（电路与系统专业论文）基于lcc谐振倍压变换器的mpm高压电源技术研究.pdfVIP

中文摘要微波功率模块( m i c r o w a v ep o w e rm o d u l e ，m p m ) 作为一种全新的功率器件，把真空电子器件和固态器件有机的结合在一起，具有功率密度比固态器件高、效率比真空电子器件高，相位噪声低、体积小、重量轻的优点。为有源相控阵系统的发展提供了优良的阵元。本文主要针对微波功率模块( m p m ) 中高密度集成电源系统( e p c ) 的需要，选择了一种软开关变换器( 串并联谐振倍压变换器) 的技术方案。经研究表明，该方案电路简单、效率高、控制特性好，很好地适应了m p m 电源高电压、高密度、高效率的要求。文中通过对串并联谐振倍压变换器的稳态工作过程分析，掌握了变换器的运行规律，得出丌关管实现软丌关的条件，分析了电路存在的三种模态及转化条件。通过建立该电路的基波等效模型分析了变换器的控制特性、负载特性和输出特性，为制订控制策略奠定了基础。通过效率分析，提出一种简单直观的参数优化设计方法。通过比较分析，阐述了并联谐振倍压变换器与串并联谐振倍压变换器的优缺点及适用场合。最后并以一个2 5 0 0 v 1 0 0 m a 的原理实验样机对本文所推出的结论进行实验验证。关键词：d c d c 变换器：谐振；倍压整流；等效基波模型；优化设计第1 贝a b s t r a c tb e i n gt h el a t e s tp o w e rd e v i c e ，t h em p mi n t e g r a t et h ev a c u u me l e c t r o nd e v i c e sw i t ht h es o l i ds t a t ed e v i c e so r g a n i c a l l y i ti sas u p e rc o m p o n e n tc o m p o s e do fav a c u u mp o w e rb o o s t e r( v p b ) ，1 1 1 et h em p mi ss i g n i f i c a n t l ys m a l l e r ，l i g h t e rm o r ee f f i c i e n t ，a n dh a sag r e a t e rs i g n a l - t o n o i s er a t i o f o rt h ed e m a n do fe l e c t r o n i cp o w e rc o n d i t i o n e r ( e p c ) i nt h em i c r o w a v ep o w e rm o d u l e( m p m ) as o r to fs e r i e s - p a r a l l e lr e s o n a n td u a lv o l t a g ec o n v e r t e rw h i c hi sas o f t s w i t c hc o n v e r t e rh a sb e e ns e l e c t e dt oo u t s p r e a dr e a e a r c ha n dd e s i g nw o r ki nt h i sp a p e r t h es c h e m et h a th a v es o m eg o o dc h a r a c t e r i s t i c s ，s u c ha sh i g h e f f i c i e n c y ，g o o dc o n t r o l l i n g c h a r a c t e r i s t i c ，c a nc o m m e n d a b l yf u l f i lt h er e m a n do fh i 【g hv o l t a g e ，h i g hd e n s i t ya n dh i g he f f i c i e n c yo ft h em p mp o w e rs u p p l y t h eo p e r a t i n gt h e o r yo fs e r i e s p a r a l l e lr e s o n a n td u a lv o l t a g ec o n v e r t e ri sa n a l y s e di nd e t a i l i th a sb e e nd i s c u s s e dt h ed i f f e r e n tk i n d so fm o d a l i t yo ft h ec o n v e r t e rw i t ht h ec h a n g i n go fl o a da n ds w i t c h i n gf r e q u e n c y a n dt h eo c c a s i o na b o u tt h r e em o d a l i t i e si sg i v e n ，t h ec o n d i t i o no fr e a l i z e i n gs o f t s w i t c h i n gi sg i v e nb yt h