（电路与系统专业论文）电流模式dcdc同步降压芯片的设计与实现.pdf

摘要 摘要 开关电源是通过控制开关晶体管的开通与关断时间比来精确控制输出电压 的一种可靠高效的电源。随着消费类特别是移动电子产品对于电池寿命的要求越 来越高，开关电源的市场也越来越大。本文所设计的电路：电流模式d c d c 降 压芯片，正是针对这一市场需求设计的高效低成本芯片。 本课题的设计工作首先是完成了对参考芯片版图的提取，整理，并对参考芯 片结构进行了改进，增加了p w m p f m ( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n p u l s ef r e q u e n c y m o d u l a t i o n ) 模式选择单元以及p f m 驱动等功能。我们利用m a t l a b 分析了系统的 传输函数，增加了系统的稳定性，并优化了部分单元电路的结构。然后通过详细 的仿真测试，保证了电路结构的正确性。随后，我们完成了整个芯片版图的布图 工作，并将g d s i i 文件提交至晶圆厂流片。最后，我们对流片后的工程样片做了 初步的测试。 本论文首先分析了d c d c 电源芯片的背景资料和相关系统知识，讨论了各 种方案的优劣性，并对各主要模块进行了较详细的介绍，给出了相关的仿真和测 试数据。我们同时也介绍了版图设计的注意事项和给出了完整的系统版图。在论 文最后我们给出了流片后芯片的实际测试数据，针对测试数据和仿真数据做了对 比，并给出了结论。 本设计采用目前较为廉价的c s m c0 5 0 md p t m 工艺以节约成本，在设计上 采用p w m 和p f m 混合控制模式，以在大的负载范围内获得较高的效率。从流片 结果可以看出系统可以工作在1 6 v - 5 5 v 的宽输入电压范围，最大输出负载电流 亦可到4 0 0 m a ，p w m 时开关频率为1 5 m h z 。工作效率可在p f m 模式下达到7 5 以上，p w m 模式下达到8 0 以上。 从流片后的测试结果可看出，系统基本实现了预设功能。但系统还存在一些 缺陷，测试结果同仿真结果有一些差异。论文也分析了问题存在原因，并给出了 改进的方法。 关键词：开关电源，降压，p f m ，p w m a b s t r a c t a b s t r a c t s w i t c h i n gm o d ep o w e rs u p p l y ( s m p s ) i sah i g he f f i c i e n c yp o w e rs u p p l yb y c o n t r o l l i n gt h eo p e na n do f ft i m ea c c u r a t e l y a st h eb a t t e r yl i f er e q u i r e db yc u s t o m e r p o r t a b l ee l e c t r o n i c sg r e wh i g h e ra n dh i g l l e r , t h em a r k e to fs w i t c h i n gp o w e rs u p p l i e si s g e t t i n gb i g g e r o u rd e s i g n ：c u r r e n tm o d e ld c - d c b u c kc o n v e r t e rm a i n l ya i m sa tt h i s m a r k e tr e q u i r e m e n t t h ed e s i g nj o bb e g i n sw i t hc h i pd i a g r a me x t r a c t i o na n dr e o r g a n i z a t i o n w e i m p r o v et h ep e r f o r m a n c eo ft h er e f e r e n c ec h i pb ya d d i n gt h ep f m p w ms e l e c t o r , p f md r i v i n gf u n c t i o na n do p t i m i z i n gs o m eb l o c k s w eh a v ea n a l y z e dt h es y s t e m s t a b i l i t y 丽t 1 1m a t l a b w i t had e t a i l e db o c k sa n ds y s t e ms i m u l a t i o n , w ec o u l dp r o m i s ea c o r r e c tc i r c u i t a f t e rn 1 她w eh a v el a i dt h ew h o l ec h i p a n dt h e n , w eh a v es u