（电力电子与电力传动专业论文）零电压开关多谐振三电平直流变换器.pdf

零电压开关多谐振三电平直流变换器 a b s t r a c t b e c a u s et h es w i t c h e ss u f f e ro n l yt h eh a l fo ft h ei n p u tv o l t a g e ，t h et h r e e - l e v e l ( t l ) c o n v e r t e r sh a v e b e e n a t t r a c t i n gm o r e a n dm o r ea t t e n t i o n s t h i st h e s i sp r o p o s e sa f a m i l y o f z e r o - v o l t a g e - s w i t c h i n gm u l t i - r e s o n a n tt h r e e l e v e ld e d ec o n v e r t e r s al c c m u l t i - r e s o n a n t ( m r ) n e t w o r ki sa d d e d t ot h et r a d i t i o n a lt h r e e 1 e v e lc o n v e r t e r s t or e a l i z ez v s t h e u n i q u ea r r a n g e m e n to f am u l t i - r e s o n a n tn e t w o r kr e s u l t si n a b s o r p t i o n o fa l l m a j o rp a r a s m cc o m p o n e n t s i nt h er e s o n a n tc i r c u i t 。s u c ha st r a n s i s t o r o u t p u t c a p a c i t a n c e ，d i o d ej u n c t i o nc a p a c i t a n c ea n dt r a n s f o r m e rl e a k a g ei n d u c t a n c e ，w h i c hc a l l e l i m i n a t ep a r a s i t i co s c i l l a t i o ni nt h ec o n v e r t e r c o m p a r e dw i t hq u a s i r e s o n a n t ，i tc a p r e d u c e dt r a n s i s t o rv o l t a g es t r e s sa n di m p r o v e dl o a dr a n g ea n ds t a b i l i t yi nl o w f r e q u e n c y r a n g e b e c a u s eo f t h es t r u c t u r eo ft h r e e - l e v e l ，t r a n s i s t o rv o l t a g es t r e s sa n df i l t e rc a nb e r e d u c e ds i g n i f i c a n t l y b u c kz v s m r - t lc o n v e r t e ri st a k e na st h ee x a m p l e st oi l l u s t r a t et h eo p e r a t i o no f t h e z v s - m r - t lc o n v e r t e r s t h eo p e r a t i o no f b u c kz v s - m r - t l c o n v e r t e ri sa n a l y z e da sw e l l a s p a r a m e t e rd e s i g n ，r e a l i z a t i o n o fp u l s e - - f r e q u e n c y - m o d u l a t i o n ( p f m ) i n t e r l e a v e d c o n t r o la n dc o m p a r i s o nb e t w e e nz v s - m rc o n v e r t e r sa n dz v s - m 限- t lc o n v e r t e r s a 1 0 0 0 w p r o t o t y p ec o n v e r t e ri sb u i l ti nt h el a bt ov e r i f yt h ee f f e c t i v e n e s so ft h ep r o p o s e d c o n v e r t e r k e y w o r d s ：z e r o - v o l t a g e s