eo p e r a t i n gr u l e t h er e l a t i v ea d v a n t a g e so ft h ea m p h i c o n v e r t e ra r eg i v e nf r o ms e v e r a la s p e c t s ，l i k ei n p u tc h a r a c t e r i s t i c ，o u t p u tc h a r a c t e r i s t i ca n dl o a dc h a r a c t e r i s t i c as o r to ft h ep a r a m e t e rd e s i g nm e t h o dt h a tm a k e su s eo fn o r m a l i z a t i o nm e a n si sg i v e no nt h eb a s i so ft h ea n a l y s i so fe f f i c i e n c y a5 0 0 0 v 6 0 m ap r o t o t y p ec o n v e r t e ri sb u i l ti nt h e l a bt ov e r i f yt h ee f f e c t i v e n e s so f t h ep r o p o s e dc o n v e r t e r k e y w o r d s ：d c d cc o n v e r t e r ；r e s o n a n t ；d u a lv o l t a g er e c t i f y i n g ；l o a dm o d e l ；o p t i m i z a t i o nd e s i g n第1 i 贝信息1 拌人学硕十学何论文表目录表1 图6 中等效电源n 与导通器件和谐振电流的关系8表2 图7 中等效电源以与导通器件和谐振电流的关系8表3 丌关频率低于谐振频率3 8表4 丌关频率高于谐振频率3 8表5 开关频率低于谐振频率情况，3 9表5 开关频率高于谐振频率情况3 9第v 页信息i 科人宁硕十学伸论文图目录图1 微波功率模块( m p m ) 结构1图2 电源系统与行波管连接图4图3e p c 系统设计要求框图4图4 半桥式l c c 谐振倍压变换器拓扑图6图5 六种谐振工作状态8图6 等效电路图8图7 等效电路图8图8 工作模态波形图1 0图9 工作时序图1 2图1 0 电路仿真波形图1 2图1 1 串并联谐振倍压变换器三种模式的仿真波形1 3图1 2 串并联谐振倍压变换器电路图1 4图1 3 串并联谐振倍压变换器网络图1 4图1 4 开关网络1 4图1 5 电流和电压波形图1 4图1 6k 。与传导角口的关系曲线图1 6图1 7 与传导角0 的关系曲线图1 6图1 8 变压器初级电压和电流基波波形1 7图1 9 变压器和容性阻抗的r - c 等效电路1 7图2 0r c 电路模型电流电压向量示意图1 7图2 1 串并联谐振倍压变换器的交流等效图1 8图2 2 曲线对比图1 9图2 3 串并联谐振倍压变换器电压传输特性2 0图2 4 变换器负载特性图2 l图2 5 ，一m 的仿真曲线图2 2图2 6a m 关系曲线图2 6图2 7 谐振变换器的仿真电路图2 7图2 8 丌关管的电压波形2 7图2 9 输出电压波形图2 7图3 0 谐振电感电流波形图2 8图3 l 高压变压器初级电压波形2 8图3 2 谐振电感电流，变压器初级电流2 8图3 3 工作点2 的仿真波形图和变压器初级电压波形2 8图3 4 工作点3 的仿真波形图2 8第v i 页信息i 。拌人学硕十学仲论文图3 5 工作点a 的仿真波形图2 8图3 6 工作点b 的仿真波形图2 9图3 7 工作点c 的仿真波形图2 9图3 8 半桥式串联谐振倍压变换器3 l图3 9 串联谐振倍压变换器的等效电路图3 l图4 0 串联谐振变换器的电压传输特性3 2图4 1 串联谐振变换器的负载特性3 2图4 2 串联谐振倍压变换器的电流输出特性3 3图4 3 半桥式串联谐振倍压变换器电路图3 4图4 4 并联谐振倍压变换器的等效电路图3 4图4 5 并联谐振倍压变换器的电压传输特性3 5图4 6 串并联谐振倍压变换器的电压传输特性3 5图4 7 并联谐振倍压变换器的负载特性图3 6图4 8 串并联谐振倍压图变换器的负载特性图3 6图4 9 串并联谐振倍压在a 很大时电压传输特性图3 6图5 0 两种变换器的电流输出特性图3 7图5 1 变换器的电流输入特性3 8图5 2 变换器的电压输入特性3 9图5 3 高压直流电源的结构框图4 l图5 4 对称二倍压整流电路4 3图5 5 控制电路简化略图4 3图5 6u c 3 8 6 3 谐振控制芯片结构图4 4图5 7 电路简化设计图4 5图5 8 仿真与实验波形图4 9图5 9 开关管上的电压波形和驱动波形5 0图6 0 开关频率变化曲线5 l图6 1 效率变化曲线5 1第v i i 页独创性声明所提交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中杯注和致谢的相关内容外，论文中不包含其他个人或集体已经公丌的研究成果。