（电路与系统专业论文）应用于移动数字电视调谐器的宽带LNA和混频器研究与设计[电路与系统专业优秀论文].pdf

摘蔓 摘要 近几十年来。随着数字电视技术的不断发展，人类在基本实现了高清晰电视图像 和音质要求的前提下，对高性能移动数字电视系统的需求越来越大。在这种形势下， 射频与通信集成电路的研究已趋于白熟化。目前，各种数字电视标准并存，但市场发 展潜力最大的还是移动数字电视系统。因此，针对移动数字电视标准进行射频接收电 路的研究和开发具有重要的现实意义。 低噪声放大器( l n a ) 和混频器( m i x e r ) 是移动数字电视射频接收机中不可缺少的关 键电路。近年来，睫着移动数字电视技术的不断发展，系统对芯片的噪声指数和线性 度等指标提出了更高的要求。同时，为了满足产品化后高可靠性和低成本的要求，芯 片需要高集成度，因此射频接收机必须单芯片实现。 本文介绍了宽带l n a 和混频器的基本原理以及几种常见的l n a 和混频器结构， 并对各种结构的优缺点作了阐述。针对目前宽带l n a 和混频器中应用最为广泛的电阻 负反馈l n a 和c m o s 开关型g 曲e r t 混频器，文章作了较为详细的分析。在此基础 上，文中对这两种结构进行了优化，提出了自偏置电阻负反馈l n a 结构和低压正交双 平衡c _ , i l b c - r t 混频器结构，并设计了单端转双端电路用于l n a 和混频器的互连。该优化 的结构继承原有电阻负反馈l n a 和g i l b e r t 混频器电路之长，避其之短，解决了l n a 电路中宽带噪声以及级联线性度差和g 曲e r t 混频器电路中电源电压高、线性度低的问 题。 c m o s 工艺的电容和m o s 管噪声是设计l n a 和混频器时需要考虑的非常重要的 闯题。本文专门介绍了电容的模型，并应用于版图设计当中。介绍了m o s 管的噪声模 型以及其最新发展，讨论了模型对设计结果的影响。 论文根据移动数字电视接收机标准给出了基于t s m c9 0 r i mc m o s 工艺、采用电阻 负反馈结构的l n a 、源级负反馈的单端转双端电路和低压g i l b e r t 结构混频器完整的电 路设计、模拟结果和版图设计。模拟结果表明，采用该方案的l n a 和m i x e l 基本达到 了移动数字电视的设计标准。 关键词：移动数字电视；低噪声放大器；混频器；噪声指数；线性度 i a b n 嘣 a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to ft h et e c i m o l o g yo fd i 加lt e l e v i s i o ni nr e c e n td e c a d e s ，b e t t e r t e l e v i s i o ni m a g ea n ds o u n dc a nb er e a l i z e d a tt h es a m et i m e ，t h ed e m a n df o rh i g h - p 眈f o 积黜m o b i l ed i 垂t a lt e l 蕊f i s i o 且s y 瓯跏篮h a sb e e n 曩刚u p s u r g e u n d e rs u c h c i r c u m s ：t 蚰c e s ，r e s e a r c h e si nt h i sf i e l db e o o l n cm o r ea n di d d r ep a s s i o n a t e e v e nt h o u g ht h e r e e x i s tm a n yk i n d so fd i g i t a lt e l e v i s i o ns t a n d a r de x i s t s ，m o b i l ed i 咖lt e l e v i s i o ns y s t e ms h a r e s t h eb i g g e s tm a r k e t t h u s ，i ti si m p o r t a n tt or e s e a r c ha n dd e s i g nr f ( r a d i o - f r e q u e n c y ) i c s a c c o 洫g t h em o b i l ed i o t a lt e l e v i s i o ns t a n d a r d 一 1 t h el o wn o i s ea m p l i f i e r ( l n a ) a n dt h em i g e l - a r e t h ek e yc o m p o n e n t si nr ft r a n s c e i v e r a st h es t a n d a r do fm o b f l ed i g i t a lt e l e v i s i o nd e v e l o p e di nr e c e n ty e a r s ，t h ep e r f o r m a n c es u c h 鹤n o i s ef i g