b m i t t e d t h eg d s i if i l et ot h ef o u n d r y a tl a s t , w eh a v ed o n es o m ep r i m a r yt e s t i n gw i t ht h e s a m p l ec h i p s t h i sp a p e ra n a l y z e dt h er e l a t i v es y s t e mk n o w l e d g eo fd c d cp o w e rs u p p l y , t h e a d v a n t a g ea n dd i s a d v a n t a g eo fd i f f e r e n ts y s t e mt o p o l o g i e s ，a n da l s o t h ed e t a i l i n f o r m a t i o no ft h em a i nb l o c k si nt h i sd e s i g nw i t ht h es i m u l a t i o na n dt e s t i n gr e s u l t s w eh a v ea l s oi n t r o d u c e dt h ek e y p r o b l e m sw h e ny o ul a y o u t a n dt h ew h o l ec h i pl a y o u t d i a g r a mh a sb e e ng i v e n a tt h el a s tp a r to ft h i sp a p e r , w eh a v et a l ka b o u tt h et e s t i n g d a t ac o m p a r i n gw i t ht h es i m u l a t i o nd a t a f i n a l l y , ac o n c l u s i o nh a sb e e ng i v e n o u rd e s i g nh a v eu s e dt h ec s m c0 5 岬d p t mp r o c e s sf o rc o s t s a v i n g a p w m p f mh y b r i dc o n t r o ls t r u c t u r eh a sb e e ni m p l e m e n t e df o rg a i n i n gal l i g l l e f f i c i e n c ya taw i d el o a dr a n g e o u rc h i pc o u l dw o r kw e l la t1 6 - 5 5 vi n p u tv o l t a g e t h el a s tl o a dc u r r e n ti sa b o u t4 0 0 m a t h ew o r k i n gf r e q u e n c yi s1 5 m h z t h e e f f i c i e n c yi s7 5 a n da b o v ea tp f mm o d e l ，8 0 a n da b o v ea tp w m m o d e l f r o mt h et e s t i n gr e s u l t ，t h i se h i ph a sr e a l i z e dt h eb a s i cf u n c t i o n s b u t ，t h e r ea r e a l s os o m ef l a w s t h et e s t i n gr e s u l t sa r es o m e w h a td i f f e r e n tf r o mt h es i m u l a t i o nr e s u l t s i nt h i sp a p e r , w ea n a l y s i st h em a i nr e s u l tt h a tc a u s et h e s ed i f f e r e n c e ，a n da l s os o m e i m p r o v e m e n tm e t h o dh a sg i v e n k e yw o r d s ：s m p s ，b u c k ，p w m ，p f m 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致诩，的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 签名： 盛。露日期：加了年午月t 3 日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 日期叫年川多日 第一章前言 第一章前言 电源管理芯片，特别是高效的开关电源直流转换芯片在消费类产品中的应用 越来越广泛。