（电磁场与微波技术专业论文）直接变频接收机射频前端研究.pdf

摘要 摘要 本论文题目来源于国家自然科学基金项目“智能数字多波束天线技术研究”。 论文的主要目的是针对移动通信中无线接收机射频前端的改进设计进行深层次的 研究。 首先介绍了目前使用超外差式结构的移动通信射频前端的概况，分析了其不 足之处，由此采纳了一种新的接收机结构直接变频接收机( d c r ) 。但d c r 也带来了一系列新的问题，针对这些问题提出了相应的解决方案，包括对d c r 各 器件和电路结构进行进一步的研究和设计，仿真结果论证了这些方案可行性。 本文的主要工作体现在1 9 g h z 的d c r 电路射频通道滤波器、低噪声放大器、 自混频抑制有源平衡混频器、i m 2 抑制电路、双正交下变频电路、有源复数低通 滤波器的设计、仿真，文中对它们的工作原理及其设计过程均给出了详尽的论述。 射频通道滤波器采用平行耦合微带线，而低噪声放大器采用单级h e m t 放大。 为了使射频通道滤波器的传输特性和l n a 的增益、噪声达到标准而对各支节进行 优化设计。设计过程采用了本文提出的种基于植物嫁接思想的嫁接遗传算法进 行优化设计，从优化效率和进一步的仿真验证微波电路采用该方法的高效性、精 确性。 关键词： 直接变频接收机二阶交调抑制嫁接遗传算法 双正交电路多相滤波器 些! 堡竺! 一一旦 a b s t r a c t t h et o p i co ft h i st h e s i so r i g i n a t e sf r o mt h en a t i o n a ln a t u r es c i e n c ef u n d ”s m a r t d i g i t a l m u l t i - b e a ma n t e n n at e c h n o l o g y ”t h i st h e s i s h a sap r o f o u n dr e s e a r c ho n i m p r o v i n gp e r f o r m a n c e s o fr ff r o n te n do fr e c e i v e r , w h i c hu s e di nm o b i l e c o m m u n i c a t i o n a f t e ri n t r o d u c i n gt h e g e n e r a l s i t u a t i o no fs u p e r - h e t e r o d y n er e c e i v e r , w h i c hi s a b r o a du s e di nm o d e mm o b i l ec o m m u n i c a t i o n ，a n da n g l i c i z i n gt h ed i s a d v a n t a g eo f t h i s c o n s t r u c t i o n a c c e p t ar e c e i v e rw i t l ln e wc o n s t r u c t i o n d i r e c t c o n v e r s i o n r e c e i v e r ( d c r ) a tt h es a m et i m e ，w i t hs o m ep u z z l e sa p p e a r i n ga t t h i sn e wt y p eo f c o n s t r u c t i o n ，n e wi s s u e si n c l u d i n gd e s i g na p p r o p r i a t ec o n s t r u c t i o n sa n dc o m p o n e n t s a r e c a r e f u l l yd i s c u s s e d f i n a l l y , s i m u l a t e r e s u l t sd e m o n s t r a t et h e u s a b i l i t y o ft h e s e t e c h n i q u e s t h em a i na c h i e v e m e n to ft h i sp a p e ri st h ee m b o d i m e n to ft h ed e s i g na n ds i m u l a t e o r lr fc h a n n e l sf i l t e r , l o wn o i s ea m p l i f i e r , t h em i x e rw i t hs e l f - m i x i n gc a n c e l e d ，t h e c i r c u i tw i t hi m 2r e m o v a l ，t h ec i r c u i tw i t h d o u b l e q u a d r a t r u e s t r u c t u r ea n da c t