（电力电子与电力传动专业论文）串联混合有源电力滤波器控制技术的优化研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 a b s t r a c t t h es t a b - o f - t h e a r to fa c t i v ep o w e rf n t e r s ( 触，f s ) i sd e s c r i b e df i 喊i no r d e rt o i m p r o v et h eh a r m o n i cs u p p r e s s i o np e r f o r m a n c eo fa p f s ，an o v e lt o p 0 1 0 9 yo f s e r i e s h y b r i da c t i v ep o w e rf i l m r sw h e r eas e r i e sl ci e s o f l a n c ec i f c u ri sa d d e d , i sa n a l y z e d h t h i s t h e s i s b o t hv e r a c i t ya n dr e a l - t i m er e q n i r e m e n st ot h eh a r m o n i cd e t e c t i o nc i r c u i ta r c i m p o r t a n tf a c t o 体w h i c hm f i u e n c et h ep e r f o r m a n c eo fa p f s a ne x p o n e n t i a la v e r a g e l o wp a s sf i l t e rw i t hac a s c a d ef o r mt oe f f e c t i v e l ys o l v et h ec o n f i i c tb 咖咖t h e v e r a c i t yo fh a r m o n i cd e t e c t i o na n dr e a l 4 i m er e q u i r e m e n t si sp r o p o s e di ns i st h e s i s t h ef i n i t ew o r dl e n g t ho fd s pd e s i g na n dr e a l i z a t i o no fah i g hp e r f o r m a n c ed s p b a s e dd i g i t a ll o wp a s sf i l t e ra r ep 陀s e n t e di nd e t a i l w h e nu s i n gg r i dh a r m o n i cc u f f e n td e t e c t i o nc o n t r o ls t r a t e g y , ac o n f l i c tb e t w e e n t h ef i l t e rp e r f o r m a n c ea n dt h es y s t e ms t a b i l i t yo c c u r s t h i st h e s i sp r e s e n t san o v e l c o n t r o ls t r a t e g yt h r o u g hap r o p o a i o n mp l u sd e r i v a t i v ec o n t r o l l e rt os o l v et h i s p r o b l e m k e e p i n gt h ed c - l i n kv o l t a g eo ft h es e r i e sa c t i v ep o w e rf i l t e r a sac o n s t a n ti s r e q u i t a lt oo b t a i nh i g hf i l w rp e r f o r m a n c e as m a l l s i g n a lm o d e lo ft h ed c - l i n k v o l t a g ea n dt h ec o n 订o l l e rd e s i g na r cp r e s e n t e di nt h i st h e s i st o o t h es i m u l a t i o na n de x p e f i m e n m ! r e s u l t sv a l i d a t et h e s ep r o p o s e am e t h o d s k e yw o r d s ：s h a p f ，h a r m o n i cd e t e o t i o n ，c o n t r o ls t r a t e g y , 1 3 ( 2 一l i n kv o l t a g ec o n t r o l 浙江大学硕士学位论文 1 1 引言 第一章绪论 电力电子技术的发展促进了电力电子装置的普遍使用，目前电力电子设备的 销售额已经达到每年6 0 0 亿美元大量电力电子装置的使用在电网中注入了大量 谐波，严重威胁了电网的安全和电气设备的正常运行【l 】o 对谐波进行滤波和补偿 已成为电力电子技术、电力系统、电气自动化、理论电工等领域的重要研究课题。 