与我同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。学位论文题目：基王l i 皆拯倍压变拯墨的丛旦丛直厘血近撞盔研究学位论文作者签名：生茸学位论文版权使用授权书闩期：2 0 0 6 年6 月2 5 闩本人完全了解信息工程大学有关保留、使用学位论文的规定。本人授权信息工程大学可以保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子文档，允许论文被查阅和借阅；可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。( 涉密学位论文在解密后适用本授权书。)学位论文题目：基王l g 谐拯倍压变逸矍数丛丛直压电源撞盔班究学位论文作者签名：曼2 ：r 期：2 。6 年。6 月2 5 只作者指导教师签名：m 辛兽已一同期：2 0 0 6 年0 6 月2 5 只信息i 群人学硕十学位论文第一章绪论1 1 课题来源课题来源于“十五”电子元器件微组装技术预研项目，本课题是针对微波功率模块项目的需求而提出的。1 2 课题背景1 2 1 微波功率模块微波功率模块( m i c r o w a v e p o w e r m o d u l e ，m p m ) 是美国国防部电子器件领导小组于1 9 8 9 年提出的一种新的功率器件概念，它在一个器件中同时实现了真空电子器件大功率、高效率以及半导体器件低噪声、小体积的优点，克服两种器件单独工作时的缺点。m p m 作为一体化微波功率放大器，包含行波管( t r a v e l i n gw a v et u b e ，t w t ) 、均衡器( e q u a l i z e r ，e q r ) 、固态放大器( s o l i ds t a t e d r i v e r a m p l i f i e r ，s s a ) 以及高密度集成电源系统( e l e c t r o n i c p o w e r c o n d i t i o n e r ，e p c ) ，系统组成如图l 所示。s s at v 盯刖叫刮刊圳叫iip r i m ep o w e r e 爿_ 咖i sanmonttorso d 竺l。p l - - - 一图1 微波功率模块( m p m ) 结构m p m 作为高功率发射机的通用射频组合单元，可广泛应用于各种用途：军事用途包括无人驾驶飞行器、卫星通信、雷达、电子对抗以及相控阵系统等；商业用途包括卫星通信、无线通信、高功率射频发射源以及各种微波功率放大器等。其中，在当i j 我军面l 临的形势下，尤以相控阵系统对m p m 的需求最为迫切。m p m 主要有以下几个特点：效率和功率比固态器件高m p m 的术级采用的是真空功率放大器，主要为螺旋线行波管或耦合腔行波管。行波管能在高电压、大电流状态下工作，因而可以获得比固态放大器商得多的输出功率。此外，行波管的散热能力比固态放大器大的多，采用多级降压收集级回收部分电子注能量可极大地提高彳亍波管的效率。噪声比行波管低m p m 采用固态放大器作为激励器，一方面降低了行波管的增益要求，有助于提高效率、减少体积重量；另一方面可极大地降低整个放大链的噪声系数。可靠性高第1 页信息1 稃人学硕十学俯论文固念激励器的引入，降低了行波管的增益要求，这不仅增强了其宽带功率的能力，而且降低了对电压的要求，提高了可靠性，相应地缩小了管体的长度。可批量生产、降低成本m p m 标准化生产以后，可以降低成本，提高其应用的灵活性。m p m 作为一种全新的功率器件，目前在美国和同本等少数发达国家已实现了该模块的商业化。我国目前尚处在预研摸索阶段，从“九五”军用器件预研计划丌始，投入巨资对m p m 模块进行研究。我们课题组承担的是该项目“十五”预研计划中高密度集成电源系统的技术研究，目i 已经投入实验运行阶段。1 2 2 国内外发展现状m p m 在1 9 8 9 年由美国国防部电子器件领导小组提出以后，作为一种全新的功率器件，把真空电子器件和固态器件有机的结合在一起，具有效率高、相位噪声低、体积小、重量轻的特点，为有源相控阵系统的发展提供了优良的阵元。1 9 9 1 年1 1 月，美国正式启动了m p m 的研制计划。第一阶段，开发6 1 8 g h z 、1 0 0 w能以脉冲和连续方波方式工作的模块，以适应雷达和电子站系统要求，外形尺寸为o 。8 1 0 2 x 1 5 2 立方厘米。实验结果证明了m p m 的效率比单片微波集成电路( m m i c )放大器好3 倍；与传统的t w t 相比，电压要求的降低使平均无故障时制( m t b f ) 也有了显著的改善。并且带宽从现在的6 1 8 g h z 扩展到3 倍频程( 2 1 8 g h z ) 。一个完整的m p m 包括行波管、电源、调制器、工作控制、逻辑电路以及保护电路等，全部高密集成在不锈钢外壳内。在第一阶段基础上，美国国防部积极地对第二阶段的方案进行修改和补充，计划丌发2 6 g h z 和2 0 4 0 g h z 的m p m ，以促进毫米微波功率模块的发展，而且正在考虑扩展到9 5 g h z 频段。此外，美国国防部还把1 9 9 2 1 9 9 7 年发展计划中的附加资会作为m p m 的专项研制经费，并把m p m 列为1 9 9 4 年国防关键技术的关键予项，由此可见m p m 的战略价值。