近年来，随着手持设备的功能越来越强大，对于电池容量的要求越 来越高，对于供电系统的转换效率要求也越来越高。此外诸如手机，p d a ，g p s 等通讯设备中，供电系统还需要考虑电池负载的突变( 比如从待机状态突然进入 工作状态) 情况，这就要求供电系统有快速响应能力【l 】。正是由于电子产品对于 供电系统的要求越来越高，电源管理芯片的也在持续不断的发展。 1 1 单片电源产品的市场前景 近年来，尽管半导体产业进入行业发展周期的低谷，电源管理产品却呈现了 快速增长趋势。这一增长主要来自于所有的电子产品都需要电源供电，而不同的 电子产品对供电系统的要求都不尽相同。因此电源管理产品市场是一个庞大而分 类复杂的市场。据d a t a b e a n s 在2 0 0 7 年的预测在未来五年，电源管理市场将达到 3 2 4 亿美元，占到整个半导体市场的7 。在未来五年，电源集成电路的销售额预 计以1 1 的年平均增长率发展，而分立电源产品的销售额增长预计仅为8 嘣2 1 。 目前市场上已经存在很多种类的电源管理芯片，便携设备厂商在选择电源管 理芯片时主要考虑： 1 ) 性能指标； 2 ) 成本； 3 1 外围电路复杂度； 因此满足某类系统指标的价格最低廉的电源管理芯片往往都会成为市场热捧 的对象。 1 2 单片电源技术的分类和发展现状 单片电源技术主要可以分为以下几大类： 线性l d o 开关电容转换器( 电荷泵) 开关电源 电子科技大学硕士学位论文 目前国内的i c 设计不论是从人才还是技术储备上都和国外有很大的差距。 但是电源管理芯片由于其技术门槛较低，市场需求旺盛等特点，很容易成为国内 初创i c 公司进入市场的敲门砖。因此在技术上来说，国内的i c 公司已能够自己 独立开发绝大多数的用在便携设备上的低压电源管理芯片。而且国内的i c 公司由 于其运营成本较低，其设计的i c 产品往往具有很强的价格优势，所以在低端的电 源管理芯片中，中国的产品往往一枝独秀。然而在高端产品中( 如高速器件，低 功耗器件等) 中，国外公司由于有非常丰富的经验积累，又有专利保护，国内的 设计公司目前还很难突破。但是相信随着国内的i c 人才的不断成长和国内i c 设 计公司的不断成熟，这一现象会有所改观。电源管理芯片也将成为中国i c 设计公 司走向世界舞台的踏脚石【3 】。 用于便携设备的电源管理芯片的发展主要还是围绕着实际应用范围进行的， 主要有以下几个发展趋势【4 】： 1 多种电源功能芯片的整合集成，如p m u ，l m u ； 2 提高芯片的工作频率，以便使用更小的周边电路器件； 3 将周边电路的被动器件整合集成在芯片和p m u ，l m u 之中，使最终产品 的设计选用更方便，使用面积更小、使用成本更低廉； 4 优良的抗干扰和低噪音性能，多芯片可编程控制的睡眠工作模式； 5 芯片封装趋向超薄、超小，节省使用面积和空间； 6 追求更高的效率； 7 要求良好的散热解决方案； 1 3 本文所做的工作 本论文所要设计的芯片主要针对于使用单个锂电池供电( 2 5 v 0 5 5 v ) 便携式 设备( 包括智能手机，微处理器、d s p 内核供电，无线、d s l 猫，p d a ，m p 3 播放器等) ，输出电压可低至0 6 v 的高效率降压直流变换芯片。高效率( 7 5 以 上) 和成本优势是本设计的主要考虑。本论文的结构如下： 第一章为前言部分，主要介绍电源管理技术的背景知识和本论文的工作。 第二章介绍开关电源的系统知识，对本论文所采用的技术进行了较详细的阐 述，并且给出了本论文所设计芯片的系统框图。 第三章对系统主要子电路进行分析，包括：施密特触发器，低温漂b a n d g a p ， p o r 电路，振荡器电路，误差放大器电路，斜波补偿电路，p w m p f m 选择电 2 第一章前言 路，驱动电路等模块，并对各模块进行数学推导和仿真验证。并在本章的最后进 行了完整电路的联合仿真。 第四章主要是完成对电路版图的设计，并讨论了相关的布图规则和技巧以及 分析了带隙基准源和e s d 保护电路的版图布局。在本章的最后对流片后的芯片做 了比较初步的测试，给出了测试结果。 在论文的最后部分，我们对本论文所做的工作做了总结，并对系统的不足之 处做了分析。 1 4 系统设计目标 本设计采用c s m cd p t m0 5 岬工艺进行仿真，并参加华润上华m p w 流片。 本产品的设计目标为： 工作电压：2 5 5 5 v 参考电压：0 6 v p w m 工作频率：1 5 m h z 峰值电流：1 8 a 效率： 7 5 芯片面积： l m m 2 静态电流： 0 5 时，系统将出 现不稳定如下图所示： 电子科技大学硕士学位论文 l i a i m l 叫卜 一 、 丝 啦 图2 8 电流模式扰动 由上面的示意图可见，系统在扰动的作用下会发生输出的震荡，因此需要加 入斜波进行补偿。斜波补偿的斜率哦必须大于开关闭合时电感电流斜率的一半， 此时系统才会在任意占空比条件下稳定【1 0 1 ，即： 1 i 鸭 z ( 2 - 1 6 ) 其中m 2 是电感电流下降的斜率。 