为避免谐波的危害，不少国家和国际组织制定了相关标准。美国电子电气工程师 协会( i e e e ) 颁布了i e e e 5 1 9 1 9 9 2 e 2 j 标准，欧洲颁布了e n 6 1 0 0 0 3 , 4 j 标准。在我 国，原水利电力部于1 9 8 5 年颁布了电力系统谐波暂彳亍规定( s d1 2 6 - 8 4 ) 阁： 国家技术监督局于1 9 9 3 年颁布了电能质量公用电网谐波( g b t1 4 5 4 9 - 9 3 ) 吼 目前工业中广泛应用无源电力滤波器进行滤波，但是这种方法具有以下缺 点：只能滤除特定次数的谐波；可能与电网发生谐振，反而放大谐波；对电网的 频率和阻抗等参数敏感：参数随时间、参数的变化而变化；体积大等等“3 。有源 电力滤波器是一种动态抑制谐波的电力电子装置，不仅克服了以上无源电力滤波 器所存在的问题，还可以跟随系统的变化，动态的抑制谐波，使用更灵活，适用 范围更广泛。 相对于无源滤波器，有源滤波器的成本要高得多，这在很大程度上限制了有 源滤波器在工业现场的应用。有源电力滤波器中最基本的是并联型，其容量取决 于与装置连接的交流回路电压有效值与补偿电流有效值的乘积。并联型有源电力 滤波器与谐波源负载所接的交流电压相同，因此装置的容量主要由补偿电流决 定。只补偿谐波时，有源电力滤波器的补偿电流与负载电流的谐波分量大小相等 而方向相反，这种情况下，装置的容量取决于负载电流中谐波的大小。由于有源 电力滤波器的价格要远远高于无源滤波器，为降低补偿装置的成本，主要办法就 是降低有源电力滤波器的容量。目前的主要方案是将有源电力滤波器和无源滤波 器混合使用，用无源滤波器滤除谐波源中主要的谐波电流，用有源电力滤波器来 提高总体的补偿效果，这就是混合型有源电力滤波器。 传统的有源电力滤波器采用模拟控制，具有电路复杂，元件老化和温漂，成 浙江大学硕士学位论文 本高，性能低，难以实现复杂、先进的控制算法等缺点。高速d s p 的出现使采 用数字控制成为现实，数字控制能够克服模拟控制的上述缺点，实现高性能的谐 波抑制。 1 2 有源电力滤波器的发展现状 1 2 1 有源电力滤波器的应用现状 自从1 9 8 2 年世界上第一台a p f 在日本研制成功并投入应用以来，越来越多 的a p f 投入运行。在日本，目前投入运行的a p f 数目达到1 0 0 0 多台，从谐波抑 制到抑制电压闪变等功能f “舯。随着技术的发展，混合型a p f 也越来越多的投入 到实际应用当中。如日本m e i d e n s h a 公司使用3 0 0 k v a 的并联a p f 和3 0 0 k v a 的并 联p p f 组成的并联混合有源电力滤波器应用于变频调速系统的谐波补偿【7 j 。 k a w a g u c m 等人于1 9 9 6 年成功将一台串联混合有源电力滤波器( 由5 k q a 串联有 源滤波器和2 5 m v a 的无源滤波器) 安装予磁悬浮列车上用于谐波阻尼1 9 , 1 0 1 。 1 2 2 有源电力滤波器拓扑研究 国内岁卜学者对有源电力滤波器的拓扑结构作了很多的研究。文献l l l 】共介绍分 析了2 2 种拓扑。按a p f 与电网的连接方式可分为并联型a p f ，串联型a p f ，串联 混合型a p f 和并联混合型a p f 。 ( 1 ) 并联型a p f 并联型a p f 系统构成的原理如图1 1 所示，该拓扑的主电路与负载并联接入 电网，主要用来补偿可以看作电流源的谐波源，并联型a p f 产生与负载谐波电流 大小相等方向相反的补偿电流。通过适当的控制方法，该拓扑可以补偿谐波，无 功，三相不平衡电流，供电点电压的波动。但是，交流电源的基波电压直接加在变 流器上。而且补偿电流基本上由有源滤波器装置提供，故要求的滤波容量较大， 成本较高。 ( 2 ) 串联型a p f 串联型a p f 系统构成的原理如图i 2 所示，该拓扑的主电路串联在电网和负 载之间，主要用于补偿可以看作电压源的谐波源。串联型a p f 输出补偿电压，抵 2 浙垃大学硕士学位论文 消由负载产生的谐波电压，使电网侧电压波形接近正弦，同时调节负载及电网终 端的电压，它还被用于消除负序电压分量和调节三相系统的电压，另外，它还被 用于衰减因导线阻抗和无源电容谐振而产生的谐波。 ( 3 ) 并联混合型a p e 串联混合型a p f 系统构成的原理如图1 3 所示，这种拓扑主要是为了解决并 联型a p f 大容量这一缺点。基本思想是利用无源滤波器来分担一部分补偿任务。 相比l c 滤波器和纯并联a p f ，该拓扑结构简单，已实现且成本低，补偿性能好。 该拓扑又可以分为两种：一种是有源滤波器和l c 滤波器并联，一种是有源电力 滤波器和l c 滤波嚣串联。 ( 4 ) 串联混合型a p f 串联混合型a p f 系统构成的原理如图1 4 所示，该拓扑是在并联的负载和l c 滤波器与电网之间插入有源电力滤波器，主要用来补偿可以看作电流源的的谐波 源。谐波电流基本由无源l c 滤波器补偿，而有源装置的作用主要是改善无源滤 波器的性能。其原理是可以将有源电力滤波器看作一个可变的阻抗，对基波阻抗 为零，在谐波频率处呈现出高阻抗，阻止谐波电流流入电网，迫使谐波电流流入 l c 滤波器。同时，还可以抑制电网阻抗和无源滤波器组之间可能发生的谐振， 从而改善无源滤波器的性能。 图1 1 并联有源电力滤波器器 图1 3 并联混合有源电力滤波器器 簖l 厂= 兰 p ”1 有源滤波器 堕j 图l2 串联有源电力滤波器 l 乙一一一一i j 图1 4 串联混合有源电力滤波器 浙江大学硕士学位论文 1 2 3 谐波检测理论研究 谐波检测的准确与否对有源电力滤波器的谐波补偿效果起极其重要的作用。 谐波检测理论成为目前一大研究热点。以下是目前采用的几种谐波检测方法。 ( 1 ) 基于模拟带通滤波器的检测方法 这种检测方法利用模拟带通滤波器检测电网的谐波电流，原理简单，但是由 于模拟元件的固有特性而具有以下缺点：当电网频率波动时，谐波检测效果会大 为下降，另外谐波检测效果对模拟滤波器的参数十分敏感，元件的老化，温漂等 因素都会影响谐波检测的效果。 ( 2 ) 基于快速傅立叶变换( f f t ) 的频域检测方法 这种谐波检测方法的原理为将检测到的一个周期的谐波信号用f f t 分解，得 到各次谐波，然后滤除相应的谐波分量，最后再经过一次i f f t ( 反快速傅立叶 变换) 得到所检测的波形。这种方法由于需要一个周期的采样数据，所以具有较 大的时延，实时性差：同时这种方法需要进行两次f f t 运算，运算量大，检测速 度较慢。 ( 3 ) 基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法1 2 】 三相电路瞬时无功功率理论首先于1 9 8 3 年由a k a g ih 提出，此后该理论经 不断研究得到完善。以该理论为基础，可以得到用于有源电力滤波器的谐波电流 的实时检测方法p q 法和d q 法。 “ k 图1 5p 、q 检测法原理框图 图1 5 为p 、q 检测法原理图。该方法根据瞬时无功理论的定义计算出瞬时 功率p 、q ，经低通滤波器得到其中的直流分量多、蚕。在电网电压波形无畸变 时，j 为基波有功电流与电压作用所产生的基波有功功率，而i 则由基波无功电 4 新江大学硕士学位论文 流与电压所作用形成的基波无功功率，因此可以由五、；经过反变换检测出电源 电流中的基波分量0 、0 、白 阱，1 * 吖阴 m 。， = 店 1 一一i 2 o 巫 2 = 眨乏) m s ， 另外q s = c 3 2 t ag q = 砉c p 。该方法除了可以检测谐波电流，还可以 检测基波无功电流和基波有功电流。在式( 卜1 ) 中令；= o ，可得到基波有功电 流；令多= o ，则可以得到基波无功电流。因此在图1 6 中，如果断开q 通道，则 可以得到谐波电流和基波无功电流。 对于三相三线制电路，当电网电压波形畸变时，p 、q 检测法的结果都有误 差【l l ；1 为了解决这种检测误差，出现了d 、q 检测法。 图l | 6d q 检测法的原理图 图l6 为d q 检测法原理图。其中变换炬阵c 如式( 1 - 4 ) 所示： l b h o )2 1( 、， 。一：压： 一 一 浙江大学硕士学位论文 c = ( s i n ( 。o t ) ) - c os ( ( c o t ) ) ) (1-4c0 s ( c o t 8 i nt ) l - ) - ( ) ， d q 法检测电流的基波正序分量i 。i 。i 。，从电流i 。、i 、i 。中减去电流 基波正序分量得到谐波电流和基波电流负序分量之和k 、i 。i “。该方法只用 到与电网电压同相位的正余弦信号，畸变电压的谐波成分在运算过程中不出现， 因而检测结果不受变压畸变的影响，克服了p 、q 法受电压波形影响的不足。d q 法只要对变换矩阵c 作简单的修改就可以推广到检测基波电流负序分量和检测 任意次谐波( 3 的倍数次谐波除外) 电流。利用这些谐波检测的组合可以检测出 任意次谐波( 3 的倍数次谐波除外) 电流的组合。 ( 4 ) 其他谐波检测方法 1 3 - 1 5 】 除此以外，还有其他的一些谐波检测方法，如采用空间矢量检测方法、基于 神经网络谐波检测方法、基于数学形态学的谐波检测方法、基于自适应滤波器的 谐波检测方法等等；这些方法都具有运算量大、计算复杂等缺点。随着数字信号 处理器的快速发展，这些谐波检测方法走向实用化。 1 2 4 有源电力滤波器的控制策略1 1 1 不同类型的有源电力滤波器的控制方式各不相同，其中并联型有源电力滤波 器的控制方式包括以下三种：检测负载电流控制方式，检测电网电流控制方式， 复合控制方式；串联型有源电力滤波器的控制方式也包括三种，分别是：检测电 网电流控制方式，检测负载电压控制方式，复会控制方式。