i v e c o m p l e x n u m b e rl o w - p a s sf i l t e r e x p a t i a t i o n so nt h ep r i n c i p l eo ft h e s es t r u c t u r e sa n d c o m p o n e n t sa r eb r o u g h tf o r w a r d i ne v e r y c h a p t e r p a r a l l e l c o u p l e dm i c r o s t r i p sa r ea d o p t e di nr f c h a n n e l sf i l t e ra n ds i n g l eh e m t a r eu s e di nl n a o p t i m i z e d e s i g n sa r eu t i l i z e di ne v e r ys e c t i o ni no r d e r t oi m p r o v et h e l e v e lo f t r a n s p o r tc h a r a c t e r i s t i c so f t h i sf i l t e ra n dl n a an e w o p t i m i z em e t h o dc a l l e d g g aa r ep e n e t r a t e di nc o u r s eo f o p t i m i z ed e s i g n ，w h o s eh i g he f f i c i e n c ya n ds a t i s f i e d e x a c t n e s su s e di no p t i m i z em i c r o w a v ec i r c u i t sa r ei l l u s t r a t e dw i t hs e v e r a le x a m p l e si n t h i sp a r ) e e k e y w o r d s ：d c ri m 2r e m o v a lg g a d o u b l e q u a d r a t r u ec i r c u i t p o l y p h a s ef i l t e r 创造性声明 本人声明所呈交的论文楚我个人在导师指导下进行豹研究工作及敷褥的研究 残鬃。尽我繇酝，豫了文巾酶臻蕊绫舞注窝致澎巾掰罗爨懿蠹容终，论文孛不包 含箕稳强俺入已经发表戢摸警过酌研究成果：遗不钰含为获褥蘸安魄予辩技大学 或其他教育机构的学位和i 磁书而使用过的材料。与我一同工作的同惑对本研究所 作的任何贡献均己在论文巾做了明确的说明并寝示了谢意。 本人签名_ 蝤基 | 臼期、妒j 扩 关于论文使用授权的说明 本人究全了矮西安毫予葶萼技大学骞关缳蜜和使建学位论文兹藏迩，郄：学校 毒投舔蘩送交论文静复印传，灸诲查阕积餐阗论文；学笈胃戳公枣谂文熬全部蠹 容或部分内容，可以允许慕用影印、缩印或其他复制手段保存论文。( 保密的论 文在解密后遵守此规定) 本人然名_ 塑憝 霉籁躲盛曼 日期妒3 ，f 苫 援蠲垂一； l g 第一章绪论 第一章绪论 本章首先介绍了论文研究的背景，接着介绍了技术已经成熟的传统超外差式 接收机、二次变频正交超外差式接收机和目前正处于深入研究阶段的直接变频接 收机这三种接收机的结构。通过比较这三种结构的优缺点，结合目前国际上研究 动态，提出本论文的开题意义。最后简单地介绍了本文各章节的组织结构。 1 1研究背景 移动通信的飞速发展，要求无线接收机具有低功耗，高集成的特点，为此， 电子工程师们不断地从系统结构，电路技术，工艺技术三方面对r f 前端作了改进。 其中，改进的接收机系统结构往往导致最革命性的进展。 工作在8 0 0 m h z 2 5 g h z 频段的现代无线收发信机主要由无线和基带两部分 组成，其中无线部分又称r f 前端，主要进行高频信号处理，实现天线和基带部分 之间的接口：基带部分主要进行以数字信号为主的低频信号处理，实现r f 收发信 机与使用者的接口。从设计和实现角度看，r f 收发信机的特点与基带部分的特点 大不相同，基带部分的成本、功耗和体积已经并将继续随着按比例工艺技术的发 展而得到明显改善，但r f 收发信机因其集成性和功耗与其结构的物理限制密切相 关，导致现有实现往往使用在成本和功耗上十分低效的一批分立元件；再者r f 研 究者需要掌握微波、通信和微电子等跨学科领域的理论知识，并且很大程度要依 赖于经验来预测系统性能好坏，使r f 前端的设计成为整个收发信机设计的瓶颈。 r f 收发信机设计的主要挑战是充分利用工艺特征尺寸不断缩小的技术改善 r f 收发信机的集成度，以达到进步减少功耗、尺寸和成本的市场要求。在以前 的实现技术条件下，传统的r f 接收机差不多都采用二次超外差结构来获得较好的 选择性和灵敏度；但随着工艺技术的迅速发展，这一经典结构电路复杂和低集成 的缺点开始成为制约整个r f 收发信机成本和功耗等因素进一步降低的主要因素。 