峰值电流模式控制的优点为：暂态闭环响应较快，对于输入电压和输出负 载变化的瞬态响应均很快；消除了输出滤波器在系统传递函数中产生的极点， 使系统由二阶降为一阶，控制环易于设计；输出电压的调整可与电压模式控制 的输入电压前馈技术相媲美；简单自动的磁通平衡功能；瞬时峰值电流限流 功能；自动均流并联功能。其缺点为：占空比大于5 0 的开环不稳定性，存 在难以校正的峰值电流与平均电流的误差；闭环响应不如平均电流模式控制理 想；容易发生次谐波振荡；对噪声敏感，抗噪声性能差；电路拓扑受限制； 对多路输出电源的交互调节性能不好【1 1 d 2 1 。 2 平均电流控制 平均电流控制需要检测电感电流，电流检测信号同误差放大器输出信号相比 较以后，经过电流调节器产生控制信号，该信号再与锯齿波调制信号比较，产生 p w m 脉冲。电流调制器一般采用p i 型补偿( 比例积分补偿) 网络。 因为是平均电流控制电感的平均电流值，因此同峰值电流控制相比，它的抗 干扰性好。但是系统复杂，且损耗大【1 4 1 。 3 滞环电流控制 1 0 第二章d c d c 开关电源的原理和结构设计 滞环电流控制就是将检测电流分别同上下限制比较：v t 釉和v c m i n 。当电流 下降到下限值时，主开关打开，当电流上升到上限值时主开关关断。因此电感电 流被限定在一个范围之内。 由于导通和关闭时间都不是由固定时钟确定的，因此系统是变频工作的。开 关频率一般随输入电压、输出电压和负载的变化而变化。这种控制方式的输入、 输出滤波器的设计会比较复杂 1 5 - 1 6 。 2 2 3 电流和电压控制模式的频率响应比较 由文章 9 】我们可以看出，电压控制模式的瞬态响应是一个二阶响应，会出现 过冲( o v e r s h o o t ) 和欠冲( u n d e r s h o o t ) 现象。而峰值电流控制模式只有一阶响应，不 会出现过冲和欠冲的现象，这是电流控制模式的主要优势。此外峰值电流模式在 实际应用中还可以限制电感峰值电流大小，防止电感饱和。由于电流控制环路是 正反馈环路，因此它还会增加系统的响应速度。电压控制和电流控制的频率响应 如下图所示。可见峰值电流模式较电压模式在频率响应上相位裕度更大，系统更 稳定，且没有过冲。 图2 - 9 电流控制模式和电压控制模式频率响应的比较 2 3 开关电源的调制方式 在开关电源中常见的调制方式【1 3 1 有：p w m 、p f m 两种。我们知道在开关电 源中，开关损耗和导通损耗是主要的损耗之一。而p w m 是固定频率的，所以无 论轻重负载的情况下，开关损耗都存在。在p w m 模式下，尽管在轻负载的情况 电子科拄大学硕士学位论文 下导通损耗因为导通电流的减小而减少，开关损耗仍然占丰要。因此p w m 在轻 负载的情况下效率不高。而p f m 的频率是根据负载情况来变化的。在负载变轻的 情况下频率也变低，所以开关损耗也随之减少。所以在轻负载的时候p f m 的效率 一般要高于p w m 。我们以一款工作在p f m 和p w m 两种情况下的芯片的效率做 比较： 目2 - 1 0p w m p f m 模式r 效率比较 町见p f m 在轻负载下的效率优势很明显。因此很多i c 内部都集成p w m 和 p f m 两种嘲制模式，以在轻重负载的情况下都获得较高的效率。下面将对这两种 调制方式作简单介绍： 23 lp w m p w m 是当输入和负载变化时通过占空比d 的改变来阔节开关的导通时间， 从而使输出电压稳定。 p w m 的优、缺点： 频率同定； 噪声频率定，可用滤波器轻易去除； 输出波动比p f m 小i 某些产品甚至可以抑制线圈产生的r 乜磁波放射； 本身不易发生噪声，不过p w m 功耗较高，因此轻负载时的效率牛h 对 变差： 第二章d c d c 开关电源的原理和结构设计 2 3 2p f m p f m 是通过改变开关的频率来使系统的输出稳定。p f m 的频率调制方式又 分为：固定导通时间( f i xo nt i m e ) ，固定关断时间( f i xo f ft i m e ) ，b u r s tm o d e l ， 调频模式等等。p f m 模式的优缺点为： 由于p f m 不断进行间断运转，借此动作减轻自我消费电流，因此轻 负载时仍旧可以维持高电力转换效率。 随着电流的降低，动作频率也大幅减缓，甚至会降低到人耳可察觉的 频率范围，产生电流声。 不易消除噪声，而且输出电压的波动比p w m 更大，经常产生噪声问 题。 2 4 导通损耗和开关损耗 在开关电源中，功率器件的导通损耗和开关损耗是系统效率的两个重要决定 因素【5 1 。因此理解这两种损耗出现的过程和决定因素是设计高性能开关电源系统 的重要理论基础。下面将分别对这两种损耗进行详细的介绍。 2 4 1 开关损耗 随着变换器开关频率的提高，减小开关损耗变得尤其重要。开关损耗是指开 关器件从导通( 关断) 转化为关断( 导通) 时的所有损耗。