u r e ( n f ) t o l dt h el i n e a d t yo f i cm u s tb ep r o m o t e d s i m u l t a n e o u s l y , i no r d e rt o s a t i s f yp r o d u c t sh i g hp e r f o r m a n c ea n dl o wc o s t , c h i p sn e e dah i g h e ri n t e q 蓼 a d o n t h e r e f o r e ， 盯t r a n s c e i v e rs h o u l db ef u l l ym o n o f i t h i ci n t e g r a t i o n t h i sp a p e ri n t r o d u c e st h ef u n d a m e n t a l so fl n aa n dm l x e l , w i t hs o m ec o m m o ns t r u c t l 皿e a sw e l la st h e i rm e r i t sa n dd e m e r i t sg i v e no u t t h ep a p e ra l s og i v e sad e t a i l e da n a l y s i so ft h e l n aw i t hf e e d b a c kr e s i s t a n c ea n dac m o sc o m m u t a t i n gc d l b e r tm i x e r , w h i c ha 北c u r r e n t l y t h em o s tw i d e l yu s e d b a s e do nt h ea n a l y s i s ，a no p t i m i z e ds e l f - b i a s i n gr e s i s t a n c e - f e e d b a c k l n aa n dal o w - v o l t a g eq u a d r a t u r ec d l b c r tl n i x e ri sp r e s e n t e d a l s ot h es i n g l e - e n d e dt o d i f f e r e n t i a lc i r c u i ti sd e s i g n e df o rc o n n e c t i n gt h el n aa n dt h em i x e r t h i st y p eo fl n aa n d m i x e re n j o y st h ea d v a n t a g e so ft h ea n t e r i o rl n aa n dm i x l 。r , w h i l er e s o l v e st h ep r o b l e mo f b r o a d b a n dn o i s e ，p o o rt i n e a r i t yo fc a s c a d e d8 w d g t n l - ea n dm i x e r sh i g hp o w e rv o l t a g ea n d l o wl i n e a r i t y t h ec a p a c i t o ri n c m o sp r o c e s sa n dt h em o s f e t sn o i s ei sa ni m p o r t a n ti s s u ei n d e s i g n i n gl n a a n dm i x e r t h i st h e s i ss p e c i a l l yi n t r o d u c e dt h ec a p a c i t o r sm o d e t i n ga n dt h e m o s f e t sn o i s em o d e l a n dd i s c u s s e dt h es n n u l a t i o nr e s u l tu n d e rt h ei n f l u e n c eo f m o d e l t h ef i n a lp a r to ft h ep a p e rp r e s e n t snl n aa n dam i x e rc h i pf a b r i c a t e di nt s m c9 0 n m c m o st e c h n o l o g yu s e df o rm o b i l ed i g i t a lt e l e v i s i o ns y s t e m - t h ep o s ts i m u l a t i o nr e s u l t sa n d t h el a y o u td e s i g n 锄p r o v i d e d t h er e s u l t si n d i c a 士ct h a tt h i sc a s c a