牵引原理图 鉴于l d m o s 晶体管输出端( 漏极) 的输出阻抗是一个比较小的值，可以 设定一开始的信号源源内阻为一个小阻抗1 0o h m 。由于m w 6 s 0 0 4 的典型输出 功率为4w ，即3 6d b m ，典型增益为1 8d b 1 9 6g h ，设计e 类放大器的增 益为1 4d b ，在输入功率为2 2d b m 时达到输出功率3 6d b m 。理想的输出阻抗 1 9 东南大学硕士学位论又 一般也是一个较小的数值，因此将归一化的负载扫描区间定在s m i t h 圆图的左 半圆内