由于本文只研究串联 型有源电力滤波器，因此这里仅仅介绍串联型有源电力滤波器的三种控制方式。 1 检测电网电流控制方式 图1 7 串联型有源电力滤波器单相等效电路图 6 浙江丈学硕士学位论文 串联型有源电力滤波器作为受控电压源工作 电压为 虬= 七 当有源电力滤波器产生的补偿 ( 1 5 ) 由此可求出电网谐波电流为： i ：! i 二! f !(1-in-一 6 ) 矿百乏再 。 若满足素1 p 靠，则可使缸z o ，这种控制方式称为检测电网电流控制方式 这种控制方式的谐波补偿效果与k 值有关，k 值不够大时，补偿效果不好；当k 值过大时会引起系统的振荡。 2 检测负载电压控制方式 当有源电力滤波器产生的补偿电压为： u c = 一“n ( 1 - 7 ) 由此可求出电网谐波电流为： & 2 彘 a 罐 当电网电压无畸变时，= o ，这种控制方式称为检测负载电压控制方式。 这种控制方式只要使有源电力滤波器产生的补偿电压与负载谐波电压大小相等、 方向相反，就能获得理想的补偿性能。 3 复合控制方式 当有源电力滤波器产生的补偿电压为： 虬= 七一 ( 1 - 9 ) 由此可求得电网谐波电流为： 。2 赤( 1 - 1 0 ) 若满足_ j l p “，无论电网电压是否畸变，均可使0a 0 ，于是电网电流不含 谐波分壁，从而达到谐波补偿的目的。这种控制方式称为复合控制方式，这种方 式既有检测电网谐波电流控制方式的优点。又克服了检测负载谐波电压控制方式 浙江大学硕士学位论文 的不足。 1 3 本文主要研究内容 本文主要研究了新型s h a p f 的相关技术。在完成本文的过程中完成了一台 1 0 k v a 实验样机的调试，完成了8 h a p f 有源部分1 5 k v a 电压型p w m 变流 器设计和调试，该变流器可以用于补偿5 0 k v a 韵谐波负载的s h a p f 中。 本文的主要研究内容和成果包括以下几个方面： l 对新型s h a p f 的特性进行了详细的分析。 2 研究了谐波检测环节，并对该环节进行了优化设计。首先建立了锁相环 的模型，并对参数进行了优化；采用了指数平均滤波器级联来构成滤波 器的新型方法，解决了d s p 有限字长和滤波性能之间的矛盾，可以有效 的减小谐波检测延时。 3 针对采用检测电网谐波电流的控制方式时滤波性能和系统稳定性之间存 在矛盾，提出了种新型控制方法，理论分析、仿真和实验均表明该新 型控制方法在以下几个方面改善了s h a p f 系统的性能：提高了系统稳定 性和谐波补偿性能、能更好的阻尼电网阻抗和并联无源滤波器之间的谐 振。 4 针对文献【3 ”。7 1 等建立直流侧电压控制模型时忽略了开关器件损耗而导致 模型的不准确，本文考虑损耗，建立了更为精确的直流侧电压控制模型， 在此基础上设计了控制器参数，并进行了仿真和实验验证。 5 设计并调试了一台1 5 k v a 的有源装置( 电压源型p w m 交流器) 。包括 参数选择、三维结构设计、散热器设计、驱动保护电路设计、辅助电源 设计。 浙江大学硕士学位论文 第二章s h a p f 及其改进拓扑的特性分析 本章首先介绍了串联混合有源电力滤波器的系统结构及工作原理，接着介绍 一种改进型拓扑并分析了该拓扑的工作原理和滤波特性。理论分析和实验均指出 该改进拓扑能够有效提高s h a p f 的滤波性能。 2 1s h a p f 的工作原理f 1 6 1 8 1 图2 1s h a p f 主电路结构图 图2 1 所示为s h a p f 的主电路结构图，无源滤波器与非线性负载并联，有 源滤波器通过耦合变压器串联在电网与负载之间。其中无源滤波器由5 次、7 次、 l1 次谐波陷波器和高通滤波器组成。图中l f 和c f 组成开关纹波滤波器。 ( a ) s h a p f 单相等效电路图 ( b ) 谐波等效电路 ( c ) 基波等效电路 图2 2s h a p f 单相等效电路 9 浙江大学硕士学位论文 如图2 2 所示为s h a p f 的等效电路，其中u c 是有源滤波器输出的补偿电压， 根据s h a p f 的补偿原理得到： “。= 女 ( 2 - 1 ) 从图2 2 ( c ) 可知，a p f 对基波电流无影响，因此以下仅考虑s h a p f 对谐 波的作用。由图2 2 ( b ) 及式( 2 1 ) 可得电网谐波电流为： 么= i 惫万”i 意万 c 2 一z ， 只要上式中的k 满足式( 2 3 ) 即可使电网谐波电流* 0 。 | i l 瓦+ z 自i ( 2 3 ) 2 2 改进型s h a p f 的系统结构h 研 图2 3 所示为新型s h a p f 的主电路结构图，与传统s h a p f 不同的是在有源 滤波器的输出端和耦合变压器之间插入基波l c 串联谐振电路( 图中虚线框中电 路) 。 图2 3 新型s h a p f 主电路结构图 2 3 新型s h a p f 的工作原理l ，j 与传统s h a p f 的工作原理一样，控制电路检测出电源电流i 。中的谐波分量 i s h ，将谐波电流乘以一个系数k 得到指令信号，控制电压源p w m 变流器使其 输出电压为u c 。 