w i t c h i n g ，m u l t i r e s o n a n t ，t h r e e l e v e lc o n v e r t e r ， p u l s e - f r e q u e n c y - m o d u l a t i o n i n t e r l e a v e dc o n t r o l 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 三电平直流变换器 随着通讯、计算机行业的蓬勃发展，电源设备具有更好的环保性能成为电力电子 技术的一个重要的发展方向，一些世界性的学术组织和国家还颁布或实施了一些输入 电流谐波限制标准，如i e c 5 5 5 - 2 、i e e e 5 1 9 、i e c l 0 0 0 - 3 2 等。为了得到较好的环保 性能，其中很重要的一点就是减少电源设备对交流电网的谐波污染，通常的做法是采 用功率因数校正技术( p o w e r f a c t o r c o r r e c t i o n ，p f c ) 。中、大功率的高频开关电源一般 为三相3 8 0 v a c 2 0 输入，整流后的直流母线电压最高将会达到6 4 0 v 左右；如果 采用三相p f c 技术，直流母线电压通常会达到7 6 0 8 0 0 v d c ，甚至要达到1 0 0 0 v d c 以上。这使得后级直流变换器开关管的电压应力大大增加，给器件的选取带来了困难。 为了解决这个问题，p i n h e i r o 教授利用三电平逆变器【l l 可以减小开关管电压应力的特 点，提出了零电压开关p w m 三电平直流变换( z e r o - v o l t a g e s w i t c h i n gp w m t h r e e - l e v e lc o n v e r t e r , z v sp w m t l 变换器) t 2 1 巾j ，如图1 1 所示。z v sp w mt l 变换 器中阴影部分实际上是三电平逆变器的一个桥臂，因此我们称之为“三电平直流变换 器”。该变换器电路结构简单，四只开关管电压应力仅为输入电压的一半，并且可以 实现z v s ，非常适用于高输入电压，中、大功率的应用场合。 图l - 1z v s p w m t l 变换器 在以上的基础上，阮新波教授从z v sp w mt l 变换器中提取出两个t l 基本开关 单元：阳极单元和阴极单元( 如图1 - 2 所示) ，并将t l 基本单元运用于所有的直流变换器 中，系统地提出了一族三电平直流变换器 4 1 和软开关三电平变换器【习删，如z v s - h b - t l 变换器；z v z c s - p p t l 变换器和h f b 丁l 变换器等。 文献 1 0 】以b u c k t l 变换器( 如图1 - 3 所示) 为例，详细分析了它的工作原理和外特性， 两只开关管使用交错控制的控制方案使得输出滤波器的滤波电感减小为原来的四分之 一，滤波电容减小一半，而开关管电压应力减小一半。 零电压开关多谐振三电平直流变换器 n q 。 q 2 b r d ( a ) 阳极单元( b ) 阴极单元 图1 2 基本t l 单元 4 口l 蜴 b 但三电平变换器也有其缺点，图1 - 1 所示的z v sp w mt l 变换器的四只开关管利用 变压器漏感储能来实现软开关，但存在以下问题：1 ) 两只开关管( 珐和q 3 ) 轻载时不能 实现z v s ：2 ) 为了在较宽负载范围实现软开关，需要加大漏感或串入谐振电感，这将 造成占空比丢失，降低了电压利用率；3 ) 输出整流二极管存在反向恢复，存在电压尖峰； 4 ) 变压器原边电压接近于方波，不利于减小e m i 。 图1 3b u c k t l 变换器 1 2 多谐振直流变换器 为减小变换器的体积、重量，必须提高变换器的开关频率，这就要求实现开关管 的软开关以减小开关管的开关损耗。为了实现软开关，e c l e e 教授提出了准谐振变 换器( q u a s i r e s o n a n tc o n v e r t e r s ，q r c s ) 和多谐振变换器( m u l t i r e s o n a n t c o n v e r t e r s ， m r c s ) 。但q r c s 开关管的应力很大，并且随着负载的变化开关频率变化很宽，不易 实现控制1 1 1 】。而m r c s 是将多谐振网络结构( 如图1 - 4 所示) 运用到直流变换器中得到 的【1 2 】【”j 。图1 5 是b u c k 多谐振变换器( b u c ki x c ) ，该电路中两个谐振电容c b 和c d 分别吸收了开关管的结电容和二极管的寄生电容，谐振电感上r 与开关管串联，使得 开关管和二极管均可以实现零电压开关( z v s ) ，而且m r c s 与q r c s 相比开关管的电 压应力降低，并且在很宽的负载范围内实现软开关，而开关频率交化范围很小。由于 开关管的结电容和二极管的寄生电容都被谐振电容吸收，在有变压器的拓扑中变压器 的漏感也被谐振电感吸收，这样就避免了寄生振荡，保证了整个系统的稳定性。 