d el n aa n dm i x e ri s c o m p l i a n tw i t hd v b - hs p e c i f i c a t i o n s k e yw o r d s ：m o b i l ed t v ；l n a ：m i x e r ；n f ( n o i s ef i g u r e ) ；i l n e a r i t y 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成 果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材 料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了 谢意。 研究生签名：丑互熊 e t 期：! z ：i ：乡 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复 印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和 纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布 ( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研究生院办 理。 研究生签名：l l 司! 亟导师签名： 期：哆；巧篷 东南大学硬士学位论文 1 1 应用背景 第一章引言 电视是人们日常生活中最常用的消费电子产品之一。但回顾近几十年中国最重要 的电子产业，包括p c 、通信、电视，在研究发展中进步最小的就是电视，仅仅从黑自 变成彩色而已，没能像其他两项产业一样全面数字化。然而，数字电视t 相关产业 的市场有多大呢? 根据c a h n e r si n - s t , a tg r o u p 报告，全球数字电视广播产品的产值将从 2 0 0 0 年的8 亿美金成长到2 0 0 4 年的4 0 亿美金。由于手机的普及率越来越高，在手机 中增加多媒体功能来吸引大众购买新手机已经成为一种趋势。例如在手机中内建f m 收音机、电子词典、数码相机、m p 3 等功能。d v b - h 的策划主席j u k k ah e n r i k s s o n 说 “电视是最大的媒体，也是手机还没有占领的最后一个市场”【l 】目前世界上很多国 家都成立了相关数字电视组织，如美国的a d v a n c e dt e l e v i s i o ns y s t e m sc o m m i t t e e ( a t s c ) 、加拿大的d t vh k 、日本的d i g i t a lb r o a d c a s t i n ge x p e r t sg r o u p ( d i b e g ) 以及 欧洲的e u r o p e a nb r o a d c a s tu n i o n ( e b u ) 等机构。 数字电视由于采用数字技术传送和处理数字电视信号，其抗噪声能力要比传统的 模拟电视高出很多，它可以传输类似电影质量的图像信号以及达到c d 音质的声音信 号。同时，因为采用全数字的方式处理信号，因此在原有的电视信号中可以加入其他 信息，提供原来模拟电视无法做到的全新服务，例如分割图像画面、互动服务，不同 视角的画面和多种语言字幕等服务选项。在有限的带宽内，数字电视信号在传输前可 以进行压缩，大大提高带宽的使用率，以及其他方面的性能，包括与电脑和其他电视 产品之间的海量数据传输。其与模拟电视的特性比较如表1 1 所示。 比较项目数字电视模拟电视 圊回清晰厦极佳 普通 影像残影 无有 抗噪声能力 佳差 频道数高于模拟电视7 倍少 分辨率( 像素) 7 2 0 x 4 8 0 ( s d t v ) 1 2 8 0 x 7 2 0 ( f i d t v l7 2 0 x 4 8 0 ( s d t v l 1 9 2 0 x 1 0 8 0 ( h d t v ) 声音品质接近c d 品质f m 品质 带宽使用率 高低 1 2 移动数字电视标准简介 数字电视标准根据不同的应用环境分为：移动数字电视，陆地数字电视，有线数 字电视，卫星数字电视等。本文主要讨论移动数字电视标准。它在发展初期呈现多种 标准相互竞争的状况。现今世界各国所提出的移动数字电视开放标准大致可分为以下 三大系统：n ) 韩国的d m b ( d i g i t a lm u l t i m e d i ab r o a d c a s t ) 系统；( 2 ) 欧洲的d v b - h i g i t a lv i d e ob r o a d c a s t - h a n d h e l d ) 系统；( 3 ) 日本的i s d b t ( h t e 霉- a t ds e r v i c e sd i 百t a l b r o a d c a s t - t e r r e s t r i a l ) 系统。各种标准简介如下所述。 