由于m p m 是一项系统工程，涉及微波技术、均衡器技术、真空电子技术、电力电予技术以及多芯片组装技术等领域，研制难度很大，国内m p m 研制工作起步较晚，一直是空白。本课题主要关注m p m 中高密度集成电源系统( e p c ) ，它是一个高压、多输出、高集成度、高效率、高可靠性的电源系统。1 3 功率交换器技术1 3 1 功率变换器的概述通常从电网上直接得到的单相或三相固定幅值和频率的交流电能，或从电池、太阳能电池等电源得到的直流电能可被称为一次电能，这种电能在得到有效、合理使用之前，一般需经过一定的转换和加工。能够应用电力半导体丌关器件及电子技术对一次电能进行转换、加工、调节的电子设备称为电力电子变换器，或简称功率变换器“1 1 ( p o w e rc o n v e r t e r ) 。功率变换器属于电力电子学范畴，所谓电力电子技术就是使用电力半导体器件及电子技术第2 页信息l 群人学硕十学何论文对电气设备的电功率进行变换和控制的技术。它从上世纪6 0 年代涎尘以束，经过近4 0 年的发展，已经形成较为完整的理论体系，成为相对独立的学科门类。1 3 2 功率变换器的分类功率变换器根据能量转换形式的不同可以分为四大类“1 ，即：交流一直流变换a c d c( 整流) 、直流一交流变换d c a c ( 逆变) 、直流一直流变换d c d c 、交流一交流变换a c a c( 交一交变频) 。在本课题中功率变换器能量转换形式为直流一直流变换即d c d c 直流功率变换器。1 3 3 高压d c d c 变换器的发展高压d c d c 变换器的发展经历了丌关变换器和谐振变换器等几个阶段。开关变换器使用d c i ) cp w m 技术，使功率器件工作在丌关状态，大大降低了变换器的损耗，提高了变换器的效率( 达到7 0 8 0 ) ，同时又用高频变压器取代了庞大的工频变_ 【】三器，明显减少了变换器的体积和重量。但丌关变换器工作在更高的频率时，效率低。谐振型变换器就是在传统的硬丌关变换器主电路拓扑结构的适当位置加入数个谐振元件( 电感和电容) ，利用这些元件和分布元件的谐振作用，使丌关管在电压或电流波形接近为零时进行丌关动作，从而大大减少了变换器的丌关损耗和丌关噪声，这就是人们常说的软丌关变换器。因此谐振变换器是高效高密度高压大功率电源的发展方向。1 3 4 研究现状近年来，高压直流谐振变换器得到迅速的发展。理想的谐振变换器“1 既能实现零电压开关z v s ( z e r ov o l t a g es w i t c h i n g ) ，又能实现零电流丌关z c s ( z e r oc u r r e n ts w i t c h i n g ) ，但在高压大功率直流电源的研制中，由于工艺的限制，现存在技术上的困难，因此在设计中，一般都选择其中之一。国内一般研究零电压软丌关技术，在零电流方面研究较少，国外在零电流方面研究相列较多。在这里针对m p m 的特殊要求，对频率控制的串并联谐振倍压变换器进行研究。1 4 研究目标及内容1 4 1 行波管对电源技术的要求1 9 4 3 年英国科学家k o m p f i n e r 发明了行波管( t r a v e l i n gw a v et u b e ) ，它的最大特点有很宽的频带宽度。而且人们同益发现在高功率、高频率的情况下，行波管放大器与固定放大器相比更有优势。行波管一般六部分组成：l 、阴极。即电子枪的发射源，用束产生一个具有所需尺寸和电流的电子柬，并加速到比在慢波结构上行进的电磁波稍微快一些，以便和电磁场交换能量而实现放大。2 、聚焦级。通过磁聚焦，把发射的电子束约束成较细的电子束，以使其能顺利通过慢波结构而放大。3 、阳极。与阴极共同构成电子枪，它上面的高电压可以进一步加速电子束。第3 页信息t 稃大学硕十宁伊论文4 、螺旋线。即慢波结构，其作用是使电磁波的相速降下来，和电子的运动速度基本相同，从而使电子能和电磁波充分交换能量，放大信号。5 、收集级。用来收集已经和电磁场交换完能量的电子，为了提高效率，往往采用多级降压收集的形式。6 、输入输出装置。这是放大信号的入口和出口。行波管与集成电源系统的连接示意图如图2 所示。欣 黄l n j r p o奸静啦唯n聚扯收电i 辩搬电阼蛙琏境l “睫吒降，f 墩蜓横v c t 6v c lj t je ，l c rl 小图2 电源系统与行波管迕接图图3e p c 系统殴讨要求框图1 4 2 研究目标从行波管使用要求可以知道，e p c 包含八路不同电压等级的电源输出，电源最高5 0 0 0 v ，加上s s a 电源，共计九路不同等级的电源输出，同时还要有一个比较完善的监控系统。根据总装下达的任务书，电源系统最终应达到的技术指标如下：1 、输入电压范围：2 5 0 v 2 8 0 v d c2 、输出电压、电流：灯丝：电压v - 7 v ，电流i ，= 1 a ；聚焦极：截止电压v u 1 2 0 0 v 1 3 0 0 v ，工作电压v 。= 一2 0 v ，工作电流i 。2 m a ：阳极：电压v 。= 5 0 0 0 v ，电流i l m a ；螺旋线：电压v 。= 5 0 0 0 v ，电流i 。