多谐振变换器是采用脉冲频率调s 0 ( p u l s e - f r e q u e n c y - m o d u l a t i o n ，p f m ) 的控制方 式。所谓的p f m 控制是指恒定导通时间，可变截止时间或恒定截止时间，可变导通 2 南京航空航天大学硕士学位论文 图1 - 4 多谐振网络结构图图1 - 5 b u c km r c 时间来改变开关频率以实现占空比变化的控制方式。m r c s 是采用z v s 软开关方式 的，因此它是恒定截止时间，可变导通时间来改变开关频率以实现占空比的变化。 m r c s 的开关频率是变化的，输出滤波器较难优化设计，而且开关管的电压应力 较高，因此一般应用在中小功率场合。 1 3 本文的研究内容 由于三电平变换器的最大优点在于可以减小开关管的电压应力，并且大大减小输 出滤波器的大小。而零电压开关多谐振结构的缺点就是输出滤波器较难优化设计，开 关管的电压应力较高。因此，本文试图将多谐振变换器的概念推广到三电平变换器中， 以得到零电压开关多谐振三电平( z v s - m r - t l ) 直流变换器。 本文在分析三电平变换器和多谐振变换器的基础上，提出一族零电压开关多谐振 三电平直流变换器，这些变换器不仅可以减小输出滤波器，还可以降低开关管的电压 应力。 本文主要内容如下： 第一章为绪论部分，简要介绍了t l 变换器和m r 变换器的由来，提出了本文的 研究内容：z v s m r - t l 直流变换器； 第二章在分析了q r c s 和m r c s 的基础上提出了一族零电压开关多谐振三电平直 流变换器； 第三章以b u c kz v s m r - t l 直流变换器为例，分析了它的工作原理； 第四章分析了b u c kz v s m r - t l 直流交换器的电压传输比和开关管电压应力的 特性曲线，并给出了标幺值的参数设计； 第五章分析了交错控制脉频调制的难点，提出了交错控制脉频调制的控制方案， 并提出了前馈均压电路以鳃决分压电容电压不均衡的问题l 第六章对b u c kz v s m r - t l 直流变换器进行参数设计，给出仿真结果，并通过 实验来验证理论分析的正确性； 第七章为结束语。 1 4 课题研究意义 本课题的意义在于，提出了一族z v s m r - t l 变换器，它与传统的m p , c s 相比， 3 零电压开关多谐振三电平直流变换器 其优点在于开关管的电压应力降低，而输出滤波器可以大大减小，由于电流电压波形 接近于正弦，有利于抑制变换器的e m i 。该变换器可以运用到中大功率场合。本课题 的研究是对电力电子直流变换器的丰富和发展。 本课题成果，可以广泛运用于： 1 p f c 变换器中； 2 利用其减小滤波器尺寸和开关频率高的特点，可以应用于电压调节模块 ( v o l t a g er e g u l a t o rm o d u l e ，v r m ) ； 3 高输入电压的中大功率直流电源，如通讯电源、飞机一次电源、二次电源等， 以提高变换器的性能，降低成本； 4 对体积和重量要求严格的宇航电源。 4 南京航空航天大学硕士学位论文 第二章零电压开关多谐振三电平直流变换器的推导 2 1 引言 准谐振直流变换器( q u a s i r e s o n a n tc o n v e r t e r s ，q r c s ) 和多谐振直流变换器 ( m u l t i r e s o n a n tc o n v e r t e r s ，m r c s ) 是较早提出的一类软开关变换器。 q r c s 是在常规d c d c 开关变换器的基础上加上谐振电感和谐振电容形成的。 谐振电感和谐振电容与原来p w m 变换器中的功率开关管一起构成谐振开关。在这种 变换器的运行模式中出现谐振的工作模式，通过谐振，使功率开关管两端的电压或通 过功率开关管的电流呈正弦波形，从而为功率开关管的开通和关断创造了零电压或零 电流开关条件，减小开关损耗。但是q r c s 仅可以为有源开关管q 或者二极管d 创 造良好的软开关条件，而不能同时为二者提供软开关条件。丽m r c s 的基本思想就是 把准谐振开关的思想同时应用于有源开关管q 和二极管d ，构成所谓的“多谐振开 关”，使有源开关管q 和二极管d 都能在软开关的环境下完成导通与关断过程。 本章将零电压开关多谐振网络的三个谐振元件按照一定的规律引入到三电平变 换器之中，推导出一族零电压开关多谐振三电平直流变换器。 2 2 准谐振变换器 2 2 1 零电流开关准谐振变换器 图2 1 给出了零电流谐振开关的电路图，它有两种电路方式：型和m 型，其工 作原理是一样的。从图中可以看出，谐振电感厶是与功率开关s 相串联的，其基本 思想是：在s 开通之前，厶的电流为零，当s 开通时，厶限制s 中电流的上升率，从 而实现s 的零电流开通；而当s 关断时，厶和c r 谐振工作使厶的电流回到零，从而 实现s 的零电流关断。因此，厶和c f 为s 提供了零电流开关的条件。 寸咩它口 ( a ) 工型( b w 型 图2 - 1 零电流谐振开关 将零电流谐振开关运用到传统的直流变换器中，就可以得到零电流开关准谐振变 换器( z c s q r c s ) 。