第一章引害 1 2 1d m b 韩国的d m b 技术从2 0 0 2 年开始由韩国电子通信研究院( e l e c 乜o n i e sa n d t d e c o m m u n i c a t i o n sr e s e a r c hi n s t i t u t e ，e t r i ) 研发，当时以欧洲数字声音广播( d i g i t a l a u d i ob r o a d c a s t i n g ；d a b ) 标准，e u r e k a - 1 4 7 影像传送为基础，因为许多国家已经投入 相当经费用于d a b 的发展，在成本方面，相对于发展一套全新的d v b - h 系统，只需 在投入少量成本即可实现d m b 系统。目前韩国提供的d m b 服务可分为地面和卫星两 种传送方式。卫星多媒体广播的原理，是由地面广播中心向赤道上空的通信卫星发送 多媒体信号，由卫星接收后转发给地面的终端接收机，使用者可以通过手机等装置在 移动中收看电视节目。d m b 系统使用m p e g 4 编码格式，调制方式为d q p s k ，传输带 宽为6 m h z ，在功率消耗方面没有特别要求【2 司。值得一提的是，欧洲的德国并未采用 d v b h 标准，而是以d m b 技术为主体，并以d m b 转播2 0 0 6 年世界杯足球赛。 1 2 2d v b - h 手持数字电视广播系统( d v b h ：d i g i t a lv i d e ob r o a d c a s t i n g - h a n d h e l d ) 是陆地数字 电视广播系统( d v b - t ：d i 。垂t a lv k l e ob r o a d c a s t i n g - t e r r e s t r i a l ) 的扩展应用，由2 0 0 2 年 1 1 月成立的d v b x 工作小组研发( 2 0 0 3 年4 月更名为d v b h ) ，目标是基于d v b - t 系 统研发更适合移动接收应用的数字广播技术，其研究重点是移动接收以及接收机的功 耗问题，而且限制解决方案必须尽可能与d v b t 兼容。如图1 1 所示，该系统基于 d v b t ，并新增了4 k 工作模式，在m 层添加了时间分割( t i m e s l i c i n g ) 以及多重协议 封装前向纠错( m u l t i p r o t o c o le n c a p s u l a t i o n f o r w a r de r r o rc o r r e c t i o n ：m p e - f e c ) 两项技 术，分别有助于节省功耗以及提升移动接收性能【4 “。 图1 1d v b h 系统架构图 d v b h 利用时间分割技术来节省功耗，其方式如下：在数字广播中，单一频道内 可以包含多个节目内容或服务，在发射端先利用复接器( m u l t i p l e x e r ) 将多个图像、声音 以及数据信号流汇集成单一传输流( t r a n s p o r ts t r e a m ：t s ) ，再将t s 经过调制后发射出 去。如图1 2 所示，d v b t 系统在码元传输率的维度上进行分割，在同一时间内传送 多个节目的内容，若使用者想要收看一节目，接收机的前端电路必须全时工作才能解 出完整的t s 码流，再由分接器选取所选定节目的码流。为了降低接收机的功耗， d v b h 将码流分割成不同的时隙( t i m e - s 1 0 0 ，使用者若想收看某一节目，接收机只需 要选择相应的时隙接收信号，其余时间处于待机或者关机状态，因此达到省电的目 的。 2 东南大学硕士学位论文 图1 2 时间分割的概念 d v b t 中规范了2 k 以及8 k 两种传输方式。8 k 模式处理多重路径反射能力比较 强，可提供较广的电波覆盖范围，因而降低网络架构成本。但因其副载波在频域内的 间隔较近，移动接收能力较差，2 k 模式的性能与8 k 模式相反。d v b - h 中新增了4 k 模 式可以在移动性与网络覆盖之间进行折中。 d v b h 在编码上使用m p e g 4 格式，调制方式为q p s k 或者1 6 一q a m ，传输带宽 5 8 m h z ，利用时间分割方式来降低功耗。目前n o k i a 公司已经推出了支持d v b h 的 手机7 7 0 0 ：国际i c 设计公司德州仪器( t e x a si n s t r u m e n t s ：t o 在2 0 0 6 年推出了支持数 字电视的芯片，其余支持d v b - h 的公司还有f r e e s c a l e 、i n t e l 、m i c r o t a n c 、t r p c , o m 等 同。 1 2 3i s d b - t i s d b t 系统本身属于d v b t 系统的改进，在操作状态比d v b t 多了4 k 的工作 模式，所以i s d b t 本身可以适用于移动接收，因为系统来源于d v b t ，所以技术特 性上与d v b - h 系统相似，而图像以m p e g 2 格式编码，q p s k 或者1 6 - q a m 调制与 d v b h 相同，其传输带宽为6 m h z ，通过减小带宽的方式来降低功耗p 一。