示意如下图： 时间 图2 - 11 电阻负载时开关瞬时能量损耗 假设转换期间开关管两端电压为( f ) ，流过开关管的电流为厶( ，) ，此外我们还 假设交越时间为k ，则在转换时间内开关管的能量损耗为： e = f y d 。t i d t ( 2 - 1 7 ) 1 3 电子科技大学硕士学位论文 积分后得到： 层= 否1 巧哪l 一k ( 2 - 1 8 ) 电阻负载情况下，主开关管关断，则电压上升，电流下降，若我们假设此时 的交越时间和主开关管导通时的交越时间相同，则有： 厶= k + 名硝 j 厶= 丢l 嘴f 一厶+ 吉l 一k 啊厶q 1 缈 上面是阻性负载的情况。对于感性负载，因为在开关管关断时，感性器件会 产生维持电流连续所需的电压，其示意图如下所示： 幅 值 时间t 图2 1 2 开关接感性负载时电压和电流波形 因为感性器件的作用，开关的能量损耗计算变得容易得多了。由示意图可知， 当v 和i 中有一个变化时，另一个保持不变，所以可利用电流平均值和电压平均 值来计算交越损耗平均，可得开关导通变换过程中能量损耗为： 纠孔眦丁t o , o m 】+ - 圪丁i d m a x 手t c r o s s 2 乏。 = j 1 圪l 一f 一 因此，感性负载时开关损耗为： ( 2 - 2 1 ) 厶= 吃l 一f 一厶( 2 - 2 2 ) 由此可见开关接感性负载时损耗为接阻性负载时的三倍。 1 4 第二章d c d c 开关电源的原理和结构设计 2 4 2 导通损耗 存在导通损耗的原因是当开关导通时，开关内阻不为零。冥电阻值日j 由卜回 的公式求得。有工作在线性区的m o s 电流电压公式： 眉：华【( 一) + 昙吃】( 2 - 2 3 ) 三“” ”7 “ 2 。 耻骊1 ( 2 2 4 ) 可见导通电阻主要是由开关管的w 和l 决定的。 m o s 管导通损耗公式为： 户 一- - j 2 也(2-25)condl o d $ 1 一j “凼。 其中，i r m s 为开关电流的有效值，对于b u c k 电路它等于【5 】： k = 厶i d x ( i + 妄2 ) ( 2 2 6 ) 从上面的分析可以知道，减少导通损耗的方法是降低二极管和开关管的正向 导通压降。因此可以选择低压降二极管，如肖特基二极管和低导通电阻风的m o s 管。然而，压降非常低的肖特基二极管的漏电流很大，同时其结电容也很大，会 产生更大损耗。这就需要根据实际应用条件综合考虑。类似地，试图降低m o s 导通电阻l b 也会影响开关速度。因此我们需要在这些条件之间折衷。 2 5 反馈环路及稳定性分析 由于电源系统是一个反馈结构，其反馈环路的稳定性问题将直接决定系统的 性能。在内部单元电路的设计过程中，我们也需要从系统稳定性分析的角度来设 计单元结构，特别是误差放大器的性能指标【5 j 。 因为控制电路并不能预先知道具体的修正量( 占空比) ，所以反馈响应速度 的设计也是必须考虑的问题。“最佳 反馈环响应速度不能太慢也不能太快。若响 应速度太慢，输出会过冲( 或者叫下冲) 。若响应速度太快，输出可能剧烈波动， 甚至导致完全不稳定。所以环路分析也就是观察扰动在变换器中的传播。 以最简单的电压模式的d c d cb u c k 结构为例，其结构从传输函数角度来看 电子科技大学硕士学位论文 可以大致简化为如下图所示： 图2 1 3 系统传输函数的划分 从上面的示意图中我们可以看出，系统一般可以划分成：p w m 调制器 ( p w m ) ，功率变换级( 含驱动电路和开关) ，l c 滤波器，分压电阻网络，带补 偿的误差放大器。下面分别介绍不同单元模块的稳态小信号传输函数。 1 分压电阻网络 因为分压电阻本身工作在反馈环路中，所以分压电阻的输入为转换器的输出 电压v o ，输出为参考电压v r e f 。假设上位电阻为r n ，下位电阻为r 也，因此有： 堡v o = 丽r f 2 ( 2 - 2 7 ) 尺门+ 母i 一 2 误差放大器 误差放大器可以采用跨导运算放大器和普通运算放大器两种结构，对于不同 的运算放大器所采用的补偿方式也不一样。由于本论文采用的是跨导运算放大器， 因此我们主要考虑跨导运算放放大器和它的补偿的传输函数。跨导运算放大器及 其补偿结构如下图所示： 昭 i k r n 图2 1 4 跨导运算放大器结构 1 6 第二章d c d c 开关电源的原理和结构设计 其传输函数为： 吒= g m z o ( s ) ( 2 2 8 ) 3 p w m 调制器 p w m 调制器的输入是误差放大器的输出，而p w m 调制器的另一个输入是 斜波信号，两者相比较即可产生占空比不同的方波信号，原理如下图所示： 占空比d 图2 1 5 脉宽调制器工作原理 其中v c o n t 是误差放大器的输出信号，在稳态时， 的信号。v r a m p 是斜波的峰值电压。