图2 4 所示为新型s h a p f 单相等效电路图，其中u c 是有源滤波器输出的补 1 0 浙江大学硕士学位论文 偿电压，z l 为折算到电网侧的基波l c 串联谐振电路的阻抗，z t f 是耦合变压器 的基波阻抗，z f 是并联无源滤波器，非线性负载等效为电流源。新型s h a p f 在 谐波频率处的单相等效电路图如图2 4 ( b ) 所示，分析该图可得电网电流的谐波 分量主要由两部分组成：一部分由负载谐波电流引起；另一部份由电网谐波电压 引起。 根据图2 4 ( b ) 可得电网谐波电流为： 。瓦惫：可么+ 瓦嚣 q 舢 其中z = z ，。+ 老，z 1 ，为基波谐振电路折算至电网侧的m 次谐波阻抗： 瓦邓+ 觚厶+ 索肺 ( 2 5 ) ：僻+ ，竺至厶) ，”： 式中r 为基波l c 串联谐振电路中的电阻，l l 和c 1 分别是电感和电容，us 为基波角频率，n 为耦合变压器的变比。 由( 2 4 ) 式可知有源电力滤波器( a p f ) 所引入的等效阻抗z ，既减小了谐 波电流在电网侧所引起的谐波电流，又减小了电网谐波电压在电网侧所引起的谐 波电流。只要该等效阻抗满足： l z l i 乙+ 乙i ( 2 6 ) 即可得到= 0 ，电网电流中不含谐波分量。 由( 2 5 ) 式可知只要m 1 ，即在谐波频率处，基波l c 串联谐振电路等效 为一个电阻和一个电感的串联。等效阻抗z 的模值一定比k 大，而且随频率的 增加而增加。显然，加入基波l c 串联谐振电路后的新型s h a p f 更容易满足( 2 6 ) 式，尤其是在高次谐波频率处。因此，在达到相同的滤波性能的要求下所需要的 k 越小，即降低有源滤波器的容量。 在基波频率处，新型s h a p f 单相等效电路图如图2 4 ( c ) 所示，在设计耦 合变压器和基波l c 串联谐振电路时应注意到要使z t f 和z l f 在基波频率处都很 小，这样电压源p w m 变流器与基波l c 串联谐振电路对基波成分几乎没有影响， 否则会影响负载电压并增大耦合变压器的容量。 浙扛大学硕士学位论文 新型s h a p f 具有以下特点： 1 其工作原理和传统的s h a p f 一样，其功能相当于一个谐波隔离器。既 迫使负载电流中的谐波分量流入并联无源滤波器，改善滤波性能；又 可以阻尼电网阻抗与并联无源滤波器之间的谐振。 2 。增加了调谐在基波频率的l c 串联谐振电路，由于该电路在基波频率处 所呈现的低阻抗而对基波分量几乎无影响，对谐波分量则等效为电感， 相当于增大了电网阻抗，可以有效的提高滤波特性，降低有源滤波器 的容量。 3 ，在设计l c 串联谐振电路时应使其基波阻抗尽量低。 ( a ) 单相等效电路 ( b ) 谐波等效电路 ( c ) 基波等效电路 图2 4 新型s h a p f 单相等效电路图 2 4 新型s h a p f 的滤波特性 本小节通过和传统的s h a p f 的滤波特性进行比较来分析新型s h a p f 的滤波 特性。将( 2 - 4 ) 式重写如下： 舶) = 琢再象景丽l 琢再纂导丽q 聊 将j = _ ，2 石代入( 2 7 ) 式，可以得到新型s h a p f 的滤波特性。下面分 别分析传统无源滤波器( p p l ) 、无源滤波器和l c 串联谐振电路( p p l + l c ) 、传 浙江大学硕士学位论文 统s a p f 、新型s h a p f 的滤波特性，并作比较它们滤波性能的优劣。( 2 7 ) 式不 仅仅为新型s h a p f 的滤波特性，其他三种情况的滤波特性都可以从( 2 7 ) 式中 导出。 在( 2 7 ) 式中，当z 1 0 ) 十k = 0 时，得到传统无源滤波器( p p l ) 的滤波特 性；当k = 0 时，得到无源滤波器和l c 串联谐振电路( p p l + l c ) 的滤波特性； 当z l o ) = 0 时，得到传统s h a p f 的滤波特性。 本小节将从两个方面比较这四种情况的滤波特性：方面是对负载谐波电流 的滤波效果；另一方面是对电网谐波电压的滤波效果。在( 2 - 7 ) 式中令l 0 ( s ) = 0 即可得到滤波器对负载谐波电流的滤波效果，如( 2 - 8 ) 式所示：令屯( j ) = o 即 可得到滤波器对电网谐波电压的滤波效果，如( 2 - 9 ) 所示。 o r ( o _ 一 g 越o 0 3 ( 0 _l o 崔旬 嚣= 丽老粘丽 沼s ， t ( s ) z 曲( s ) + z 肋( s ) + z l ( s ) 十足 。 娑：_ _ = j _ ( 2 - 9 ) u , h ( j ) z 曲( s ) + z 缔( s ) + z 1 ( s ) + k 0 1 ( o _ 一 0 0 0 3 ( 0 _ 0 4 ( 0 ，： 詈 蠹一2 叫， r 一f f礤 f = 4 粕 ( a ) l s = o 5 时各种滤波器的滤波特性 ( b ) l s = 4 4 时各种滤波器的滤波特性 g i ( 0 ：p p l g 2 ( 0 ：p p l + l c1 3 3 ( 0 ：传统s h a p fg 4 ( f ) ：新型s h a p f 图2 5 对负载谐波电流的滤波特性 如图2 5 所示为负载谐波电流的滤波特性，从图中的g l ( d 和g 2 ( f ) 可 以看出，当有源滤波器不工作时，电网阻抗( 包括基波l c 串联谐振电路) 与并 联无源滤波器在某些频率下发生谐振，将该频率处的负载电流分量放大，无法实 现既定的滤波效果，甚至可能对滤波装置造成伤害。