5 i i l a ；降压收集极：第4 页信息i | 稃人学硕十学付论文放大器电源：v - - - - 1 2 v ，i = - o i a ( 待定) ；3 、稳定度：螺旋线和阳极电压的稳定度要求1 l o 一，其它稳定度是l 1 0 ；4 、电源效率9 0 ：5 、体积：1 8 0 1 5 0 2 5 咖1 ：6 、绝缘强度：7 0 0 0 v i m i n ；7 、加电步骤：加灯丝电压v f ( 3 5 分钟预热) ，此时聚焦极处在截止状态v 。= 一1 2 0 0 v ：3 5 分钟后，加所有高压( v a ，v i l ，v c l ，v c 2 ，v c 3 ，v c 4 ) ：5 6 0 秒后，聚焦极由截止电压转换到工作电压- - 2 0 v ，转换时间1 0 0ps 。8 、控制保护要求：当螺旋线电流i h l o m a ，或聚焦极电流i g 2 m a ，或阳极电流i 。l m a ，或收集极电流额定值时，v s 由- - 2 0 v 跳至一1 2 0 0 v ，并切断所有高压，同时给出报警信号，切换时间几十微秒( v c 不切断) 。1 4 3 研究内容根据电源技术指标及应用方向的要求，e p c 系统设计要求框图如图3 所示：e p c 的具体研究内容包括：高效率电能变换技术研究、高压电路技术研究、功率模块的微组装技术研究、高压快速切换技术研究以及功率电源的电磁兼容性研究等。本文着重讨论开关电源d c d c 变换器的设计问题，具体对串并联谐振倍压变换电路进行深入的研究，包括理论分析、参数优化设计以及电路实验。并与并联谐振倍压变换电路进行对比，分析了两种变换器的优缺点。通过仿真与电路实验证明其理论分析的矿确性和合理性。1 5 本文主要内容本文着重讨论丌关电源d c d c 变换器的设计问题，主要内容如下：第一章主要介绍了课题的来源与背景知识，包括m p m 应用、电源技术的发展与创新以及功率变换器的技术等，并介绍了本方向国内外的发展现状：第二章对串并联谐振倍压变换器的稳念工作原理进行分析：第三章对变换器的等效电路模型的进行了研究，分析了串并联谐振倍压变换器的各种特性：第四章研究了该变换器参数的优化设计方法，并利用电源仿真软件进行了验证分析：第五章从输入特性，输出特性，负载特性等几个方面具体对比了两种方案的优劣，得出两种方案的应用场合，并通过电路仿真证明了上述分析的j 下确性；第六章对上述分析进行了电路实验验证，给出了硬件电路的具体设计过程，验证了上述理论的正确性；第七章对本文的工作做了总结，并对下一步的技术研究做了展望。第5 页信息i 柑人学硕十学付论文第二章半桥串并联谐振倍压变换器的稳态分析2 1 引言谐振变换器“”1 就是在传统的p w m 丌关电源主电路的适当位霄加入谐振元件，利用这些谐振元件的谐振作用，当电流自然过零时，使器件关断t 或当电压为零时。使器件丌通，理论上可以实现丌关损耗为零，从而可以大大提高丌关频率，减小电源体积和重量，有利用实现电源模块小型化同时降低丌关电源的电磁噪声。当前常用的谐振型”。“拓扑结构主要有两大类：一类是丌关谐振型。另一种是负载谐振型。丌关谐振型是弗吉尼亚电力电子技术中心( v p e c ) 最先提出的，这种结构注重改善功率器件的工作状况以及减少电路中的寄生参数的影响，使丌关频率大幅度的提高，从而大大提高模块的功率密度。这种谐振型变换器的典型结构有：零电流( z c s ) 、零电压( z v s ) 型的准谐振变换器( q r c ) 和多谐振型变换器( m r c ) ，还有最近几年才出现的移相控制的f b z v s p w m 变换器。负载谐振型是一种较早提出的结构，发展较为成熟。其研究主要针对各种结构的电压增益特性，其分析方法主要是基波分析法。这种电路典型结构有串联谐振型、并联谐振型、串并联谐振型。本文所采用的是负载谐振型拓扑结构。2 2 半桥串并联谐振倍压变换器2 2 1 串并联谐振倍压变换器本文将串并联谐振变换器”删与倍压整流”电路相结合，形成一种高压功率变换器的解决方案，如图4 所示，图中给出半桥串并联谐振倍压变换器基本拓扑形式。aj 。h 马-i 岛：= 一邗厂占丑。= 峰；马d ：_- a 。_l酗4 r 桥式l c c 谐振倍斥变欹器拓扑| 璺i其中q 1 和q 2 为丌关管，e 、c 、l ，为谐振元件，d 和d 2 分别是g 和q 2 的反并联二极管，d ，、d 4 、g 和q 构成倍压整流滤波电路，变压器的主要分御参数被谐振电路吸收。在图中不再标出。从图中看到，当c ，足够大时，电路就变为并联谐振变换器拓扑电路；当c 。接近与0 时，电路就变为串联谐振倍压变换器拓扑电路。此电路相对于串联谐振和并联谐振倍压交换器o 。矧，可以得到更好的电压调节性和负载适应性。第6 页信息i 稃人中硕十学付论文谐振电路拓扑都有两种工作模念”“：电流连续导电模式( c c m ) 和不连续导电模式( d c c ) ，这罩所谓的连续是指谐振支路电流是否连续而言的，图4 所示的电路也存在这两种工作模念。由于不连续导电模式只在丌关频率与变换器谐振频率相差非常大的时候才出现，在不本方案中不予采用。因此，在本文只分析连续导电模式。连续导电模式又可分为开关频率低于和高于谐振频率两种情况，当丌关频率高于谐振频率模式时，谐振变换器具有很多优点”1 ：可以使开关电压在丌通时减4 , n 零，消除丌通损耗：不需要损耗吸收电路等，因此在本方案中采用丌关频率大于变换器谐振频率方式。