以b u c k 变换器为例，将谐振电感厶和开关管q 串联，谐振电容 c r 与续流二极管并联，就可以得到b u c kz c s q r c ，如图2 - 2 所示。 虽然z c s - q r c s 实现了电路中开关器件的零电流开关，但它本身也存在着一些不 5 零电压开关多谐振三电平直流变换器 图2 - 2b u c kz c s - q r c 容忽视的缺点。与普通的b u c k 型d c d c 变换器相比，b u c k z c s q r c 中流过开关器 件q 的电流峰值增加了2 倍以上，从而大大增j j n q 开关器件q 的电流应力【1 4 】- 【”i ，而 这必然会增大q 的导通损耗。另外，开关器件两端存在着结电容c b ，此电容在q 断 开时储存着c o 喀2 的能量，该能量在q 导通后，通过q 释放并消耗在电路中，这 个损耗将随着开关频率的提高而增大。这一方面导致了电路的损耗增大，效率降低； 另一方面也对开关器件q 的安全运行产生极大的危害。 2 2 2 零电压开关准谐振变换器 图2 3 给出了零电压谐振开关的电路图，它也有两种电路方式：上型和m 型，其 工作原理是一样的。从图中可以看出，谐振电容c r 是与功率开关s 相并联的，其基 本思路是：在s 导通时，c r 上的电压为零；当s 关断时，c r 限制s 上电压上升率，从 而实现s 的零电压关断；而当s 开通时，厶和c r 谐振工作使c r 的电压回到零，从而 实现s 的零电压开通。因此，厶和c r 为s 提供了零电压开关的条件。 ( a ) 上型( b ) 膨型 图2 3 零电压谐振开关 将零电压谐振开关运用到传统的直流变换器中，就可以得到零电压开关准谐振变 换器( z v s - q r c s ) 。以b u c k 变换器为例，将谐振电感厶和开关管q 串联，谐振电容 g 与开关管q 并联，就可以得到b u c kz v s - q r c ，如图2 - 4 所示。 z v s - q r c s 使电路中的开关器件q 实现了零电压开关，解决了z c s - q r c s 电路 图2 - 4b u c k z v s q r c 6 寸 南京航空航天大学硕士学位论文 中开关器件两端结电容的开通损耗大和电流应力大的问题。但它又带来了新问题，与 常规b u c k 变换器相比，b u c kz v s q r c 开关器件两端可能承受的电压峰值增加了很 多，从而大大增加了电路中开关器件的电压应力。而且这种电压应力与实现z v s 的 负载范围有很大关系，如果负载范围为1 0 ：1 ，那么电压应力将是输入电压的1 1 倍【1 1 】。 z v s q r c s 的另一个缺点是，虽然它给电路中的有源开关器件创造了良好的开关条 件，但是电路中的续流二极管的开关条件并不好。该变换器续流二极管在关断时可能 造成其寄生电容与谐振电感的寄生振荡，它会对整个变换器的稳定性带来很大的危 害。 2 2 3 准谐振变换器的缺点 z c s q r c s 开关管q 的电流应力较大，谐振电容c r 吸收了续流二极管d 的寄生 电容，只能改善d 的开关条件而不能改善q 的开关条件：z v s q r c s 开关管q 的电 压应力较大，谐振电容c f 吸收了开关管的结电容，只能改善q 的开关条件而不能改 善d 的开关条件。以上分析说明，z c s - q r c s 和z v s - q r c s 只能改善q 和d 中一个 器件的开关条件，而不能同时改善。为了同时改善q 和d 的开关条件，并减小开关 管的电压电流应力，提出了多谐振变换器( m r c s ) 的概念。 2 3 多谐振变换器 2 3 1 多谐振开关 多谐振变换器的提出是为了同时实现功率开关q 和二极管d 的软开关，图2 5 给出了两种多谐振开关的电路结构。 图2 5 ( a ) 是零电流多谐振开关( z e r o - c u r r e n t m u l t i - r e s o n a n ts w i t c h ，z c m r s ) ，它 的谐振元件构成了一个t 型网络，谐振电感q 和三d 分别与功率开关q 和二极管d 相串联，c 是谐振电容。图2 5 ( b ) 是零电压多谐振开关( z e r o - v o l t a g em u l t i - r e s o n a n t s w i t c h ，z vm r s ) ，它的谐振元件构成了一个型网络，谐振电容c o 和c d 分别与功 率开关q 和二极管d 相并联，厶是谐振电感。从图中可以看出z vm r s 和z c m r s 是对偶的。从实际应用来看，z v m r s 比较合理，因为谐振电容c b 和c b 分别吸收功 ( a ) z c m r s d 图2 - 5 多谐振开关 ( b ) z v m r s d 7 零电压开关多谐振三电平直流变换器 率开关q 和二极管d 的寄生电容，谐振电感厶吸收变压器的漏感；而z cm r s 不太 合理，它没有利用q 和d 的寄生电容，这两个寄生电容的存在会造成它们与谐振电 感工振荡，从而影响整个电路的正常工作。 