而且当电网阻抗变化时，仅 仅投入无源滤波器时对某些谐波分量的放大程度也不同。从图中的g 3 ( f ) 和 浙江大学硕士学位论文 g 4 ( f ) 可以看出，当投入有源滤波器后，可以有效地阻尼电网阻抗( 包括基波 l c 串联谐振电路) 与并联无源滤波器发生的谐振，避免对负载谐波电流中的某 些频率分量进行放大。比较g 3 ( f ) 和g 4 ( f ) 可以看出，新型s h a p f 具有比 传统s h a p f 优越的对负载谐波电流滤波特性，尤其在频率较高处。 m i 御 - 一 m 舳) m 3 ( o m 稚) m l ( o m 箕o m 箕o m 崔o 謦。瓣! 二爿膝 ( a ) l 。= o 5 时各种滤波嚣的滤波特性( b ) l ，= 4 4 时各种滤波器的滤波特性 m l ( s ) ：p p lm 2 ( s ) ：p p l + l cm 3 ( s ) ：传统s h a p f m 4 ( s ) ：新型s h a p f 图2 6 对电网谐波电压的滤波特性 如图2 6 所示为各种滤波器对电网谐波电压的谐波特性，从图中的m 1 ( s ) 和m 2 ( s ) 可以看出，当不投入有源滤波器时，电网阻抗( 包括基波l c 串联谐 振电路) 与并联无源滤波器在某些频率下发生谐振，将该频率处的电网电压分量 放大。从图中的m 3 ( s ) 和m 4 ( s ) 可以明显的看出，当投入有源滤波器后，可 以有效地阻尼电网阻抗( 包括基波l c 串联谐振电路) 与并联无源滤波器发生的 谐振，避免对负载电网电压中的某些频率分量进行放大，滤波效果显著提高。从 图中也可以清楚地看出，新型s h a p f 比传统s h a p f 具有更好的对电网谐波电 压的滤波性能，尤其在频率较高处。 综合以上的几种滤波器对负载谐波电流和电网谐波电压的滤波特性的比较。 可以看出新型s 哪不仅仅可以阻尼电网阻抗和并联无源滤波器之间的谐振， 还可以得到比传统s h a p f 更好的滤波性能，尤其在频率较高处。 2 5 仿真与实验结果 利用m a t l a b 软件对系统进行仿真，仿真参数如下：无源滤波器和l c 基 波串联谐振电路参数如表2 1 所示。非线性负载为三相二极管不控整流电感电阻 1 4 浙江大学硕士学位论文 负载，电感l 为5 5 m h ，负载电阻为3 0 0 ，负载平均电压为5 2 0 伏，负载功率 为9 k v a ，谐波电流的t h i ) = 2 5 7 4 。变流器开关纹波滤波器为l r c 低通滤波器， 电感为i 7 8 m h ，电容为9 4 u f ，电阻为1 0 0 。图2 7 至图2 1 0 所示为新型和传 统s i i a p f 补偿效果和电流谐波含量图。由各仿真图可知，在相同的负载谐波容量 下，新型s h a p f 比传统s h a p f 的滤波性能更出色。经过新型s h a p f 的滤波后， 电网电流的n d = l 。2 9 ，而经过传统s h a p f 的滤波电网电流的t h d = 2 4 4 。 从谐波含量图也可以看出，传统s h a p f 滤波后存在较多的高频分量。这些结果 都说明了新型s h a p f 的滤波性能更好，尤其在高频处。 表2 1 无源滤波器及串联谐振电路参数表 5 次7 次1 1 次高通基波谐振电路 电容量( u f ) 4 72 271 09 4 电感量( m h ) 8 6 39 4 11 261 0 7 9 等效电阻( q ) 0 3 40 3 7 5 0 3 2 01 6 9 图2 7 新型s h a p f 谐波补偿效果仿真图 浙征大学硕士学位论文 f u 一却 m 甜西m 恸： 8 w t h i ) = 笛7 乍 幅_ i 直( 加 1 l0 加 髓 f u m a m e r d a i 石0 h 西= 1 9 t h d = 2 9 止舢 1 1 ( a ) 负载电流谐波含量( b ) 电网电流谐波含量 图2 8 新型s h a p f 补偿后电流的谐波含量 ：! ： ：! ! ； ： 嗡q 二晒二：蕊二 图2 9 传统s h a p f 谐波补偿效果图 f l i f l 由嘴m 甜凹h 2 j ：1 8 鸵，t _ 0 = 2 5 8 8 c a ) 负载电流谐波含量( b ) 电网电流谐波含量 图2 1 0 传统s h a p f 补偿后电流的谐波含量 浙江大学硕士学位论文 为验证本文所介绍的新型s h a p f 具有良好的滤波性能。实验系统如图2 3 所示，其中无源滤波器组和l c 基波串联谐振电路的参数见表2 1 所示。非线性 负载为三相二极管不控整流电感电阻负载，电感l 为5 5 m h ，负载电阻为3 0o ， 负载平均电压为5 2 0 伏，负载功率为9 k v a ，谐波电流的t i i d = 2 9 1 。