2 2 2 变换器的工作状态分析在对变换器分析之前，作如下假设：1 ) 电路中的所有器件均为理想元器件；2 ) 输入电容c l 、c ：和输出电容c ，、c 足够大，稳态时可近似认为两端电压为恒值：3 ) 变压器t x 耦合系数为l ，由于绕组分布电容与电容c 。并联，所以将绕组分御电容折算到电容c 。中( 变压器变比为1 ：n ) ，漏感折算到谐振电感中。4 ) 不计线路阻抗。在以上假设条件下，根掘丌关管丌关情况和谐振电感电流方向，串并联谐振倍压变换器一个周期内经历六种工作状态( 如图5 所示) ，其中c ，、c 。为谐振电容、，为谐振电感，图中所示的箭头方向为实际电流方向。仔细分析六个工作状态的电路结构，发现图( a ) 、( c ) 、( f ) 三种谐振工作状态的电路结构相同，只是电压源大小不同，因此可以用一个电路来等效如图6 所示；图( b ) 、( d ) 、( e ) 三种谐振工作状态的电路结构也可用一个电路束等效，如图7 所示。分析电路图6 和7 可以解出不同工作状念中谐振电感电流i ，、串联谐振电容电压k ，和并联谐振电容电压k 。的统一表达式。表l 给出了等效图6 中的等效电源：表2 给出了等效图7 中的等效电源。2 吝j【n一13d车马马jl( a ) d l 导通，i “ 0第7 页信息i 稃人学硕十学位论文( c ) q l 导通，0 o广扣；k ；吃( d ) 1 ) 2 导通，i “ 0( e ) q2 导通，i ， o( f ) q2 导通0 o图5 六种偕振1 ：作状态图6 等效电路幽幽7 筲敛电路图表1 图6 中筲效电源矿与导通器制币i 谐振l u 流的犬系导通器什谐振也感电流i ，筲效电源屯丌= y 。口一( d - )i “ ot ，- 导口2 ( d 2 )f ，) 0，一一 一*q ：i “ 0，。，扣口，i d o，。一 r 对等效电路图6 求解，此时，和c ，参与谐振可设初始状态为c第8 页信息i 秤人学硕十学付论文j “( o ) = h ，v c 4 0 ) = k 列出微分方程组为：解微分方程组( 式1 ) 可得：i r ( f ) ：，l r oc o s ( o r + 毕s i n 叩( 式2 )二，v ( ，( f ) = 吮一( 一k ，o ) c o s ( 1 ) ，+ z ，“os i nc o ，t( 式3 )式中啡是谐振角频率缈，= 1 i i ，= q 2 = l 2 厅厢为谐振频率；z ，= 上，c ，称为特征阻抗。同理对等效图7 进行求解：此时是、c ，和c ，参与谐振，设定初始状态为：i ，( 0 ) = ，。k ，( o ) = ov ( p ( o ) = k p o列出微分方程组( 式4 ) ：在这罩令v ( ，( f ) = v 。，o ) + v ( ( f ) ，其中c ，= c ，c ，( c ，+ c ，) ：解上面微分方程式得到：i n = j “oc o s o ) o f + 肛- + k ，o 一圪- o ) s i n d o o r( 式5 厶fk ，o ) ：k ，。+ 兰2 女尘_ = = _ 掣( 1 一。珊。，) + ! 掣( 式6 )l ，厶fk ，( f ) ：k 矿业掣( 1 - - 。0 s ( 0 0 1 ) - t - 霉掣( 削 一p厶。式中是谐振角频率，谐振频率f o = 2 玎= 1 2 万，e ；互= ，e 为特征阻抗。2 3 变换器的工作原理随着负载和丌关频率的变化，变换器存在三种不同的工作模式“”“，图8 给出了三种模式的工作波形图，其中模式1 为主工作模式。模式2 和模式3 为丌关频率和负载发生变化时出现的模式。从图中可以看出模式2 为模式1 和模式3 的中日j 态。下面具体分析串并联谐振倍压半桥变换器的主要工作过程，在工作负载时，变换器工作在模式1 情况下，随着负载减轻，变换器工作模式由模式1 逐渐向模式2 和模式3 转化，箱9 页d拭叱吒掣掣眦co川学掣q 卜掣帆c信息1 稃人宁硕十学伸论文、f哆一l一十j赫缸缸b电缸筏式l卜。 f矿7、代一一1缸h乜t 3ht oq 赴bt | 鸟k梭式2挺式3| ! | 8i ：作挨态波形幽变换器三种模式的工作过程类似，在本文仅以主模式1 为例说明变换器的工作原理，模式i 的时序波形图如图9 所示。设初始状态为( t f 。) ：整流管d 4 导通，c ，和工，谐振，谐振电流f ，负向流过丌关管蜴( 电路工作状态如图5 f 所示) ，设f 0 时刻初始条件为：，( f o ) = 一t 一( f 。) = 一k k 。( f 。) = 一2 - 2 i v o ，其中为输入电压，圪为输出电压1 5 1 2 作状态1 t o ，t 在f 。时刻q ：关断，此时为硬关断，0 流过q l 的反并二极管珐，因此q 两端电压被籀位在零位，在此时期间开通q l 为零电压丌通( 电路工作状念如图5 a 所示) 。将谐振电感电流0 和谐振电容电压在t 。的切始值代入式( 式2 ) ( 式3 ) ，可以得到f ，和k ，的表达式。t ) = - - l i t oc o s ( o r ( f _ f o ) + 室垒：丝! s i n 础 )v ( ，( f ) = 1 2 1 ( 。