2 3 2 多谐振变换器的推导 将z vm r s 的概念应用到所有的基本的变换器中，可以得到零电压开关多谐振 姗( z v s m r c s ) 。以b u c k 变换器为例，将谐振电感厶和开关管g 串联，谐振电 容c r 与开关管q 并联，谐振电容c b 与续流二极管d 并联，就可以得到b u c k z v s - m r c ，如图2 - 6 所示。 图2 - 6b u c kz v s - m r c 2 3 3 多谐振变换器较准谐振变换器之优点 多谐振变换- 器( m r c s ) 与准谐振变换器( q g c s ) 相比不仅考虑了开关管结电容的影 响，而且也考虑了二极管的寄生电容的影响。整个电路拓扑设计使得开关管和二极管 可以在良好的情况下完成软开关。电路可以在很宽的负载范围内实现零电压开关，避 免了寄生振荡，保证了整个系统的稳定性。 z v s m r c s 的另一个优点是在负载变化范围很大时，开关管承受较低的电压应 力。图2 7 为z v s - q r c s 和z v s - m r c s 电路开关管电压应力曲线。从图中可以看出， 图2 7z v s - q r c s 和z v s - m r c s 电路开关管电压应力的比较 8 南京航空航天大学硕士学位论文 对于z v s q r c s 来说，开关管电压应力正比于负载范围，当负载范围是1 0 ：1 且电路 满载时，z v s q r c s 的开关管的电压应力是输入电压的1 1 倍；而对z v s m r c s 电路 来说，输出从空载到满载，开关管的电压应力小于输入电压的3 倍。因此，z v s m r c s 电路设计可以选用耐压较低的开关管、结电容较大的二极管，如果具有隔离变压器， 还允许具有较大漏感的变压器。 m r c s 由于实现了开关管的软开关，可以使得变换器的开关频率很高。但是由于 它们的开关频率是变化的，很难优化设计滤波器，而且电压应力较大，因此一般应用 于中小功率场合。 2 4 零电压开关多谐振三电平直流变换器 2 4 1 零电压开关多谐振三电平直流变换器的提出 文献【1 0 】介绍了三电平变换器的优点：开关管的电压应力可以减小一半；输出滤 波器可以大大减小。它的缺点是：轻载时不易实现软开关；由于开关管的结电容、二 极管的寄生电容和变压器漏感的存在，使得变换器中电压电流尖峰很大；变压器原边 电压接近于方波，不利于减小e m i 。 上一节介绍的零电压开关多谐振直流变换器的优点是：开关管与二极管实现零电 压开关：两个谐振电容分别吸收开关管的结电容和二极管的寄生电容，在隔离变换器 中，谐振电感还可以吸收变压器漏感，这样可以减小振荡，提高变换器的性能；电压 电流波形接近于正弦，有利于减小e m i 。而它的缺点是：开关管的电压应力较大；输 出滤波器难以优化设计。 从以上的分析可以看出t l 变化器和z v s - m r 变换器的优点恰好可以克服对方的 缺点，因此可以将零电压开关多谐振网络运用到三电平变换器中，形成零电压开关多 谐振三电平直流变换器( z v s m r o t l c o n v e a e r s ) 。 2 4 2 零电压开关多谐振三电平直流变换器的推导 图2 - 8m r - z v s 网络结构图图2 - 9t l b u c k 电路 基本的零电压开关多谐振( z v s m r ) 结构如图2 - 8 所示，它是由开关管o ，二 极管d ，谐振电感厶以及两个谐振电容c r 和c d 构成。通常情况下厶吸收了变压器 的漏感，而c r 和c d 分别吸收开关管和二极管的寄生电容。m o s f e t 的体二极管d q 9 零电压开关多谐振三电平直流变换器 ( a ) b u c k ( c ) b u c k b o o s t ( e ) z e t a c o ) b o o s t ( d ) c u k ( f ) s e p i c ( g ) f o r w a r d 0 a ) f l y b a c k 图2 - 1 0 多谐振零电压开关三电平直流变换器 l o 南京航空航天大学硕士学位论文 可利用于在半波状态下实现z v s 。 图2 - 9 为b u c kt l 电路，在开关管q l 和q 2 上分别并联谐振电容c r l 和c t 2 ，续 流二极管d l 和d 2 上分别并联谐振电容c d l 和c d 2 ，给q 1 和q 2 分别串联谐振电感厶l 和如，由此可以得到b u c kz v s m r - t l 电路，如图2 - 1 0 ( a ) 所示。根据以上规律，可 以推导出一族零电压开关多谐振三电平直流变换器，如图2 - l o 所示。 2 5 本章小结 本章介绍了准谐振开关和多谐振开关，并以b u c k 变换器为例分别推导出准谐振 变换器和多谐振变换器。而零电压开关多谐振变换器不仅考虑了开关管结电容的影 响，而且也考虑了二极管的寄生电容的影响。整个电路拓扑设计使得开关管和二极管 可以在良好的情况下完成软开关。电路可以在很宽的负载范围内实现零电压开关，避 免了寄生振荡，保证了整个系统的稳定性。 