变流器开关 纹波滤波器为l r c 低通滤波器，电感为1 7 8 m h ，电容为4 7 u f ，电阻为1 0o 。 利用w a v e s t a r 软件可以分析波形的t h d 及谐波含量，经分析，经过新型s h a p f 滤波后，电网电流的t h d = 2 8 。如图2 1 1 所示为新型s h a p f 的滤波效果图， 滤波后电网电流的谐波含量如图所示2 1 2 。图2 1 3 为负载切换时的实验波形。 由图可见进行负载切换时，系统的暂态时间小于一个周期( 2 0 m s ) ，新型s h a p f 的动态性能良好。 1o 2 0 v 格 1 l 1 0 a 格 时阃( s i ，格) ( a ) 额定负载 l l l o ，格 时间s 格) ( b ) 半功率负载 图2 1 1 新型s h a p f 的滤波效果图 h a f m o n i cr i d sv a l u e - i - l - _ 一- - iii i i 1 h 1 1 i - - - i i i i i i - h 一i l l l i 谐渡次散 图2 1 2 电网电流谐波含量图( t h d 一2 8 ) v v v v v v v v v 删l|i|删洲：l m 删 僦n 筠 铝 翩 雅 ； 圳 4 d 5 5 d 1 b 5 2 住 住 亿 ：； ” 抽 o 浙扛大学硕士学位论文 1 - u 格 l l 1 0 “格 图2 1 3 新型s h a p f 负载切换波形图 如图2 1 4 所示为传统s i - i a p f 滤波后的电网电流谐波含量图，经w a v e $ t a r 软 件分析可得滤波后电网电流的t h d = 5 5 ，如图2 1 5 所示。由实验结果可知， 与新型s h a p f 相比，传统s n a p f 滤波后存在较多的高频分量，其t h d 也比新 型s h a p f 更大。 。魄0 、八书z ： 1 l 1 0 a j 碚 杷僵 2 5 1 2 m v 2 1 9 9 9 m v 1 8 ，8 5 6 m v 1 5 7 14 m v 1 2 5 7 1 m v 9 4 2 8 2 m ， 6 2 8 5 5 m v 3 1 2 7 m v o 0 0 0 0 v t 撬，、，、n ，n ： 时晦s m s t 瞎)时阚( 5 格) ( a ) 额定负载 ( b ) 半功率负载 图2 1 4 传统s h a p f 的滤波效果图 h a r m o n l cr sv a l u e 一 i- i |i _ _- 一_ ii _ i l li i i- i -i l ：iii i ii _ i _ h 一i - - i i i 谐波淡数 图2 1 5 电网电流谐波含量圈( t h d = 5 5 ) 浙江大学硕士学位论文 2 6 小结 本章介绍了改进型s h a p f 的系统结构图，对其工作原理和滤波特性和有源 装置的容量作了详尽的分析，并和传统s h a p f 进行比较，得出了新型s h a p f 相比传统s h a p f 具有更好的滤波特性，仿真和实验也证明了理论分析的正确性。 浙江大学硕士学位论文 第三章基于d s p 的谐波检测方案优化设计 谐波检测的准确性和实时性是影响有源电力滤波器滤波性能的重要因素。影 响谐波检测的准确性和实时性很多，包括锁相环( p l l ) 的精度与速度，数字低 通滤波器( l p f ) 的滤波性能等。本章首先介绍了基于同步旋转坐标( s y n c h r o n o u s r e f e r e n c ef r a m e , 简称s r f ) 变换的谐波检测方法。接着介绍了提高锁相环的精 度和速度的措施及其对谐波检测的准确性影响。d s p 有限字长效应在很大程度上 影响了数字低通滤波器的滤波性能和增加了其实现的难度 2 s 。2 7 1 。本章提出了一 种高性能的谐波检测数字低通滤波器，既解决了数字滤波器的实现与d s p 有限 字长之间的矛盾，又实现了谐波的准确性和实时性。 3 1 基于同步旋转坐标变换的谐波检测方法凹2 1 j 本文采用基于同步旋转坐标变换的谐波检测方法，其原理如图3 1 所示。由 于本文所研究的新型s h a p f 系统为三相三线制，无零序电流分量，因此a d 采 样得到的线电流i 胁i l b 、i l c 无需经过零序分离就直接进行d q 变换，将所得到的 i d 、i q 进行低通滤波，再进行d q 反交换，得到线电流的基波正序分量i 小i 价i c f ， 从线电流i 工丑、“、i k 中减去基波正序分量j a f i 阶b 得到基波负序分量和谐波 分量之和、i b h 、。 图3 1 谐波检测原理图 图3 1 中d q 变换矩阵r 及其反变换矩阵r 一1 的关系如( 3 一1 ) 式所示。 浙江大学硕士学位论文 r 一卜店 s i n 耐s i n ( r a t 一习2 7 rs i n ( c o t + 马 j j 一研( 研一争一( 耐等) ( 3 1 ) 同步旋转坐标变换将a b e 坐标系中的第n 次正序分量变换到同步旋转坐标系 后，在d 、q 轴上的分量为角频率为( n - 1 ) 脚的正弦量；而负序分量转换为d 、q 轴上的+ 1 ) 脚正弦量。