占空比d 为： d = v c o , 盯 肘p 一般认为是一个近似直流 一般情况下我们认为p w m 调制器的输入是误差放大器的输出， 占空比d ，因此根据公式( 2 2 9 ) 则有： g p 矸, m2 a v c o n 7 a d = i 1 4 功率变换级 在这里以b u c k 结构为例，占空比与输出电压的关系为： 因此： v o = d x 豢= 1 7 ( 2 2 9 ) 而其输出是 ( 2 3 0 ) ( 2 3 1 ) ( 2 3 2 ) 电子科技大学硕士学位论文 一般情况下考虑稳态的时候v n 都认为是不变的，可以认为是个常数。 5 l c 滤波器 r 图2 1 6 的v i n 是功率变换级的输出，通过计算可以知道l c 滤波器的传输 函数为： g 比= 五丽而1 丽 2 3 3 ) 因此完整系统的闭环传输函数为： 肚志 协3 4 ， 1 + g “) 日0 ) 其中g ( s ) 是指前馈传递函数，即从控制到输出的传递i $ i 数，根据上面的分析， 对于b u c k 电路其值为： g 2 岳瓦 协3 5 ) h ( s ) 是它的反馈传递函数，即从输出到控制的传递函数，根据上面的分析， 对于本文采用的误差放大器结构，其值为： r ，l 肌d 2 再麓御x z o o ) ( 2 - 3 6 ) g ( s ) h ( s ) 是指开环传递函数。因此，将公式2 3 5 和2 3 6 分别带入2 3 4 即可 求得完整系统的闭环传递函数。根据环路稳定性判据，我们一般要求在b o d e 图 中，当增益等于1 时，要有一定的相位裕度。在电压转换器中，一般要求相位裕 第二章d c d c 开关电源的原理和结构设计 度有4 5 。就可以了，此时会有一两个周期的震荡，但过冲和下冲都会f l 曼l j , 。 2 6 系统结构 本论文的选题主要是从实习公司产品应用需求和技术可及角度出发，我们选 择了电流模式p w m p f m 混合调制的d c d c 降压芯片结构。为了简化结构和合 图2 1 7 系统结构框图 从系统框图上可以看出，系统主要是由误差放大器( e a ) ，比较器( c o m ) ， r s 触发器，p f m 发生器，p w m 发生器，p w m p f m 选择器，非重叠时钟驱动器， 功率管，1 0 f l 检测电阻，电流检测单元，斜波补偿，波形发生器，过零比较器， 启动电路等单元组成。除此以外，还有带隙基准源，偏置电路，过压保护，过温 保护，限流电路等单元未画出来。在后面的章节中我们将具体介绍一些重要的单 元结构。 2 6 1 系统工作原理 具体的工作过程如下： 当r u n 信号为高时，内部e n b 信号使能，e n b 信号控制着内部所有单元 的待机开关。这可以使得当系统需要待机时，内部单元彻底关断，以节约功耗。 此外内部还集成了过温保护( o t p ) 电路，当温度超过1 5 2 c 时，过温保护电路将控 1 9 电子科技大学硕士学位论文 制使能信号关断内部单元，待芯片温度降下来之后使芯片继续工作。电流检测电 路是通过检测同主开关管相并的电阻r s 两端的电压来检测电感的电流。 输出电压v 。m 经过分压电阻r 1 ，i 也分压后由带频率补偿的误差放大器的将 其同0 6 v 参考电压比较，误差放大器的输出信号同叠加了斜波补偿信号的电感电 流相比较产生调节占空比d 。占空比d 将会用于产生p w m 模式下的驱动信号。 p w m p f m 选择器则根据电感电流和反馈电压的大小，对系统的工作模式做出选 择。系统在电压反馈的作用下使得输出电压场：0 6 幸r 1 了+ r 2 ，而在电流反馈的作 ( z 用下使得电感电流峰值得到限制( v 2 ) 时，输出为低电平。当其输入电压为v l 和v 2 之间时，输出保持原本状态不变。 其中v i - v 2 称为阈值电平。 3 1 1 设计指标 v i n 图3 - 1 施密特触发器符号 一般来说我们在设计时要求阈值电平要大于最大的噪声电平。在这里我们目 标阂值电平为1 v 。 3 1 2 拓扑结构 在集成电路中一般都采用如图3 2 所示由6 个m o s 组成的施密特触发器【1 引。 2 l 电子科技大学硕士学位论文 图3 - 26 m o s 施密特触发器原理图 它的特性曲线如下图所示： 3 1 3 原理分析 v d d 图3 - 3 施密特触发器的特征曲线 因为施密特触发器的分析方法比较复杂，目前有很多论文对它从不同的角度 进行分析，我们在这里也分别从定性和定量两个角度进行讨论： 定性分析： 当输入为0 时，m 4 ，m 5 和m 3 导通，m 1 ，m 2 和m 6 截止，输出为高电平。 m 3 在这里可以等效为一个电阻。此时m 1 的漏电压可以认为v c c v m 。当输入的 g a t e 电压上升到一个阈值电压时，m l 开始导通，此时m l 和m 3 一起导通，形成 一个分压网络。如若m 1 和m 2 的尺寸相等，则m 2 源极的电压为1 2 v 此时当 输入电压超过1 2 v + v t h ，则m 2 开始导通。因此输出电压v 伽t 也开始逐渐下降， 第三章单元电路及系统仿真 此时m 3 和m 1 形成的分压网络开始消失。