本章将零电压开关多谐振网络运用到三电平变换器中，以b u c kz v s m r - t l 变 换器为例，阐述了z v s m r - t l 变换器的推导原则，提出了一族z v s m r - t l 变换器。 零电压开关多谐振三电平直流变换器 第三章b u c kz v s m r - t l 变换器的工作原理 3 1 引言 上一章将零电压开关多谐振变换器的概念引入到t l 变换器中，提出了一族 z v s m r - t l 变换器。由于这些变换器的工作原理相似，下面以b u c kz v s m r - t l 变 换器为例，分析其工作原理。 图3 - 1 为b u c kz v s m r - t l 变换器的电路图，其中c 1 和c 2 为两个分压电容，其 容量很大且相等，电压均为输入电压的一半。q 1 和q 2 为开关管，它们交错工作， 其驱动信号相差1 8 0 。相角。d q l 和d q 2 分别为q 1 和q 2 的反并二极管，三，l 和如为 谐振电感，c r i 和c r 2 分别为q l 和q 2 的并联电容，它们分别包括了q 1 和q 2 的结电容。 d l 和d 2 为续流二极管，c d i 和c d 2 分别为d 1 和d 2 的并联电容，它们分别包括了d ， 和d 2 的结电容。厶和c f 分别为输出滤波电感和输出滤波电容。 后面将会解释，l ，1 、c , l 和c d i 的谐振工作与如、c k 和c d 2 的谐振工作是相互独 立的，因此定义厶l 、g 1 和c d l 构成谐振支路l ，如、c k 和c 0 2 构成谐振支路2 。图 3 2 给出了b u c kz v s m r - t l 交换器的主要波形图。 v c r 2 + 图3 - ib u c kz v s m r - t l 变换器 3 2 工作原理 在分析该变换器的工作原理之前，作如下假设： 1 ) 所有开关管、二极管均为理想器件； 2 ) 电感、电容均为理想元件； 3 ) l f l2 l r 2 2 l r ，c r l 2 c r 2 = c f ，c o l = c d 2 = c b ； 4 ) 滤波电感厶足够大，可以认为是一个恒流源，其电流为输出电流厶。 南京航空航天大学硕士学位论文 在一个开关周期中，该变换器有八个工作模态，如图3 3 所示。 a 、开关模态1 t o ，7 l 】【图3 - 3 ( a ) 在t o 时刻，d o 1 导通，此时开通q 1 ，则它是零电压开通。在这段时间里，l ，i 的 电流f n l 小于输出电流厶，d 1 仍然导通，因此加在l ，1 上的电压为k n 2 ，“l 线性增加。 对于谐振支路2 ，这时上吐和c d 2 谐振工作。它的工作情况与开关模态7 和8 一 样，后面将会解释。 b 、开关模态2 t l ，t 2 】 图3 - 3 ( b ) 在t l 时刻关断q 2 ，由于c k 的存在，q 2 是零电压关断，此时上r 2 、c k 和c d z 谐振 工作。 在此模态中，谐振支路l 依然为“1 线性增加，同开关模态1 。 o l 口l 0 i厂 且 ，一 五。夏 ： 三 a蔗蔗 一 i i 0 。 i 7 l j p 二o 萝 y i 蕊y 阴影部分为7 ； yd q 。导通 a i r隰 ， 一 、r 弋弋 令， r ，、 y 厂、 乡沙t 譬 i 】 sr 6f 7 图3 - 2b u c kz v s - m r - t l 变换器的主要波形 1 3 零电压开关多谐振三电平直流变换器 ( c ) 【t 2 ，t 3 】 ，e 。 ( e ) t 4 ，t 5 r c ，l c o ) t l ，t 2 】 ( d ) 【t 3 ，t d ( o r 5 ，r 6 】 图3 - 3b u c kz v s - m r - t l 变换器的工作模态图 1 4 南京航空航天大学硕士学位论文 c 、开关模态3 【t 2 ，1 3 【图3 - 3 ( e ) 】 在t 2 时刻，i l r l 上升到厶，d l 自然关断，这时厶1 与c d i 开始谐振。 在此模态中，谐振支路2 依然为l r 2 、c a 和c d 2 谐振，同开关模态2 。 d 、开关模态4 【t 3 ，t 4 】【图3 - 3 ( d ) 】 在t 3 时刻，v c d 2 降为零，d 2 导通，如和c a 谐振工作。 在此模态中，谐振支路1 依然工作在厶i 与c d l 谐振模态，同开关模态3 。 e 、开关模态5 i t 4 ，t s 图3 - 3 ( e ) 】 在t 4 时刻，v c a 降为零，d 0 2 导通，此时开通q 2 ，则它是零电压开通。此时由于 i l a 小于厶，d 2 仍然导通，加在三r 2 上的电压为k 以，h a 线性增加。 在此模态中，谐振支路1 为三r l 与c d l 谐振模态，同开关模态3 。 f 、开关模态6 t 5 ，t 6 】【图3 - 3 ( 0 在t 5 时刻，关断q 1 ，由于c r l 的存在，q l 是零电压关断。此时三r 1 、c b l 和c r i 开 始谐振。 谐振支路2 中，f l 砣继续线性增加，同开关模态5 。 