德州仪器公 司对外宣称其推出的数字电视芯片支持d v b h 的同时，也支持i s d b t 系统；在日本 也已经推出了数款可支持移动数字电视信号的手机，图1 3 为s a n y o 公司以及n e c 生 产的支持i s d b - t 的手机。 图1 3s a n y o 与n e c 公司支持i s d b - t 的手机 表1 2 将上述三大开放标准系统的性能综合比较，表中显示大多数国家均采用 d v b - h 的标准，d v b - h 在移动电视领域有较大的优势。 3 第一章引言 表1 2 移动数字电视三大开放标准比较 系统 d m bd v b hi s d b t 编码m p e g 4 ( v i d e o )m p e g 4 ( v i d e o )m p e g 2 ( v i d e o ) b a s c ( a u d i o )a a c ( a u d i o )a a c ( a u d i o ) 调制 c o f d mc o f d m 7 0 f d m ( 1 3 - s e g c h ) d q p s kq p s k l 6 - q a mq p s k l 6 - q a m 信道带宽 6 m h z8 m h z6 h i 玉z 最大比特率9 2 m b p s3 1 m b p s2 3 m b p s 降氐功耗的方法 无 时间切割缩减带宽 使用国家韩国，德国欧洲，美国日本 1 3 本论文的主要工作 本论文的主要任务是基于移动数字电视标准提出的性能( 附录b ) 设计用于移动数字 电视射频接收机中的宽带低噪声放大器( l n a ，l o wn o i s ea m p l i f i e r ) ，单端转双端电 路，缓冲电路和下变频混频器( d o w nc o n v e r t e rm i x e r ) 。着重对于l n a 和混频器的 m o s 管噪声，线性度等进行研究和设计。 本论文按照如下结构组织： 首先介绍数字电视常用的接收机架构，并推导接收机各级电路的性能指标的估算 方法。 第二，介绍c m o s 工艺的电容和m o s 管噪声模型。电容的实现是数字c m o s 工 艺面临的第一个难题。通常使用的m o s 管栅电容和结电容等都有各自的缺点，不过， 随着c m o s 工艺的特征尺寸的减小，出现了几种性能优异的金属电容，能够满足单片 集成的要求。对m o s 管的噪声模型进行了仔细的分析，为l n a 和混频器的噪声计算 做了铺垫。精确的m o s 管模型对于缩短设计周期与一次设计成功是一大关键。m o s 管噪声模型对射频电路的设计也至关重要，没有对m o s 管的模型和噪声特性的完全理 解是很难实现c m o s 接收机的。本次设计采用的b s i m 4 4 ：2 模型的精确度高，而且包 含了射频段非常明显的栅感应噪声等效应。 第三，详细分析低噪声放大器的各种指标并进行了宽带低噪声放大器的设计。作 为射频接收机的第一级，低噪声放大器( l n a ) 决定了整个接收机的噪声性能，它还需具 备高增益，线性度好，反射系数小以及宽的动态范围。 第四，为了实现与混频器的连接，设计了片上单端转双端电路，详细分析该电路 的工作原理。 最后，进行了混频器的设计。混频器是接收机的核心部分之一，除了完成频率变 换和变频增益外，混频器的线性度，噪声指数和端口隔离也很重要。这些都需要对电 路结构和具体参数进行精心的选择以达到这些指标。 4 东南大学硕士学位论文 第二章数字电视调谐器系统结构与各级电路估算 数字电视调谐器( d t 、，t u n e r ) 作为一种典型的宽带射频接收机，可以对信号进行放 大和解调，从而满足信号接收的一些要求以及兼容不同的数字电视传输协议。调谐器 在输入频率上选择有用的信号，滤除干扰信号，类似一扇门的作用。相对于其他通信 系统，移动数字电视调谐器所对应的无线通信环境相当恶劣，信号强度会受到诸如多 重路径效应、频段内的其他干扰源以及气候等因素的影响而强弱不定，在与传统的 模拟电视广播并存时会受到干扰等问题。因此射频调谐器的架构选择上不仅关系到能 否达到规范要求的性能指标，如噪声指数，动态范围、灵敏度抗干扰能力等参数， 更决定了射频调谐器在实现上所需要的成本多少。目前文献中提及的射频调谐器主要 有以下三种： ( 1 ) 一次变频( s i n g l e - c o n v e r s i o n ) 结构 ( 2 ) 两次变频( d u a b c o n v o - s i o n ) 结构 ( 3 ) 直接变频( d i r e c t - c o n v e r s i o n ) 结构 2 1 一次变频结构 传统的模拟电视调谐器和目前绝大多数陆地数字电视调谐器均采用一次变频结构 唧。如图2 1 所示，其工作频率范围从5 0 8 6 0 m h z 的射频接收信号，经过一次交频后 降到低于5 0 m h z 的中频端，然后经过信道选择滤波器( c h a n n e ls e l e c t i o nf i l t e r ) 进入解调 端。此结构的优点在于可以把宽带接收机分割成2 3 个频带分别设计，成本较低，实现 上较为简单。