而随着输出电压的减小，m 6 也开始导 通，导致m 5 的源电压降低，使得m 5 关断，随着m 5 关断，输出电压迅速降低。 所以我们说施密特触发器是一个正反馈系统。当输入电压由高变低时，系统的工 作状态与之相反。 定量分析： 因为绝大部分时间施密特触发器的输出都是相对固定的，并且m i ，m 2 ， m 3 ( 称为n m o s 电路) 和m 4 ，m 5 ，m 6 ( 称为p m o s 电路) 在结构上是对称的， 我们可以考虑下面的简化结构：即负载为固定电压源，计算电流i o 。 v d d 图3 - 4n m o s 电路计算模型 当输出电压v o 很小的时候，m 3 截止，m 1 ，m 2 工作在线性区。考虑m 1 电 流1 0 为： l = 2 毛( 圪一) ( 3 一1 ) 考虑m 2 ，电流1 0 为： i o = 2 k 2 ( 一一) ( 圪一) ( 3 - 2 ) 其中向= 兰a 笋( m l ) ，v t n 为n m o s 的阈值电压。苑 - y p m o s 亦有相似 的定义。 因为在这里m 1 工作在线性区，所以有 1 ，则上式可以简化为： 由图3 - 5 可以得到： ( 3 1 1 ) 旬 磊一竞 一+ 磊 电子科技大学硕士学位论文 g 。：= 2 画 ( 3 1 2 ) ( 3 1 3 ) 从公式3 1 1 可以看出分母的最后一项可以忽略不计，因此等式可以简化为： 碟+ g ： ( 3 1 4 ) 将公式3 1 2 ，3 1 3 以及3 7 ，3 8 带入上式可求得： = 巧1 【 k 1 + 巧1 1 一一l l ( 一) 厢 从上式中我们司以看出该式是依赖于l 【2 和k 5 。买际上当输入电压为v n i 时， 转换过程开始，此时m 2 的电流为0 ，流过m 3 的电流为i n h ，输出电压等于v d d 。 在当输出状态改变之前，输入电压为v h ，流过m 2 的电流为h i ，此时流过m 3 的电流为i n h a i ，输出电压为v d 矿i 陆，因此，我们可以很容易得到： = 一筹一衄驴 。6 ， 一般情况下，我们选择m 3 的尺寸较大，因此有： 肌矧笋 岛( k + 丐1 ) 2 一 在公式3 1 6 中，a r 驴项可忽略，并带入公式3 1 7 则有： a v h v d d 1 - v h i 了- i v t p i 如如 ( 3 1 8 ) 屯。缸 同理可得： 岈圪一吃一毁( 3 - 1 8 ) k 2 。厄 第三章单元电路及系统仿真 由该式，我们可以很容易得到加快响应速度的办法。 3 1 4 仿真结果 测试条件： 输入为1 0 k h z ，d c = 2 ，幅值= 2 的正弦波 输出输入波形如下图所示： i ： ； 、 ： 弋。 ： ； ： r ： 、 ： h ： ： i e c ： i 1。 t 毋册2 f l 0 u 4 壁1 0 u ，、 6 0 ，a u 图3 7 施密特触发器瞬态仿真 从仿真结果可以看出，其阈值电平为9 9 7 m v ，这一数值足以应付由于干扰可 能会引起的扰动。 3 2p o r 电路 p o r ( p o w c ro nr e s e t ) ，是上电复位的英文简称。 当电路刚开始启动时，内部逻辑电路，特别是触发器的状态都是随机的。因 此我们必须使用一个复位信号来使得系统在刚启动的时候自动进行复位，这就是 上电复位功能。p o r 虽然简单，但确实是每个数模混合系统所必须的。 2 7 0 够 口 巧 侈 a d 彩 6 5 辱 3 2 l 0 1 电子科技大学硕士学位论文 3 2 1 设计指标 根据设计要求，我们在要求系统的正常工作电压范围为：2 5 5 5 v 。在这里， 为了给设计留有余量，我们让系统在2 v 左右就可以启动。因此，我们将启动电 压设定在2 v 。 3 2 2 拓扑结构 p o r 信号的实现电路如下图所示，r u n 和v d d 的电压是p o r 信号状态的 判断依据。 3 2 3 原理分析 图3 8p o r 电路图 电路图中的m 1 和m 2 均是电流镜的一部分，其中m 2 的电流是一个参考电 流源。我们在设计时，该参考电流源采用p a 级，几乎可忽略不计。对于参考电 流，并不要求其电流的恒定。这样一来减少了设计的难度，另一方面可以减少功 耗的要求。m 1 是一个随输入电压v d d 变化而变化的电流源，设计电路图如图3 1 9 所示： 第三章单元电路及系统仿真 图3 9 i i n 产生电路 因为m e 的g a t e 接到地，所以我们可以认为m c 是绝对导通的，因此流过 m 1 的电流i i n 为： l ：l ：事g m 口：( 一m 以) 以孚( 一) ( 3 1 9 ) 可见该电流是同v d d - v t h 的平方成正比。 又由图3 8 可知：i i 。将同i r e f 比较，产生p o r v 电压。其值为： 当 厶时p 锨v = ( r e ，一l ) 木r d s 2 r d s 4 ( 3 2 0 ) 当i 呵s i h 时p o r v = 0 ( 3 2 1 ) 当p o r v 大于后级反相器的门电路阈值电压( 约为0 7 v ) 时，p o r 信号就 开始翻转。 