g 、开关模态7 t 6 ，t 7 【图3 - 3 ( g ) 在t 6 时刻，矗以上升到厶，伤关断，这时如与c d 2 开始谐振工作。 谐振支路1 依然工作在三r i 、c r t 和c b i 谐振模态，同开关模态6 。 日、开关模态8 【t 7 ，i s 【图3 - 3 】 在t 7 时刻，c d l 的电压v c d l 下降为零，d 1 导通，这时厶l 与c r l 谐振工作。 谐振支路2 依然工作在如和c d 2 谐振模态，同开关模态7 。 在t s 时刻，c r l 上的电压v c r l 下降为零，d q l 导通，q l 零电压开通，变换器开始 下一个周期的工作。 加在输出滤波器上的电压v a b 等于v c d l 与p c d 2 之和。当f 7 t 2 t s 2 时，v a b 在一个 周期内均大于零；当t 7 一t 2 t s 2 时，v a b 在一个周期内有两段时间为零。根据v a b 有无 零状态，可以将变换器分为两种工作情况：v a b 有零状态和v a b 无零状态，而在两种 工作情况下变换器的工作原理是基本相同的。 3 3 谐振支路的谐振模态 表3 - 1 给出了变换器在一个周期内两个谐振支路工作的模态图。从中可以看出： 1 ) 每个谐振支路的工作都是相互独立的，与另一谐振支路无关； 2 ) 在一个周期内，每个谐振支路有四种谐振阶段，它们依次为： a ) 谐振电感电流线性上升阶段； b ) 谐振电感与二极管并联电容谐振阶段； c ) 谐振电感、二极管并联电容和开关管并联电容谐振阶段； d ) 谐振电感和开关管并联电容谐振阶段。 1 5 表3 - 1 谐振模态图 模态转 开关模态谐振支路1 谐振支路2 换条件 1零电压 匕礤 【t o ，t 1 开通q l f m 2 关断q 2 第 【t l ，t 2 】 3 “1 = i o ，2 ，蜘 4 v c d 2 = o f 象掣 尬，f 4 】 5零电压 【t 4 ，t 5 】 开通q 2 匕彤 6 关断q l t 5 ，t 6 】 p 曳7 f m = 厶 【t 6 ，t 7 】 匕彤 8 v c d 】2 0 p 讯 f 7 t g 】 1 6 南京航空航天大学硕士学位论文 表3 2 给出了两个谐振支路在各个谐振阶段谐振模态图的对比，从表中可以看出 两条谐振支路是完全相同的，它们之间有1 8 0 。相位差。 表3 2 两个谐振支路在各个谐振阶段谐振模态的对比 谐振模态谐振支路1谐振之路2 谐振电感电流 f m匕澄 线性上升阶段 谐振电感与二极管 f 象匕甜 并联电容谐振阶段 谐振电感、二极管 矿巍酗 并联电容和开关管 并联电容谐振阶段 谐振电感和开关管 p 讯譬掣 并联电容谐振阶段 3 4 各谐振模态物理量的表达式 由于两个谐振支路的工作是相互独立的，且均有四种谐振阶段。而两个谐振支路 的四个谐振阶段是完全相同的，只是在相位上相差1 8 0 。，下面以谐振支路1 为例分析 在各谐振阶段中各物理量的表达式。为了与前面原理分析中的时间相区别，下面将四 个谐振阶段在一个周期内的时间段分别设为：【t r o ，t r d 【t a ，t a ；【t r 2 ，t r 3 和【f r 3 ，“】。 4 谐振电感电流线性上升阶段【f r o ，f r l 】 v 9 i l r l ( f ) = 竿( f t r 0 ) + ，川( f 加)( 3 一l a ) v c ，l ( f ) = 0 v c d l ( f ) = 0 ( 3 - l b ) ( 3 1 c ) 1 7 “( f ) ：生s i n c o 。“一f 。) + i(3o 2 a ) 。“f ) 2 磊8 d ( 卜。1 ) + 。 v ，。o ) ：皂【l 一。o 一) 】( 3 - 2 e ) c o s o ) t r lv c d 。o ) = 二 【l d o 一) 】 式中：。= 1 佤百，z 。= 佤一c o 。 州f m t ( f 枷s 国m ( f 刊+ 两l o e r 岫s ，o ( ) 】 ( 3 3 a ) “丢一1 ( r ，2 ) 睦s i i l 国m ( t - t , 2 ) 啪，2 矗i l , 1 ( t , 2 ) s i n c o r o ( t 。：，+ 蹦一瓦1 c r i + o c 。s i 咄_ ”限。b ， + 哇一- 川彘 1 一s r 2 ) 】 。 ( f ) = “) + o j r d l 一c d , l ( t , 2 ) s i n ( t - t , 2 ) - 1 i 石南酊n o - f d ( 3 - 3 c ) 一捌+ 哇一】矗【1 一c o 铷i j r d ( t 卅，2 ) 】 式慨；1 4 z , c m 4 z - z e ，c = 器。 l l r l ( f ) = 畸一y c ，l ( f ，3 ) 】争s i n o j ，( f t ，3 ) + l l ( r ，3 ) c 3 s o ) ，( ，一f n ) ( 3 - 4 a ) 厶 _ 一 v c r l ( f ) = r c ，1 ( f ，3 ) c o s c o r ( f t ，3 ) + z ，o l o r 3 ) s i n c o ，o t ，3 ) 十1 v , 1 1 - c o s c o , 3 ) 】 ( 3 _ 4 b ) v c d i ( r ) = 0 式中q = l 扛巧，z ，= 丽。 