所以，近期人们发展了各种各样的结构来提高r f 收发信机的集成度，其中比较有 代表性的有直接变频、一次低中频超外差、欠取样、数字中频等结构。同样，对 于发射机也有多种结构，只不过相对要简单得多。 二十世纪二十年代前后出现两种接收技术：超外差变频和直接变频。超外差 接收机获得顺利发展，一直成为无线接收机的主流，而直接变频接收机长期处于 实验阶段。进入九十年代后，由干无线市场的驱动和单片集成工艺的成熟，促使 直接变频接收机的研究重新受到重视，目标是制成“单芯片无线电”。此外，直接 变频接收有利于多模式、多标准的应用，从而构成软件无线电。 直接变频接收机射频前端研究 1 2 技术概要 传统的超外差式接收机 外差或超外差接收机( s u p e r h e t e r o d y n er e c e i v e r ) 是使用最广泛的接收技术， 从个人通信产品、无线接收至电视调谐器几乎无处不在。其主要原理是，射频r f 信号首先由选频的低噪声级放大，然后转换成较低频率的中频( i f ) ，经过放大和 滤波，最后下变频至基带频率，根据调制方式的不同，下变频可采用相位鉴频器 或直接混频器。超外差接收机的示意图如图1 1 所示。 图1 1 传统的超外差接收机 采用超外差技术需要迸行权衡，镜像抑制是这种结构首先关心的问题。实际 上，r f 带通滤波器( 或双工器，d u p l e x e r ) 通常是声表面波滤波器( s a w ) ，它在 低嗓声放大器( l n a ) 前面实现频率选择，而跟随在l n a 后面的第二滤波器实现 镜像抑制。如果两个滤波器是一样的话，它们会共同分担实现这两种功能。但是 在l n a 后面必须有镜像抑制，否则，l n a 噪声系数会由于放大后的镜像噪声混频 进入i f 通道而成倍增加。可以采用其它无源滤波技术来代替r fs a w 滤波器，例 如电介质或陶瓷谐振滤波器。i f 越高，镜像抑制滤波器的通频带越宽，对其要求 也减低。 当干扰信号出现在i f 通道附近时，只好使用锐截止的通道滤波，这种滤波由 第一混频器后面的通道选择滤波器来完成，这种滤波器通常也是i fs a w 滤波器。 i f 滤波器要求具有高q 值，s i 的集成工艺不能获得高q 值，只好选用分立体积较 大的s a w 和晶体滤波器。由此带来阻抗匹配、噪声、增益、带宽、线性度和功耗 等i f 级的设计问题。还有i f 滤波器的特性与信号带宽密切相关，使得这种标准化 的超外差接收机往往不适干多标准工作。 二次变频、正交超外差式接收机【2 1 传统的一次变频超外差式接收机i f 过低时，对前端镜像抑制带通滤波器的矩 形系数、q 值要求很严格，否则会带来严重的镜像干扰，另外也会带来带宽的限 制。为了解决这个问题，将其改进为二次变频接收机，如图1 2 所示。 为提高镜像抑制能力，灵活应用三角恒等法可抑制镜像，而无蔼任何l n a 后 一 蔓= 童丝笙j 一一 的镜像抑制滤波。办法采用双混频器和相位相差9 0 。的本振频率，获得i f 的同相 ( i ) 和正交( q ) 分量。在两路i f 信号合并前，再将q 分量移相9 0 。，结果是两 路i f 有用信号的极性相同，而两路镜像信号的极性相反，有用信号得到加强，镜 像信号相互抵消。此外，还有多种同相正交混频的镜像抑制接收机变异结构。不 管结构如何变化，接收机的可靠性取决于m q 两个通道的精确度，即两个通道之间 增益和相位的平衡性。 图1 2 二次变频、正交超外差式接收机 直接变频接收机3 1 【4 1 【5 1 直接变频接收机( d i r e c t c o n v e r s i o n r e c e i v e r ，d c r ) 如图1 3 所示，亦称为 零外差或直接变频，是接收载波发射估息的一种最自然的解决方案。d c r 是用一 个下变频环节将射频信号直接变换成基带信号，因此一直被推崇为终极的接收机 结构。这种方法取消了所有的中间下变频环节、外部振荡器和滤波器，最大限度 地减少了实现接收机功能所需的振荡器和滤波器数目。然而，仅在十年前这种接 收技术才在寻呼机以外找到其它应用。d c r 有几项特性十分适合电路集成以及多 频段多标准工作，但是亦存在固有的不足之处，使d c r 长期屈居于超外差技术之 下。 搭 1 3 直接变频接收机 攮接变频接蝗枫叠| 频静嘴研究 1 3研究意义 要求移动电话体积越浓越小的市场日进不袋，因此移动电话制造商在为移动 奄话瓿不龋增熬一些毅臻辘懿阉辩必矮骰爨掇爨携豢。瑟对这耱彩势，露l 造褰貉 子薅难凌蟪：方疆要努力满足爆户对功麓的螫求；另方瑟遂受不凝减小电话 毫蓬懿薅积辩成奉，甄藏乡移动溉诿接收撬鹣落积藕藏奉又楚萁孛令关键超题。 超外箍接收枕的主要闯鼷涉及到镜像抑制和邻近频道抑制之间的折衷，对 定的滤波懿蕊言，如果中撅频率较舞，慰镜像壤擘德到缀姆的搀潮，毽邻运频道 干扰信号却保持较高的能懿；反之，若i f 频率较低，则镜像信号会严麓干扰所需 倍墨，瑶铝避于拨绩号却缮剿缓好魏簿毯+ 鉴予媳，镜豫滤波嚣耪i f 滤波疆罄鬟 要巍选撵悭熬传赣运鼗，然瓣客蠢蓠浆集成毫爨工艺条薛下，裁终麓q 篷黎集畿 的态中颡( 1 0 i o o m h z ) 滤波器怒很匿懋的。