缺点是镜像频率( i m a g ef r e q u e n c y ) 会落在接收频带内，因此整个电路需要 高的镜像抑制能力。一般通过多组跟踪滤波器( t r a c k i n gf i l t e r ) 消除镜像，同时也滤除其 他通道的干扰信号。然而跟踪滤波器会带来通道内的群延时( g r o u pd c l a y ) 以及损耗，从 而造成信号失真，影响中频段频率响应的平坦性，并且通带带宽的调整也费时费力。 从集成的角度来看，跟踪滤波器的频繁使用也使得单次变频架构集成程度最低，不易 被移动通信所使用。 r f 2 2 二次变频结构 图2 1 一次变频结构 图2 2 所示为两次变频结构t o 1 ，其特点为先上变频到i g h z 左右的第一中频，在 下边频到低于5 0 m h z 的第二中频，之后经过信道选择滤波器进入解调电路。相对于一 次变频结构，它的镜像频率落在接收频带之外，因此不需要很高的镜像抑制能力，而 且本地振荡源信号也不会成为干扰源。二次变频中的带通滤波器均可以采用固定频率 设计，比较一次变频中的跟踪滤波器具有更好的频率选择度以及通带特性，可以达到 5 一 第二章数字电视调谐墨系统结构与备级电路估算 更好的镜像抑制效果和轻微的失真效果。此外，由于调谐器不需要跟踪滤波器并且在 第一中频端使用的带通滤波器也可以由一个具有镜像抑制功能的混频器代替，所以两 次变频结构更利于集成， 然而，由于缺少跟踪滤波器，在射频端对所需信道外的干扰信号缺少滤除作用。 在干扰信号相对于接收信号有可能强弱相差很多的环境里，对调谐器的线性度要求需 严格，以避免互调( i n t e r m o d u l a t i o n ) 现象。最常付出的代价是电路设计时消耗更多的直 流功率来换取较高的线性度。由于二次变频结构的功耗很大，同样不是适用于移动数 字电视调谐器。 r f 2 3 直接变频结构 图2 2 二次变频结构 在一次变频和二次变频的调谐器中，中频输出端都需要采用声表面滤波器( s a w f i l t e r ) 来做通道选择作用。然而采用声表面滤波器无法实现单片集成，因此如何省去声 表面滤波器变成现今接收机研究的重要课题。直接变频结构是其中的个解决方案【1 2 。直接变频结构按照其中频频率高低分为零中频( z e r oi f ) 以及低中频( 1 0 wi f ) 两种结 构。直接变频接收机如图2 3 所示。射频信号直接由正交混频器( q u a d r a t u r em i x e r ) 降至 基频并分成i 和o 两路信号。其优点在于不需要镜像抑制，信道选择可以通过在基频 端集成的可编程调整带宽的低通滤波器来完成。相对于其他结构，零中频方式的结构 最简单，集成化程度最高。然而这样的结构也有不少缺点。 d o w nm i x e ri fa m pl p fi fa g c 2 3 1 直流偏移( d eo f f s e t ) d o w nm i x e ri fa m p l p f 图2 3 直接变频结构 如图2 4 ，由于本地振荡源的频率在接收频带内，本振信号泄漏到天线端又通过天 线重新接收，在经过混频器的同时形成自混频( s e l f - m i x i n g ) ，从而造成输出基频信号的 6 东南大学硕士学位论文 直流偏移。由于直流偏移具有时变特性，并且直流偏移经常大于基频信号，造成严重 的干扰。在设计直接变频结构的调谐器时，必须注意选择低噪声放大器和混频器的结 构来减小本振泄漏。目前文献中处理直流偏移的方法，大致可以分为三种：( 1 ) 交流耦 合( a cc 伽硼n g ) 法f 1 2 】；( 2 ) 负反馈补偿法【1 5 】；( 3 ) 数字信号处理( d s p ) 法。 ，小ad o w nm i x e r i f a m pl p f萨a g c 图2 4 本振信号的自混频现象 将直流信号移除的最简单方法是用一个电容将交流信号耦合到输出端，而将直流 信号移除。但是此方法会在低频形成一个截止频带，为了不适成信号的过多失真，此 截止频带需设计的相当低，以避免损失过多的信息。用交流耦合法移除直流偏移方式 适用于直流附近呈现一凹陷型的调制方式，例如f s k 调制。交流耦合方式实际上就是 一个高通滤波器，如果截止频带设计得当，并不会造成基频信号严重损失。但是由于 d v b h 使用的调制方式是q p s k 和1 6 q a m ，在直流附近仍然有很多重要信息，所以 不太适合采用此方法。如果d v b - h 使用的是c o f d m 调制技术，在特性上比较能忍受 窄频干扰源，所以也能忍受交流耦合方式移除直流偏移形成的类似窄频干扰的失真。 图2 5 所示为负反馈移除直流偏移的示意图。这里利用两个接地电容，可以大幅度 减小电容耦合方式所使用的电容值，相应地也减小了电容版图面积带来的寄生影响。 图2 5 负反馈移除直流偏移电路示意图 d s p 方式利用校正机制来移除直流偏移，信号每经过一级放大器就进行一次直流 偏移校正工作，这样可以避免因直流偏移过大使得后级电路饱和，造成信号失真。其 校正方式是将信号通过a d c 把模拟信号转换成为数字信号，通过d s p 方式将直流偏 移量计算出来，再由d a c 将数字信号转换为模拟信号，对直流偏移进行补偿。 