1 8 南京航空航天大学硕士学位论文 谐振支路2 的表达式与式( 3 1 ) 一( 3 4 ) 一样，只是在时间上相差z 犯。 3 5 开关管移相角对h b 的影响 前面已指出，两条谐振支路的工作是相互独立的，只是在相位上相差1 8 0 0 。实 际上，两个谐振支路的相位差可为任意角度0 ，0 e 1 0 0 ，3 6 0 0 】，不同的0 对两个谐振支 路的工作没有任何影响，只是影响v c d i 和v c d 2 之间的相位差。由于0 e 0 0 ，1 8 0 。1 和 0 1 8 0 。，3 6 0 。 ，变换器的工作情况类似，因此下面只考虑i - 0 e 0 ，1 8 0 0 的情况。两 条谐振支路的相位差由开关管q 1 和q 2 的驱动信号的相位差决定，定义0 为两只开关 管的移相角0 ，0 【o ，1 8 0 。】。 叭：弋 八八 ( a ) 0 = 0 0 以以。 尸 c o ) 0 = 9 0 。 - 、厂p 厂狁。 八八八八 ( c ) 0 = 1 8 0 。 图3 - 4 不n o 时v a b 的波形 1 9 零电压开关多谐振兰电平直流变换器 从图3 1 可知，v a b 是v c d l 和v c d 2 之和，图3 - 4 给出了不同0 时v a b 的波形图，从 中可以看出：0 取不同值对y a b 的波形影响很大。图3 - 4 ( a ) 是0 = 0 0 时的情况，此时v c d l 和k c d 2 同相位，而v a b 幅值是v c d l 幅值的两倍：图3 - 5 ( b ) 是0 = 9 0 0 时的情况，此时v c d l 和v c d 2 相差9 0 0 ，v a b 的幅值要比o = 0 0 时的情况要小；图3 - 5 ( c ) 是0 = 1 8 0 0 时的情况， 此时v c d l 和v c d 2 相差1 8 0 0 ，v a b 的幅值等于v c d l 幅值。 图3 4 表明，当0 = 1 8 0 0 时，v a b 的脉动最小，即其交流分量最小，而且v a b 的脉 动频率是开关频率的两倍，这样就可以使得滤波电感和滤波电容最小。 b u c k z v s - m r - t l 变换器的输出电压v o 可以由式( 3 5 ) 得到： m1 一 圪= f 1 卜b 西= 軎( f 5 v c o l d t + r ；s v c d 2 d o ( 3 - 5 ) 前面已指出，移相角e 对物】和v c 0 2 的波形没有影响，只影响它们之间的相位差， 因此0 只影响v a b 波形而不影响在一个周期内v a b 的平均值，也就是说0 对输出电压没 有影响。 3 6 本章小结 本章详细分析了b u c k z v s - m r - t l 变换器的工作原理，可以得出以下结论： 1 变换器中包含两个谐振支路，每个谐振支路的工作都是相互独立的，与另一 谐振支路无关： 2 在一个周期内，每个谐振支路有四种谐振阶段，它们依次为是 a ) 谐振电感电流线性上升阶段； b ) 谐振电感与二极管并联电容谐振阶段： c ) 谐振电感、二极管并联电容和开关管并联电容谐振阶段； d ) 谐振电感和开关管并联电容谐振阶段。 3 两只开关管之间的移相角对两个谐振支路的工作没有影响，但对输出滤波器 上电压波形有影响； 4 输出电压与移相角无关； 5 移相角对加在输出滤波器上电压脉动有影响，移相角为1 8 0 0 时，加在输出滤 波器上电压的脉动最小，并且实现了倍频，在达到相同的滤波效果时，此时输出滤波 器最小。 南京航空航天大学硕士学位论文 第四章b u c kz v s m r - t l 变换器的特性 4 1 引言 上一章分析了b u c kz v s m r - t l 变换器的工作原理，每条谐振支路都有四个谐 振模态，两条谐振支路工作是相互独立的。 对于谐振变换器来说，电压传输比和开关管的电压应力是最基本也是最重要的特 性，本章将在上一章对变换器工作原理分析的基础上，分析b u c kz v s m r - t l 变换 器电压传输比和开关管电压应力，并与传统的b u c k z v s m r 变换器进行比较，最后 给出b u c kz v s m r - t l 变换器参数设计的方法。 4 2 电压传输比和开关管电压应力 由于b u c kz v s m r - t l 变换器工作时两条谐振支路是相互独立的，因此可以独 立分析设计。下面就以支路1 为例对变换器的特性进行分析。 图4 - 1 为b u c k z v s - m r - t l 变换器，先做如下假设：l ，l = 如= 上r ，c r l = c 乏= c r ， c d l = c d 2 = c d 。谐振支路1 是由一个谐振电感工r l 、两个谐振电容c r l 和c d l 三个谐 振元件构成的。做如下定义； 谐振频率 特征阻抗 + l ，c r i - - v c r 2 + 图4 - 1b u c kz v s m r - t l 变换器