掰戳，外蓑式接收枫般都暴露外 接的s a w 等无源滤波器，嬲外需骚几个振荡器和变频器，这些元器件增加了接收 机的体积朔成本。 於慈式接收机豹另一个缺熙是由于镜像掷制滤波器帮中频滤波器终接，狺号 要扶片矫雩| 避冀凑霉l 塞，掰戳嚣上最终譬努须镶惹在缀太魏电流下戮鞭动嚣嚣滤 波嚣静低隧挽和骚动弓l 辩及辩装萼f 起懿大的容橼负载，瓢箍挠量游糕增大，丽登 滤波器工作频率越高。能糕越火。此外，外按元件之间的信号还襻谯黄辎射干扰 等润题，觚两透一步降低了接牧机的可靠性。由于技术的进步，毽瞥酱通超外差 式接收机的体积和成本已经减低，但这些仍然是移动电话设计中的螯黉翊题。 壹接受凝接载辍羲密联爽裰了超癸差式接载糗上熬鬃残疫羝，凌怒大羲蔽熹 d c r 蠢予去除了中颓缀，繇良其霄鞋下钱点眺4 j f 5 l ： 瀚为是零串频，不存猩辘像闷趣，对于旃期通道来说，镜像就趋通道本身。 因而不需要镜像抑制带通滤波器( r fs a wb p f ) ，仅需要性熊要求不是很 怒，赞疆较糕麴逶邋选择滤波器； 不器簧二次变频，取淄了二次交频豹签郝滤波器、零缝羧落嚣，毽话缓糖 环、驻控掇荡器窝繇鼹滤渡器。著艇嚣为只露一个本建振荡器，办瑟炅育 一个相位噪声来源，提高了系统内部以及系统和系统间的挽干扰能力； 骥海i f = 0 ，体积纛大豹冀夕 繁逶滤波黎熬i fs a wb p f 被抻f 粒鏊鬻敖大 嚣取代，易于集成t 巍予辩售弩豹放大发缴程基赘，大大驿繇了蓉统豹凌耗。 款蠹接震频豹努辑孛萄黻餐窭，由予霹酸去簿这些舞部元嚣侮，掰骞誊接交 频器方法w 以减少接收极熟总体尺寸，雯熬要瓣鼹 蔻功耗、羝戒本、翳集成。 对不间通信标准而言- 不问载波的信母都下糍频到基带，这样嫩接变频的频 选滤波发生在基带t 瑟基帮憾避滤波器霹较容器竣诗残其蠢数字霹缡毽黪毪，骏 一 翌二里堕堡j 适应不同通信标准对信号滤波的要求，所以直接变频结构是适于多通信标准的【”。 虽然直接变频接收机相对于超外差式接收机带来了众多的优点，但与此同时 直接交频结构也带来了一些新的问题，主要有：由于本征信号与载波频率相同， 这样寄生的本振信号从接收机泄露至天线，从而对另外同频带的接收机带来干扰； 直接变频需要正交形式，这样正交通道的幅度和相位不匹配会引起误码率的上 升；直接变频接收机同时受到奇次互调和偶次互调的影响；直流偏移( d c o f f s e t ) 问题会引起接收机的信噪比严重恶化。由于以上问题，尤其是不匹配和直 流偏移问题，导致了直接变频接收机的性能不如传统的外差接收机，使得它目前 仅在极少数场合中使用。 随着微电子技术的发展，以及新的电路技术和新的算法的改进【6 j ，直接变频正 逐步在无线通信领域得到广泛的研究和应用。a d 公司是采用这种结构的首批成员 之一，它将自己的o t h e l l o 芯片用到移动电话上，从而实现直接变频和解调。直接 变频已经徘徊了很长时间，而将它用到较复杂的调制方案中尚属首次，这包括第 三代移动电话。a d 公司在对上面第一个问题即压控振荡器的信号会向天线泄漏的 解决办法是另选频率，约为1 3 5 0 m h z ，再加以分频或倍频，使之在混频器中达到 规定的9 0 0 m h z 或1 8 0 0 m h z 。直流补偿问题也影响移动电话芯片集，一种办法是 将交流耦合到基带信号，但当信号中有直流分量对( 如在g s m 中) ，这种办法就 不起作用了。a d 公司的解决办法之一，是对基带信号加以巧妙处理，以抑制直流 补偿的影响。a d 公司现正完成参考设计，将整个g s m 模块集成到一个单面板中， 大小相当于半张信用卡。对于只处理数据的g p r s 产品。如不带键盘与显示接口 的p d a 或p c 卡，双面板仅有1 平方英寸大小。这种移动电话在使用时，收发电 路都保持关闭状态，这使其待机时间长达六周。s t 微电子公司已开始将直接变频 用于机顶盒和g p s 芯片。正在向直接变频方式过渡的，还有l s il o g i c 、m i t e l 与 p h i l i p s 等公司。l s i 公司已将其直接变频调谐器芯片成功用于卫星系统。m i t e | 公 司已推出单片调谐器，供直接变频的卫星电视使用。 目前我国在直接变频技术研究方面还停留在起步阶段，实际使用中由于众多 原因还无法采纳和普及这种结构的接收机。所以有必要对直接变频技术中的关键 技术进行研究，探讨、研制出适合我国国情的相关技术和设备。本文正是从该点 出发，对其中尚未作出确论的相关技术进行研究并且结合一些算法和软件对硬件 设备进行仿真，结果取得理想成效。 !曼堡耋塑堡墼塑翌窭萱塑堑壅 1 4本文的内容安排 直接变频接收机的镜像频率就是通道本身，需要采用一些结构和器件来抑制 镜像频率。目前使用的是最广泛的单正交混频电路结构，但由于电路的不平衡性， 包括增益失配、相位失配对接收机的性能大为恶化。于是在第二章里采用双芷交 混频电路结构，经研究和仿真表明，电路的不平衡性对接收机性能的影响大为减 低。通过改进低中频接收机中的多相滤波器，代替直接变频接收机的l p f ，不仅 会有低通滤波器的效果，更会迸步抑制镜像频率。 