2 3 2 闪烁噪声 由于直接变频结构的中频频率位子o h z 附近，所以器件的闪烁噪声会影响信号， 尤其是在c m o s 应用中。可以通过以下计算得到比较直观的理解。在典型微米级的 c m o s 电路中，一个几百微米宽，最小沟道长度的m o s 管，工作电流几百微安，通常 闪烁噪声角频率( i f n o i s ec o m e rf r e q u e n c y ) 在i m h z 左右【1 2 1 ，由此可得， j ，_ _。4 i ，三( 2 - 1 ) 耽巳儿：l m 3 9 。 、7 其中足是取决于工艺参数的常数，约为1 0 - 2 5 v 2 f 。通过在1 0 h z 到2 0 0 k h z 带宽内 积分，可以得到总的闪烁噪声功率： 7 一 第二章数字电视调谐嚣系统结构与各缓电路信算 耻丁壶芋2 志戤， 伍2 ， = 4 k t 二( 1 0 6 ) i n ( 2 1 0 4 ) 如果仅仅计算热噪声，可以得到总的热噪声功率为 只2 = f4 k t 叫* 4 k t 一( 2 x 1 0 5 ) ( 2 3 ) 1 0 缸 j g 厢g 两 所以相对的噪声功率增大了只。只2 = 4 9 5 = 1 6 9 d b 这要求低噪声放大器以及混频器提供高的增益。由于混频器的后续电路工作在很 低的频率上，所以这些器件要尽量做的大一些来减小闪烁噪声的幅度。 2 3 3i i q 不匹配 如图2 3 所示，直接变频结构需要正交混频来实现下变频。这需要对r f 信号或者 l o 信号进行9 0 。相移。由于r f 信号本身受制于噪声一功耗一增益的平衡，所以实际电 路中通常对l o 信号进行移相。在移相过程中无论是相位差或者是幅度差都会造成误码 率的上升。注意所有i , q 通路中的电路都对相位和幅度差有贡献。进一步分析v q 两路 信号不匹配，可以假设接收信号为x 。( f ) = 口0 0 8 0 3 + ，其中 和 可以取值1 或一e tb s i l l ( 0 e t ab 1 。假设l o 信号i ，q 两路相位分别等于x l or ( f ) = 2 c o s 彩。t ， 工工d 口( f ) = 2 ( 1 + e ) s i n ( o s d + 0 ) ，其中e 和口分别代表增益和相位差。乘以接收信号 工。( f ) ，通过低通滤波器以后可以得到基带信号： 工衄，( t ) = 口 ( 2 4 ) j a 8 p o ) = ( 1 + e ) b c o s 8 一( 1 + e ) a s i n 0 ( 2 5 ) 图2 5 显示有幅度和相位差时，基带信号的时域波形。幅度差改变了输出基带信号 的幅度，而相位差则将一个信道内的数据脉冲转移到另一个信道内。 j 廿刊乇册于f 甘匕附 气显眭盱 乇吁龄 ( a )( b ) 图2 5i q 不匹配的影响( a ) 幅度偏差( b ) 相位偏差 2 3 4 偶次失真 一般来说，射频接收机只对奇次失真敏感，在直接变频接收机中，偶次失真成为 问题。如图2 6 所示，如果两个很强的干扰信号距离接收信号很近，并且在低噪放中存 在非线性，低噪放的传输函数为y ( f ) = 工( f ) + x ( f ) 2 ，假设工( f ) = a lc o s ( o j t + a 2 c o s 0 3 z t ， 则y ( f ) 中包含项：a 2 a 。a 2c o s ( o ) i o s 2 ) t ，这样两个高频干扰信号产生一个低频信号， 形成了偶次失真。 8 东南大学硕士学位论文 图2 6 干扰信号偶次失真的影响 如果混频器是理想的，这样一项在与c o s ( 0 l o t 相乘后，变频到高频，不会对基频有 影响。实际上，混频器总是存在从射频信号到中频信号的馈通。当混频器的开关管不 对称或是本振信号的占空比不是5 0 ，就会产生类似( f + a c o s c o w t ) 的输出，这 样射频信号就出现在输出端。 二次非线性产生的另一种机理是，接收的射频信号二次谐波与本振输出端的二次 谐波进行混频，得到的频率在零中频附近。同样的，更高阶的谐波混频也会影响中频 信号，但是由于射频和本振信号的谐波幅度与频率成反比，所以可以忽略。 二次非线性可以采用二阶互调点( m 2 ) 来表示。类似三阶互调点的计算，利用两个 等幅度输入信号去观察低频输出信号的大小。通过扫描输出与输入信号的功率可以获 得相对应的m 2 。 2 4 射频前端电路参数估算 本次设计采用如图2 3 所示的直接变频结构，在开始射频接收机设计前，首先对前 端电路进行估算，制定各级电路所需要的性能指标，并估算射频接收机是否能够通过 系统定义的指标。在电路估算过程中，若计算后整体指标无法通过系统要求，则需要 找出各级电路中需要改善的部分，重新进行参数规划，再进行整体估算。如果还是不 能满足系统规范，则需要改用其他结构，继续以上步骤，直到达到系统规范要求。当 然，电路各级参数的制定必须在可以实现的基础上进行，否则估算没有任何意义。 ( 1 ) 载噪比( c n r ) d v b h 规定了数字电视调制信号进入解调端前的最低载噪比( c a r r i e r - t o - n o i s e r a t i o ：c n r ) ，表2 1 是d v b h 在通过高斯白噪声后的最低载噪比。 