前面我们提到i r c f 是一个很小，但是并不恒定的电流源，所以我们在p o r v 的后级电路接了一个施密特触发器，以防止有误触发。 当系统在r u n 信号使能以后，且v d d 达到2 v 以上后，系统将会立即产生 一个上电复位信号。p o r 电路的后级将会接一个3 个级联的d 触发器，在经过8 个时钟周期后将会产生软启动信号，系统工作开始正常工作。 3 2 4 仿真结果 仿真参数： v d d 是一个由0 v 到5 v ，时长为2 0 0 u 的p w l 信号。 呸堕堑坠堂墼 。竺? 真结果中可以看出p o r 信号在v 。等于2 0 1 1 v 的时候开始翻转特杰 皇! 警为1 。而i r e f 乘 i j n 值均非常之小，从而该电路的功耗几乎可以忽略不7 计v 、。j t 2 t ! 苎个对于在p o r 这样一个在电路中需要一直工作的电路单元来说，这主j ；二 要的。 3 3 带隙基准电压源 。耋竺，譬源u 明广泛地应用于各类数模混合系统中，为电路中其他单元提供精 黧：。篓烹的参考电压电流源。在d c d c 芯片中，它亦是不可或缺的音路；芫_ 带隙基准电路设计的好坏将会直接影响到整个系统的性能。 n _凳芝罡苎孽电压源的设计中，我们般比较在意以下几个性能：1 ) 参考电 压、2 ) 温度系数、3 ) 纹波抑制比。因此我们的目标性能是： 。 1 ) 参考电压：1 2 v ，且t h i l l 【l l i n g 可调 第三章单元电路及系统仿真 2 ) 温度系数 6 0 。，系统即使在最坏情况下也是稳定的【矧) 。 我们回到图3 1 1 ，因为运放的作用，两点的电位相等，设该点电压为 v 。一般情况下r b 和电阻相等，则有： 一见 f i l b ：； 垃 瓦 = 吃 懈 懈 锄 删 撇 撕 啪 蝴 啪 电子科技大学硕士学位论文 ，：堡兰：堡兰 吃r 同样由两点的电位相等还可以得到： 因此有： ，木兄+ l 。i - i 吃2 ( 3 3 3 ) ( 3 3 4 ) 酬见+ _ ( 砉) = 巧q n ( 专) ( 3 - 3 5 ) ( 3 _ 3 6 ) ( 3 3 7 ) 2 圪+ 惫l n 8 = z + 也r t , h 1 8 ( 3 - 3 8 ) 又因为系统需要不同的参考电压，所以r l ，r 2 ，r 3 又用于的电压分压。 3 3 4 仿真结果 仿真参数：5 v 输入电压，扫描1 0 到1 2 0 c 。 零温漂点：2 6 v ? 。一 一、 “、 、 、 t m p ( c ) 图3 1 5b a n d g a p 温度扫描结果 3 6 7 f l 垒如 ( 矿_ l n 0 一 l - _ b = 乙五 、， ，r 一 烊警 = 耻 r 奉 = 第三章单元电路及系统仿真 从仿真的结果可以看出，系统的零温漂点大约在2 6 c ，这也是系统一般工作 的温度。从一1 0 c 至02 6 。c 的温漂为1 4 p p m c 。完全可以达到系统要求。 接下来对其做p s r r 分析，输入电压从0 v - 5 v 做直流扫描，结果如下图所示： - 、 一 ， 。|f ， ! 7 - 1i v d d 图3 - 1 6b a n d g a p 输入电压直流扫描结果 仿真结果表明系统在1 7 v 左右就开始正常工作，由p s r r 公式： 2 0 1 0 9 ( 等) = 2 0 1 。g ( 号笋) = 也6 招 亦可达到我们的预期要求。 最后，因为b a n d g a p 需要为振荡器单元提供参考电压，因此后级电路对于 b a n d g a p 的影响较大。为了减少后级电路对于电压参考单元的影响，我们在 b a n d g a p 和后级大噪声单元通过一个电压跟随器进行隔离。 3 4 振荡器单元 振荡器是系统内部的一个重要单元，它在p w m 模式中确保了功率管定周期 的导通，并在p f m 模式中确立了震荡的最大频率。 3 4 1 设计指标 振荡频率为1 5 m h z ，可以同时得到占空比为1 0 的方波和一个斜波信号。 3 7 懈 椭 一 一 一 电子科技大学硕士学位论文 3 4 2 拓扑结构 我们采用的振荡器是采用对电容充放电来实现的，其电路如下图所示。 v d d 3 4 3 原理分析 图3 1 7 振荡器结构图 系统工作过程分为两个部分：假设初始时q = i 。第一阶段，q = l ，m 1 导通， m 2 截止。c l 两端电压经过m 1 放电迅速变为0 ，电流i i 。经过二选一选择器的选 择流向c 2 ，并开始对电容c 2 开始充电。当充电电压大于v r e f 的时候o p a l 翻转， 并将r s 触发器置零。此时q = o ，进入第二阶段。在第二阶段，m 1 截止，m 2 导 通。c 2 两端的电流在m 2 的放电下迅速变为o ，电流i i 。经过二选一选择器的选择 流向c 1 进行充电。当c l 两端电压大于v r e f 时o p a 2 开始翻转，并将r s 触发器 置为