第三章对d c r 中使用最多的器停一一混频器进行的深入研究。对目前的 g i l b e r t 单元组成的双差分混频器进行改造，仿真结构表明，修正后的结构符合d c r 一般混频的要求。为了抑制直流偏移，通过改变混频器的工作机制解决了这个问 题。而且此时的本振频率为r f 的半频( 如9 5 0 m h z ) ，恰好解决了d c r 的一个缺 点：接收机的本振源对邻近的接收机r f 的干扰。d c r 带来的另外一个问题就是 二阶交调( i m 2 ) 的影响。本文提出了一个i m 2 抑制电路，通过仿真表明，采用 该抑制电路，接收机的把1 m 2 减低到接收机底噪声的电平。 由于微波电路中很多器件的结构在不同的频率和场合下需要改进和优化，这 就需要采用某些算法来进行优化计算。遗传算法优化时是全局搜索，又具有很强 的移植性和很高的计算精度，在微波电路优化中被广泛使用。但由于其计算速度 慢，本文的第四章通过引用植物学中的嫁接思想提出了种改进的新型遗传算法 嫁接遗传算法( g g a ) 。通过几神比较成熟算法的比较，发现g g a 对电路优 化的效率和精度大为提高。于是把这种算法应用在接收机中普遍使用的器件如阶 梯阻抗变换器和通道选择滤波器的优化中，仿真结果表明该方法的可行性。 第五章对直接变频接收机中的一个关键器件：低噪声放大器( l n a ) 的进行 了深入的研究。在阐述l n a 的各项指标，包括噪声系数、功率增益、稳定特性， 按照这些设计目标，采用嫁接遗传算法进行设计和优化，最后的进一步仿真结果 表明使用g g a 对l n a 设计的强大功效。 蔓三兰堡堡型型j 第二章镜像抑制 本章首先分析了超外差式接收机镜像产生的原理，为了抑制镜像干扰采用单 正交混频电路，但其i 、q 两支路失配对d c r 接收性能影响甚大。于是研究双正 交混频电路，发现i ，q 失配影响度远小于单正交混频电路。为了进一步改善d c r 镜像抑制度，设计了一个d c r 桥型带通移相器。在最后将一个低中频接收机技 术中的多相滤波器引进为d c r 的滤波器，不仅有l p f 的功能，而且会抑制d c r 自身的镜像频率。 2 1 镜像产生原理 超外差式接收机中的混频器把接收射频( r f ) 信号和本振( l o ) 信号混频 完成r f 下变频到i f ( 中频) 的过程。设接收到所有频段的r f 信号为 v r f = c o s ( 2 力：，+ ，”( ，) + ) ， ( 2 1 ) l o 信号为 v ；s i n ( 2 n ( ，) r + 妒) ， ( 2 - 2 ) 经过混频器解调得到信号v ， v m2v r f v l o = 丢 s i n 【2 丌( 六十正一肿+ 椰) + 矿+ 妒】 ( 2 - 3 ) 一s i n 2 n - ( f ，一_ ，：+ ：) ，+ ( ，) + 一妒】 能下变频到中频z 的r f 信号频率有两个：正= 。j 。将接收载波频率为疋 l ，c 的r f 称作期望信号，而六一2 l 的r f 称作镜像频率。该过程可由图2 1 的频谱 线进行描述。 在接收机中，镜像频率处的杂散信号如果没有在接收机混频器前滤除掉，则 会下变频到中频信号，严重干扰中频而不能正确解调期望信号，这是设计超外差 式接收机应尽量避免的。为了抑制镜像频率。目前有两种解决方案： 第一种方法是在混频器r f 输入端前置一个带通滤波器，通带下边缘频率 应介于正一2 z 似之中，如图2 2 所示。如果把i f 频率f 设置较低，处于 工一2 z 平畈频率处的镜像信号和期望信号很接近，要求滤波器的矩形系数相当 好，带来实际使用的困难。采用二次变频或者更高次变频技术，把第一中频频率 提高( 镜像信号和期望信号频率相距变远) ，而第二中频可以很低。通过多次变频 技术减低对滤波器的要求，电路更容易实现。 ! 塞篓壅篓堡鉴塾茎壁萱塑黧苎l 一 ! 鞘鞋一l j 螓 一丢簇一z “ 五丢一壤 厂飞 f 1 1 竖f ij ，j l _ _ ( l 塑2 镜像频率产生撬臻l 簸漤餮 蓬2 2 矮遴滤波器摔露镜像于撬筵号 第二种方法是采用同相l 、芷交q 两路接收结构的办法，这是鼠前接收机中 普遍采用的方法。图2 。3 是基于h a r t l e y 和w e a v e r 的两种结构。 暑 # l l 。： 站一 “3 婚i m a g e - r e | e e l r e c e i v e r w a a v e r | m a g e - r e e c t r e c e i v e r 图2 3 两种抑制镜像干扰接收电路 在同相和芷交支路分别下变频得到的两路中频信号包含有相位相同的期望载 波信号和棚位相反的镜像信号，相加时同相增强，反相削弱丽抑制了镜频信号。 在爨蓑懿数警饯芯片处理审，d s p 霹疆癸裁对经a d 变换器豹强臻聚弩遮藏进霉 处理。 采用h a r t l e y 和w e a v e r 结构时，因为同相1 支路和反相q 支路不可能完全匹 配，增益必配、相位失配会影响到镜像抑制效果。这样对电路的制造精度要求很 高，需要寻求新的途径来解决电路失配问题。 