+ 去一b + 去十 c o s q ( f “) + z r “0 s i n 啡( f “)在f l 时刻，i t ，负向减少到零，即f “( ，) = 0 ，此丌关模念结束，此时谐振电容电压为：川= 吾圪+ 去一扣。2 + ( 丢+ 去吼。卜此工作状态的持续时间为：r 。i = 旦其中饼= t g 一丁兰l iq；+ 2 ，l v 。, + 屹t 。2 工作状态2 f l ，2 在此丌关模态中，从f 。时刻电流j ，丌始币方向流动，流经丌关管q i ，反并联二极管d l自然关断，c 。参与谐振( 电路工作状态如图5 b 所示) 。将谐振电容电压和谐振电感电流在t 。时刻的初始值代入式( 式5 ) 、( 式6 ) 和( 式7 ) 中，可以得到i ，、k ，和k ，的表达式。第l o 页。( f ) = i 兰：奏! 些蜘础1 )枷) ：坠：墼：生”啪m 。k，。，：(掣。，一。一。，一：，：时刻，c ，电压上升到= 去td 3 导通，q 退出谐振。此丌关模态结束，此时谐振电容电压和谐振电感电流分别为：k ，蚺警叱巩：k ，蜘v o ；+ 去慨z os i n 母e i m舯：s 。卜巧赫j工作状态2 的持续时间为：f 1 2 ：旦。3 工作状态3 t 2 ，t 3 t 2 时刻c ，电压上爿到k 一( ，z ) 2 寺，d 3 导通，c ，退出谐振。c ，和e ，谐振，谐振电流0 为正( 电路工作状态如图5 c 所示) 。将谐振电容电压和谐振电感电流在f ：的仞始值代入式( 式2 ) 和( 式3 ) 中，可以得到f 。和k ，的表达式。乜一去一心，：o o ) = o ：c o s f - o r ( f f ：) + 之s j n q ( ，- - t 2 )棚) = 三圪一去一( 吉一去吨：) c 。s q ：) + z ，她 ：)在时刻( 即t 2 ) ，g 关断，d ：立即导通，丌关模态3 结束q i 关断的有0 流过。因此是硬关断，存在关断损耗。t 3 时刻各变量表达式为：0 也) = k ，k ，( f ，) = k ，。，k ，o ，) = _ 1 。z n第l i 页信息f ：稃人学硕十学位论文乞i 1 l s i n _ lzi 玩忑两习瓦巧俘l z 2 - 1 z n 一) 在“时刻，o ：零压丌通，开始下半个周期，其工作情况与上面的分析类似。在f 。时刻，回到初始状态，进入下一个周期工作。i，一、一夕、一、一，oti，2，3，4，5t6幽g1 ：竹时序图翘口： 口：j 医i z 至盈1 n n 厂司二 z 王三z 三盈：i m j ，茹。一一一f _ 一一一一l 錾l1 n 山路体宙沾形黼从上面分析可以看出，谐振电感电流连续工作，丌关管实现了零电压丌通，反并联二极管为自然关断，但是丌关管关断为硬关断，存在关断损耗。为解决这个问题，可以在两个丌关管上分别并联一个适当大小的吸收电容，当丌关管关断时，其电流转移到并联电容上，电容限制了开关管两端电压的上升率，电压从零慢慢升高，从而实现了丌关管的零电压关断。图1 0 给出了主模念的仿真波形图，看出仿真结果与分析相吻合。2 4 变换器的工作模式分析随着开关频率和负载的变化，变换器的工作模式会发生变化，在丌关频率高于谐振频率时，变换器存在三种不同的z v st 作模式( 参见图8 ) 所示；在负载减小( 负载电阻增大) 时，变换器通过改变丌关频率柬调节输出电压，随着负载的减小，变换器的工作模式由模式1 逐渐向模式2 转化：并随着负载进一步减小，变换器工作模式转化为模式3 ，模式2 可以看为是模式1 和模式3 的中问模式，变换器在形常负载时工作在模式1 。下面给出在丌关频率高于谐振频率下三种模式的p s p i c e ”仿真结果。仿真参数如下：输入直流电压= 2 5 0 v d c ；输出直流电压k = 3 0 0 v d c ；满载输出功率：只= 3 0 0 w 。开关管选择i p f p 8 4 0 ：谐振参数：上，= 9 0 ，脚，c ，= 3 4 n ，c p = 1 7 n 模式1 ：开关频率工= 1 4 3 k h z ；输出功率e = 3 0 0 w ：模式2 ：开关频率= 1 8 5 k h z ；输出功率只= 1 1 2 5 缈；模式3 ：丌关频率正= 1 9 2 k h z ；输出功率只= 6 5 w ；仿真波形如图1 1 所示，从三种工作模式图中可以看到，在负载减小到满载的3 7 5 时，变换器由工作模态1 转化为模念2 工作，并随着负载进一步变轻，变换器工作在模念：一信息 科人学硕十学伸论文3 。仿真结果与分析相吻合，图中给出了丌关管上的电压波形，和并联谐振电容上面的电压，以及谐振电感电流波形。( a ) 变换器模式1 的仿真波形( b ) 变换器模式2 的仿真波形( c ) 变换器模式3 的仿真波形图1 1 串升联谐振倍压变换器二种模式的仿真波形2 5 小结本章介绍了串并联谐振倍压变换器的基本拓扑。并详细分析了在工作模式下变换器的工作原理，给出了三种工作模念的仿真波形图。第1 3 页型一羹信息i 。稃人学硕十学俯论文第三章串并联谐振倍压变换器的性能分析3 1 串并联谐振倍压变换器的电路模型本课题研究的高压电源适用在高压小电流场合，在这罩采用串并联谐振变换器拓扑电路与倍压整流电路相结合技术。形成一种新的电路拓扑一一串并联谐振倍压变换器拓扑电路。针对该电路的特点，采用基波模型法进行分析“”“吼”1 。首先把串并联谐振倍压变换器的电路拓扑( 图1 2 所示) 分为三部分( 图1 3 所示) 即：开关网络、谐振网络、整流滤波网络。