表2 1d v b h 对于不同调制信号的载噪比要求 调制方式码率载嗓比( d b l q p s k l 2 3 1 2 3 4 9 3 45 9 4 56 9 5 1 67 7 1 6 - q a m l 28 8 2 3 1 1 1 3 41 2 5 4 51 3 5 5 61 3 9 ( 2 ) 噪声指数( n o i s ef i g u r e ) 在射频电路中，通常利用噪声指数来衡量电路的噪声特性，一般的噪声指数定义 为 - 9 第二章数字电视调谐器系统结构与各级电路估算 n r ( d b ) 圳吒s n 刁r = = 1 0 l o 睦急 考虑n 级串联电路，假设各级电路增益为 嵋，各级噪声指数为乃r ，则n 级 电路总的噪声指数为 。 ：l o l o g ( e + f 2 。- _ _ 兰l + 筹+ - - 4 笔_ ) ( 2 7 ) u i ”j u 20 1 u 2 u 一l 如果各级增益和噪声分别为l n a ：g 1 = 2 8 d b ，混频器：g 卢- 3 d b ；l n a ：f 1 = 2 d b ，混频器：f z = 1 4 d b ，则总的噪声指数为 弛= 1 0 l o g ( 1 0 ”+ 手) - - 2 1 3 d b ( 3 ) 灵敏度( s e n s i t i v i t y ) 、 接收机的灵敏度定义为与热噪声以及系统嗓声相等时的接收信号功率，将数字电 视系统带宽定为8 m h z ，则输入端的热噪声为： n i ( d 劭”) = 1 0 l o g ( k t b ) + 3 0 = 1 0 ( 1 3 8 x 1 0 “3 2 9 0 x 8 1 0 6 ) + 3 0 = 一1 0 5 2 d b m ( 2 8 ) 由表2 1 可知接收机在以1 6 q a m 调制时所需要的载噪比大约1 3 9 d b 才可完成所 有码率下的操作。预估接收机整体的噪声指数为5 d b 时，可以计算接收机的灵敏度为 只= n t + c n r + n f = - 1 0 5 2 + 1 3 9 + 5 = - 8 6 3 d b m ( 2 9 ) ( 4 ) l d b 增益压缩点( p 1 d b ) 由于电路存在非线性，在输入信号功率逐渐增大时，电路的增益会逐渐降低，使 得输出信号功率不算输入信号线性增大，当输出信号强度较理想强度降低l d b 的时 候，此时的输出功率点称为输出l d b 压缩点( o p l d b ) ，而相对应的输入功率称为输入 l d b 压缩点( i p i d b ) 。当多级电路级联以后，其l d b 压缩点可以表示为： 置口( 。岫o ( d b m ) = 一l o l o g i 互者z ( 2 1 0 ) 接收机各级电路参数估算整理与表2 2 和表2 3 中。 表2 2 射频接收机各级电路参数估算 带通滤波器 v g l n a 混频器 v g a + l p f 增益( d b l - o 32 8 ，o一3 5 5 噪声指数( d b l o - 321 4x i i p 3 ( d b m ) 1 0 05 1 4 级联增益( d b ) - o 32 7 72 4 77 9 7 级联噪声( d b ) o 32 32 4 35 表2 3 射频接收机各级电路灵敏度估算 灵敏度天线带通滤波器 v gl n a混频器v g a + l p f 信号( d b m ) 8 6 38 6 65 8 66 1 66 6 热噪声 1 0 5 2 1 0 5 2 7 5 2 7 8 0 72 0 5 ( d b m ) 信噪比( d b ) 1 8 91 8 61 6 61 6 4 71 3 9 1 0 东南大学硕士学位论文 第三章c m o s 电路中的电容和m o s 管 3 1c m o s 工艺中的电容 电容可用于许多电路中，比如采样保持电路。数据转换电路，开关电容和连续时 间滤波器以及射频集成电路中。电容需要大的芯片面积，因此高密度电容的研发非常 重要。除了高的电容密度，电容还须具有高的q 值，高的自谐振频率，好的线性度， 匹配性以及绝对精度( 容差) 。 通常c m o s 工艺中使用四种电容：栅电容、结电容、金属一金属( 多晶硅) 电容和薄绝 缘层电容。栅电容具有高的电容密度，但线性度很差而且需要直流偏置电压。结电容 线性度差，需要直流偏置，精度低，低的品质因数和高的温度系数限制了其使用。金 属一金属( 多晶硅) 电容线性度高，q 值高，但电容密度低，需要大的芯片面积。薄绝缘 层电容比如金属一绝缘层一金属( m i n i ) 电容具有高的电容密度，高q 值，线性度好的 特点，但在制造过程中需要附加的掩膜层，成本高，一般的数字c m o s 工艺不提供。 随着c m o s 工艺中横向尺寸的缩小，出现了几种利用横向电场的金属电容，具有电 容密度高，线性度好，成本低，芯片面积小的特点。如图3 1 所示。 图3 1c m o s 工艺中利用横向电场的金属电容 当采用的工艺特征尺寸在0 3 5 u r n 以下时，这种利用横向电场的金属电容具有明显 的优势，它