由上述分耩可知，当z = 0 ，帮采用壹接交频按零髓，芰；五一z ，没骞镜豫 簧琴。虢不黉要诸如s a w 这榉体积庞大，价赣繇爨的韩搂离q 镜像挣涮滤波器 了，电路元器件更易于集成。 一 一 一 一 一 一 一 一 一生 一 一 一 一立上 t - 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一每一9 一 一 一 一 一9 _ _ _ 一 一 一 一 一 _ 一 一 一 t 上上 一 一 一 一i 一 一 _ 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 第二章镜像抑制 2 2 双正交电路 虽然直接变频没有外界镜像干扰，理论上不需要u q 电路接收，但它没有解 决镜像抑制问题，因为它带来了自身的镜像问题。从图2 4 可以看出，信号与其 自身的镜像混迭从而无法分开，这就需要采用u q 电路来抑制自身的镜像频率。 l + 0 d e s i r e d f。，。蹿 一f 0 l z 正 t 一一一 t 一一j 一 十 r 蚓 一 o 7 图2 4d c r 的自身镜像颛塞 o e s m “ fo e s m 篁 0 f l z l ：凡 。 一一j f r d 3 + p r e q 图2 5d c r 采用i q 电路抑制自身镜像频率 d c r 的性能很大程度上取决于i q 通道的匹配性，在模拟电路中良好的匹配 是很难达到的，这限制了d c r 的应用。采用双正交直接变频结构【7 】【8 1 ，发现这种 结构的镜像抑制性能受v q 的相位误差、电压增益失配影响较小。进一步的分析 表明在同样的增益失配下，双正交直接变频结构的镜像抑制比比单正交直接变频 结构改善约6 d b ，所以这种拓扑结构极大提高了直接变频接收结构的性能。 2 2 i 单正交d c r 单正交d c r 电路结构同于图2 3 中的h a r t e l y 和w e a v e r 两种形式。设接收信 号为c o s w r f i ，复信号可表示为 v = 妄( p 州+ e - ” )( 2 4 ) 若l o 信号在i 、q 通道的增益分别为1 ，1 + 占。相对相位失配为0 ，则l o 复信 号表示为 v l d = c o s w m t + j ( 1 + s ) s i n ( w 加f + 0 ) = 圭。”一+ e 一一d ) + i i ( 1 + 占) 【e j ( m t + o ) - - e - j ( w w + o ) 2 5 混频后输出中频为 该式中已经滤除高频分量，期望信号为【1 + ( 1 + s ) e 归】e 叫w ”一w m ”，镜像干扰信号为 6二 晰 k 归 一p 0 + 一+ 怕 勺 鲈 + 陆h 一 = | l 哳 直接变频接收机射频前端研究 1 一( 1 + k - j e p “一o ，镜像抑制比i r r 定义为期望信号功率只与镜像信号功 率的比值，即 r r = 1 0 1 9 ( 斥) 蚴牲搿 沼， ：1 0 1 9 1 + 2 ( 1 + c ) c o s 0 + ( 1 + e 一) 2 。1 2 ( 1 + ) c o s 口+ ( 1 + 占) 2 仿真图为图2 6 所示。当s 、口较小时，上式简化为 i r r ：生竺， ( 2 _ 8 ) 如25 、0 = 5 。时，腑r * 2 6 d b 。如果要求镜像抑制度达到6 0 d b ，口必须小于 o 1 。，提高了设计i c 的难度，实际使用中i r r 为3 0 d b 4 0 d b 。 图2 6 单正交d c r 镜像抑制比 2 2 2 双正交d c r l o i 圈2 7 双正交d c r 电路结构图 双正交d c r 是i 强信号、l o 信号和它们的正交信号两两混频，再输入到加 法器后输出两路正交信号。电路结构如图2 7 所示。下面用复信号分析双正交直 接变频。将增益失配和相位失配分别考虑。 ( 1 ) 相位失配 设r f 正交相位失配为只，经相移网络后 v = c o s ( w 肛t ) 一j s i n ( w t + 鼠) = ( 1 - e i 8 ) e j w u t + l ( 1 + e - j 8 ) e 一， ( 2 - 9 ) 籍= 章镶攮掷制 设l o 菠变辐德失配巍趣t 经糖移糍尝嚣震 v = c o s ( w t o t ) + j s i n ( w w t + 酶) 。委( 1 + 8 ，融) # 一t + 三( 1 一# * ，峨) # m t ( 2 - 1 0 ) 耀频器下嶷频嚣淀滁藏叛努嚣，蠢 专( 1 十g 妈) ( 1 + 8 琏) 8 喂“”+ 素( 1 - e j 4 ) ( 1 - e i g 武糖“”( 2 _ 1 1 ) 英孛第一矮为嬲鎏馈号分量，麓二矮淹镜豫分鏊，剡虢豫餮髑跑为： 燃枷懒，e 陆, ) = 2 0 l g 簪删像 整理鑫穗 豫r 。1 0 i g ( 1 + c o s a , ) ( 1 + c o s 廖2 ) ( 1 一e o s o , ) ( 1 c o s 0 2 ) 穆其与颦鼹交稍整镜豫静铷魄，帮式( 2 7 ) 在嚣* o 辩 豫震。