其中丌关网络为半桥电路，谐振网络为l c c 谐振电路，整流网络为倍压整流电路。隔f口q = n a m2 瞄谐整关振流网网网络络络图1 2 串，f 联谐振倍压变换器电路圈图1 3 串井联谐振倍压变换器网络幽由第二章稳态分析可知，l c c 谐振倍压变换器在电流连续模式时电感电流波形近似为j 下弦波，即电感电流的基波，下面利用基波模型法对其进行等效分析。3 1 1 开关网络模型的建立：串并联谐振倍压变换器详细分析参见第二章，出舸面分析可知) t 关网络出来的电压为一系列周期方波电压，如图1 4 所示。扣l一21一一2帑j吲7、：kf一、一口_一一1 加、th 、，图1 4 开犬网络幽1 5 电流和电压波形幽因为开关网络出来的电压为周期性的方波电压，可利用傅立叶级数展丌得到开关网络第1 4 页信恳j 。稃大学硕十学仲论文输出电压为：v 一( f ) 2 丢。荟1 n s 州( 式8 )分析可得开关网络输出电流大小等于谐振电感电流f 。，因为谐振电感电流近似j 下弦波，不存在高次谐波分量，所以高次谐波电压对电路做功为零，仅基波分量对电路做功，其基波分量表达式为：v 刚l ( f ) 一z , v 。s i n6 0 。，( 式9 )因此丌关网络可以等效为v ( ，) = 三s i n c o ，t 的交流电压源。3 1 2 整流网络模型的建立由前面分析知谐振电感电流波形( 如图1 5 所示) 近似为正弦波，设谐振电感电流为：i l = i i 。s i n l ；p式1 0 )这罩，。为谐振电感峰值电流。妒= 2 矽单位为弧度；其中为丌关频率，为时问。在一纯期间变换器没有对负载传递能量，在此期间变换器内部谐振，电感电流i ，全部流过并联电容c ，；在仍一仍期| 日j 变换器向负载传递能量，并联电容c ，推出谐振，谐振电流t全部流过变压器的初级，因此定义变换器的传导角为纪一伊：= 0 ，见图1 5 。在= 0 即变换器停止向负载传递能量时。并联谐振电容c 。两端的电压为k = 一v o 2 n ；在- o l = 万- 0 即变换器丌始向负载传递能量时，并联谐振电容c 。两端的电压为圪。= v o 2 n ，其中圪为输出电压：以为变压器的变比。根据电容电压的求解公式：虬( ，) = “。“) + l g ) 蟛c ，( 式1 1 )由( 式1 0 ) 、( 式1 1 ) 和上面所述的边界条件，可以得到：2 丽老丽 ( 1 - - c o s 口) 一2 c 。s p 】( 式1 2 )，：坠竺鱼(式13)ilm一n ( 1 + c o s o )、巩其中c o ，为丌关角频率，因此可以得到并联谐振电容上的电压为v 。2 2 n 1 + v 2 0 s o ) ( 1 - c o s o ) - 2 c o sq o o p 万一日( 式1 4 )t - = f o 2 n石- 0 伊( 式1 5 )由( 式1 0 ) 和( 式1 3 ) ，可以算出变换器在能量传导期间，整流二级管的平均电流，。为：，。= 去。i ，。s ；n 倒伊l - - 三万- 2i , s i n ：、( o ：)( 式，e )筇1 5 页信息1 稃大学硕十学付论文因此变换器的输出电流厶为：。= ，。= 去纨c ，t a n 2 善)( 式1 7 )又因为：i o = k = v o r 。( 式1 8 )其中r 。为负载阻抗由( 式1 7 ) 和( 式1 8 ) 可以得到变换器的传导角为：0 = 2 t a n 一( 式1 9 )变压器初级电压和流过它的电流i ，都含有高次谐波成分。然而，由于谐振电感电流表现为单一的正弦波，因此只有和f ，的基波成分对变换器的输出有贡献。下面利用基波分析方法来得出变压器的近似数学模型。由| ； 面分析知道变压器两端电压等于谐振电容c 。两端的电压，出( 式1 4 ) 和( 式1 5 ) ，对变压器初级电压进行傅立叶级数展开，得到其基波分量为：m = 吾l f k ，c 。s 咖：飘志卜咖瑚一( 棚m 口) 卜i n 刁拭2 ，= 昙j r i n 倒妒= 熹( 1 s 口)( 式2 - )因此变压器初级电压的基波峰值电压为：。= ) 。= 詈t ，( 式2 2 )其中：k ，：、= _ 面这里q 和6 l 为基波分量系数。可绘出t ，= 盯；+ 砰的曲线如图1 6 所示：1 ，。? fk。if。7 i 专h i 、0 一o帕叩f l l 刃1 柏l i 町f图1 6 k 。与传导角0 的关系曲线图图1 7 与传导角目的关系曲线幽其中虚线表示为函数y = o 5 + o 1 3 6 s i n j 0 的曲线图，因此，可近似等效为：第1 6 页胨信息f 群人学硕十学停论文k 。0 5 + o 1 3 6 s i n 望( 式2 3 )2基波分量的向量角为：f l = t a n 。( 一兰l )( 式2 4 )口l同理，对于变压器的初级电流i ，来说，变换器向负载传递能量的期l h j ，初级电流等于谐振电感电流，其它时i 日j 段等于0 。对上面列出的谐振电感电流的表达式进行傅立叶级数展开，得到其基波分量的相位角为：8 , ( 0 = t a n - ( 一丽1 - c o s 2 0 )( 式2 5 )因此，变压器初级电压基波分量与电流基波分量的相位差为：2 一( 式2 6 )可绘出曲线图如图