因此，经过同步旋转坐标变换以后，d 、q 分量中只有 基波正序分量成为直流量，因此可以通过低通滤波器将其分离出来。 3 2 锁相环的优化设计 在本文中a p f 的控制周期与电流的采样周期相同。采样频率的选择要考虑 以下几方面： 1 根据奈奎斯特采样定理，采样频率至少大于所要处理信号的最大频率f 的两倍，否则会引起频谱的混叠。采样频率乓越大，本文所研究的新型s h a p f 所能够补偿的谐波次数就越高。 2 对于数字控制而言，其本身所固有的控制延时。与d s p 的程序运行时间， a i d 转换时间相比，采样周期占控制延时的主要部分。由第二章中对新型s h a p f 工作原理的分析，在理想情况下，有源装置相当于在电网和负载之间串入一个电 阻，然而当系统存在延时时，其等效阻抗为： = p 一擒 ( 3 2 ) 其中： 色= 2 n 玎f 乃 ( 3 3 ) r d 为延时，n 为谐波次数，从( 3 - 2 ) 式和( 3 3 ) 式可以看出，该阻抗呈容 性，并且当延时一定时，其滞后相位随着谐波次数成正比。由于电网阻抗和负载 阻抗均呈感性，由对s h a p f 滤波特性的分析可知，当系统存在延时时，滤波器 的滤波性能降低，其降低的幅度随着延时的增大而增大。基于这个原因，为减小 延时，应尽量提高采样频率。 3 由于i p m ( 智能功率模块) 的开关损耗与开关频率成正比，因此，要降 斯江大学硕士学位论文 低i p m 的开关损耗，应该减小开关频率，即减小采样频率。 综合以上几个方面的考虑，本文的采样频率取1 9 2 k h z 。 从3 1 节的介绍可知，p l l 的准确性和快速性对谐波检测的性能产生重大的 影响，下文将介绍锁相环的优化设计，如图3 2 所示为锁相环系统的框图。分别 由鉴相器( p d ) ，低通滤波器( l p f ) ，压控振荡器( v c o ) 和模n 计数器( m o d e nc o u n t e r ) 组成。 图3 2 锁相环系统图 根据鉴相器的不同，可以将锁相环分成i 型和i i 型两种类型。当鉴相器采用 异或门来实现时，锁相环为典型的i 型系统。对于i 型锁相环，由控制理论可知， 当输入电压的频率发生阶跃变化，那么该锁相环中鉴相器的两个输入将存在相位 稳态误差。因此，在利用i 型锁相环时，除了需要在各参数与稳态相位误差之间 折衷外，还要注意其有限的捕获范围，本文对i 型锁相环不作详细的介绍，可以 参考文献 2 2 2 3 1 。 下文将详细的介绍i i 型锁相环的实现、建模和参数的优化设计，以实现锁相 的准确性和快速性。如图3 , 3 所示为i i 型锁相环鉴相器电路及其波形。 v d d ( a ) 鉴相器电路 厂 厂一 一ji _ j v s 厂厂 q a 厂8 q b 0厂 v o i 厂厂l r 一 ( h ) 备占漓形 图3 3 鉴相器电路及其波形 浙江大学硕士学位论文 如图3 3 可知，鉴相器电路通过q a 和q b 来控制开关s 1 和s 2 ，输出点的电 压v o 眦。两个锁存器分别响应c k 和r e s e t 的上升沿，当v a 相位超前v b 时，q a 比( b 先变为高电平，此时，s l 开通而s 2 关断，输出点电压被拉到v d d 当q 和哂均变为高电平后，此时，s l 和s 2 均开通，输出电压v o u t 为p 知2 ；经过 门电路和锁存器的延时后，q a 和q b 同时变为低电平，s l 和s 2 均关断，输出电 压v o u t 保持不变。当v b 相位超前v a 时，q 比q b 先变为高电平，s 2 开通而s l 关断，输出电压被拉到0 伏，当q a 和q b 均变为高电平后，此时，s l 和s 2 均开 通，输出电压v o u t 为2 ；经过门电路和锁存器电路的延时后，q a 和q b 同 时变为低电平，s l 和s 2 均关断，输出电压v o u t 保持不变。综上所述，当v a 的 相位超前v b 时，输出电压持续上升，而当v 的相位滞后v 0 时，输出电压持续 下降，当v a 和v b 相位相同时，输出电压保持不变，也就是说，该电路的“增 益”为无穷大。 利用图3 3 所示的鉴相器构成的i i 型锁相环系统能够检测相位差和频率差， 只要中i n 和中o u t 之差不为零，就会导致输出电压的持续变化，直到中i n 和o o u t 一样，输出电压不变，环路锁定，这点和i 型锁相环的区别较大。 为定量分析i i 型锁相环特性，需要建立该锁相环系统的线性模型。首先建立 锁相环的各个环节的线性模型，然后再建立系统整体的线性模型。 首先考虑鉴相器电路。由图2 2 可知，鉴相器相当于一个逆变器的一个桥臂。 因此容易建立鉴相器的平均化模型。由图易得： v o 户些( 3 - 4 ) 7 t - 式中：为鉴相器输入相位差，p 乙为鉴相器输出电压在一个周期的平均值。 压控振荡器的输入电压与输出振荡频率之间的关系如图3 4 所示。由图可得： = c 0