i o l g l + c o s o 1 一c o s 进孽子毙较，霹戳着窭，凌予 ( 1 + c o s e , ) ( 1 斗c o s 晚) ( 1 + e o s o j ) ( 1 一c o s e , ) o - - c o s 岛) ( 1 - - c o s 或) 掰戳双避交魏铙缳蘩截院远大予肇正变的镶像 辔铡魄。谯就是谎， 瓣于辍移灏络豹搪移谟麓是不敏感憋。 l 烈 jj 一；：2 k ( 2 ，1 3 ) 2 ，l 霹) ( 2 1 5 ) 这静拓羚终巢 螂瀚壤 窝未8 攀藏交奄路摇搜诿羞静期纯 越2 、9 双落燮电路樱挺误差撵黼逡 莺2 8 蕊荜正交d c r 与褶谴镤整的关系，和黼2 , 9 的双正交桶比。可以糟瀣 在同样的褶秽诶差范围内取正交的镜像抑制性能驻然比单正交的镜像抑制性能娶 好熬多。焱懿耪特定瘦弱串隽这剿瑟裳褥襞稼专枣翻魄，载正交塞接交紫黠穗移瓣 寰接变频接收帆射频前端研究 络的稻移谈藏的要求眈单歪交纛按变频对裾位误熬的要求要大大放宽。如对单正 交结构当0 m l 。时，i r r 为4 1 d b ，而为达到同样的镜像抑制比岛，岛可分别放宽 到1 0 。；另一方面当0 1 ，0 2 误熬为1 。时，i r r 为8 2 d b ，镜像抑制比提黼了一倍。 ( 2 ) 增益失配 设r f 豹l 、q 逶道增蕊失瓢必蜀，l o 为龟，麓毽可激接导出嚣必增蔻失配 两弓l 超的镜像狮制表达式鸯： 矗 r r = l g ( 二一十1 )( 2 1 6 ) i 十占2 将其与单正交混频镜像随增益失配抑制比，即式( 2 7 ) 在8 ：0 时， ， z 辩焱= l g ( 二+ 1 ) ，( 2 1 7 ) 占 进行比较，其仿真圈分别示予圈2 1 0 和图2 1 l 。 l 鼹 l i ”一“：r 弋 圈2 1 0 肇芷交电路增益失配抑制魄 图2 1 i 双正交电路增益失配抑制比 当f i 岛墨埘， r r 最平靳敏r r 单乎糖。仅当双正交电路增益必配相同 ( q = 岛；8 ) 时，两者镜像抑制比相同。由此可以看出实际上时双厩交电路的 两种增益失照“分担”了单芷交的一种增益失配两掩离了镜像抑制比。另外双正 交支鼹浆镜豫毒露铡魄涎l 囝、r 孓壤莛增益失配交织爨线豹辍丈整撂震为或十文：0 的直线上( 黼2 。1 1 ) ，即l o 、r f 的两种增益失配w 以正受互相抵消，大大提高 了镜像抑制的机会。如单正交电路中l o 正交支路的增益失配为5 时，i r r ： 3 2 d b ，而双难交电路在同样增髓失配的情况下，i r r 可高达9 0 d b 。 ( 3 ) 结论 麸双燕交粒单歪交支路豹鞠佼失嚣袭壤益失酝涎个建麦分裂考虑了i r r ，蔻 者静i i r 远逡丈于焉者。将双露交平衡混频电路运餍猩直接交频接收视巾，将会 极大提高了d c r 抑制自身镜像频率的能力，提高了d c r 的实用价值。 楚三望壁塑塑型 一譬 2 + 3 轿整带逶福移黎 双正交平衡结构在直接变频中起着十分重要的作用，而正交电路的平衡性( 包 括增藏失配、相位偏移) 决定了熬机的接 收解调性熊，毽此r f 寝l o 切入电路连 接器一9 擎移攘器豹壤整失配、穰使骧蓼 要求很小。 相穆器可采用桥烈带通网络结构，如 图2 1 2 所承。由于带通移项网络元器件阻 抗照王终频率变纯恧交纯，将会影蟪裂嚣路熬 楚2 1 2 琵r 9 护移攘器 攘整蓑，交文簸】霹诗羹窭、q 支鼹豹辖移 1 支瓣 畦妊 吲阍耐厮 池1 8 ) 护2 镧啦獗 协渤 选择会邋的l 、c 使得1 支路的栩移为4 s 。，贝q q 支路相移为- 4 5 4 ，刚i 、q 支路相位麓庐。虹路一奶直路一9 0 6 。 在本文r f 摆移器中心频率为1 9 g h z ，带宽为2 0 m h z ，瞧感l = 0 2 n h ，电 容c - - - - 6 0 2 p f 缓装成一羧繁蘧掇穆器，缝栗热蚕2 1 3 。霹苏着密在繁逶痰最大攘 位差仅为o 4 0 。完全满足要求；对予l o 褶穆嚣，因为其是点频( 1 9 g h z 或 0 9 5 g h z ) ，相位不会漂移，栩移嚣佳能要求可鼓减低。 ：| 竞蟮 产。 f ? ，一 ? 图2 1 3移桐嚣的i q 相位和q 相对相位差 i 4 赢接变额接收辊射频前端研究 2 4 多相滤波器 直接变频接收机通过混频器把r f 信号直接变频到基带，在混频器尉应接入一 个低通滤波器( l p f ) 滤除基带外干扰信号，目前般选用的是有源滤波器。d c r 无癸界镜频予撬，瞧是没有艇决镜豫耱裁翘题，濒必它萤寒了囊身魏镳豫趣题。 采焉双曩三交平筏电路结稳虽然在一定程度上撺翱了镜像信号，毽莛双派交遴道豹 信号不可避免地失配而削弱了镜像抑制比( i i r ) ，故可以考虑设计个多相滤波 器( p o l y p h a s e f i l t e r ) ，在滤除麟带外干扰的同时，抑制信号自身的镜像干扰。 多相滤波器对于绝对值相冈但正负相反的频率分炭的幅频响应不同，因此要 求对正负频率加以区分，这在一维实数域作不到。鞠为实数滤波器滤波辩，只能 怒藏豫歪猿秽受频骰溺等大，j 、鹣增兹，不霹鼹嚣分蔗、受菝，在d c r 孛基繁审 的负频成为对应正频的镜像干扰，将基带信号通过多相滤波器可以区分嫩负频( 对 其有不同的增益) 而达到滤除镜像干扰。 2 4 ，1 多相滤波器原理分折 多福傣母。】的概念裁是南n 个互相独立的分激缀成的一个n 缎必爨信号， u ( t ) = h ( ，) ，“2 ( f ) ，( f ) 】，写成频率函数v ( j w ) = 妙i ( ，w ) ，( 一) ，砜( ，w ) 】，矢 量信号中的每个分量都是独立的。正是多相概念的引入，使得区分正负频率成为 可能，也为多楣滤波器的设计提供了理论依据，下颡以二缝信号为例来加以讨论。 对予二缭多提售号瑟富，鬻滚透一步爱复数寒表示u ( t ) = 咚) + 成羲 f ( 歹w ) = u ，( j w ) + 歹弘( 触，定义两个信号的组成连接符哥2 = 一1 。因鼗任何一个 信号都可以分解成两个独立正负频率信号之和，如 ， c o s w t + 妒( w ) 】= 去k 州川e 州+ j e 。“e 州) 。 矮囊一令实数域滤波器豹零、极点要么塞理在安辘上，要么或怼遮焚巍爨疆， 困诧它貔穰频响应总是正负对称的。褥对于复数髂弩，定义了各静运嚣。在这些 运算的基础上就可以设计出复数滤波器，它的频率响应是和分量序列有关，例如 对于a ( t ) = 以口 和b ( t ) = b o e “肌两个信号的幅频晌成不同。它只能由单一正频率 分量w f 的信号d ( f ) 通过，同时抑制只有单一负频率分量一心的信号6 ( ，) 。为了获 褥一个对歪囊分壁赡应特性苓溺戆滤波器，弼翔巾心频率磁在正频率鲶，霹缢 耱联舂鳇辍蕊国上平移鹕。圈2 。1 4 是由一个五除实数滤波器变纯赘复数滤波器戆 s 平面示意图，其中p 。，p 2 ，p ，怒传递函数的5 个极点，其幅频响应变换图如图 2 1 5 所示。 第二章镜像 辔剁 ：3 吣 p 5 r + e 蛐+ 撼 = = 冷 c # ) p 1 + p 5 d 2 + + ：f p t 图2 1 4 五阶实数f i l t e r 变化至复数f i l t e r 的s 平面图 l ! i2 1 5 五阶实数f i l t e r 变化至复数f i l t e r 的幅频响应 以一阶低通为例，在频域巾加以分析。一阶低通传递函数可以表示为 如 缸。 它有一个复数极点，中心频率在w l 处，如果截此频率( 通带左边缘3 d b 衰减 的频率) 等于零，而且带通滤波器的矩形系数足够黼，则对负频处的镜像干扰有 很大的抑制，这正好可以用作为离接变频的低通滤波器。 2 4 。2 电臻拓扑结梅 由于是笈数滤波器，可以将传递函数式( 2 ，2 1 ) 筲成为 h w ( j w ) = 只( 歹w ) + j h 。( j w ) 经过运算可淡褥爨趣( 歹奶窝谚( 歹奶妻珏下： 曩2 可丽l + j 而w l w o ；鱼2 q q ( 一) 2 万而2 q 丽f = 币而a ( 2 2 2 ) ( 2 2 3 ) 1 6 畿接变频接收规射频前端蜡究 2 i i ；器2 ；f i ；+ l + j ：w q w o 2 - 2 4 当输入个复数信号x ( j w ) = 墨( 歹撺) + j 鼍( 歹w ) 蹿，滤波器输出馈譬强 y ( j w ) = x ( j w ) h ( j w ) = 鬈j w ) j y , ( j w ) ( 2 - 2 5 ) 由复数乘法w 得 w 咖翕纵一) 一高置( m ( 2 - 2 6 ) 誓( 弦) 2 再j 联弦) + - 鑫o x , ( j w ) ( 2 _ 2 7 ) 将式( 2 2 4 ) 代入，进一步换成 y ，( ，w ) 篇士i x ，( 广叻一一( ，w ) 2 q y j ( j w ) j w ，w 0 ( 2 2 8 ) y x j w ) = 【墨( 歹w ) 一y 。( j w ) + 2 q r , ( j w ) 】 j w w o 由姹可凳，输出信号由3 部分组成：一个输入分藿和两个反馈分鬃。根据电 路拓扑理论，得到一阶复数带通滤波器原理图如图2 1 6 所示。 由x ( j w ) = x ，( j w ) + ( j w ) ，y ( j w ) = y ，( j w ) + ，r ( j w ) 可将电路输入输出形 式简化为复倍号形式为： y ( j w ) = l x ( 多p ) + ( 一1 + j 2 9 ) + y ( j w ) l 4 8 2 d b m ) 时。工作在开关状态，m i x e r 增益不受v c 。的影响a 为了消除自混频产生的蠹流编移，可在混频器输出端抵消该偏移。方法是在 组装时，将射频组件的r f 输入端口( a n t e n n a 与l n a 的连接处) 接地，接收机处 于工作状态，测出此时豹m i x e r 输出端的直流电压即为由予自混频引起的直流偏 移，另一种更简单的方法是直接估计出该电压的幅度【1 2 1 。在后级的a d c 抽样时， 将抽样参考电平减低该幅度以抑制自混频产生的直流偏移。 ( 2 ) 自混频抑制m i