（电路与系统专业论文）数字电视调谐器中压控振荡器的设计[电路与系统专业优秀论文].pdf

数字电视调谐器中压控振荡器的设计 摘要 压控振荡器( v o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o r ，简称v c o ) 是锁相环( p l l ) 频率合成器的重要组成单元，它在很大程度上决定了p l l 的性能。在多种射频 工艺( g a a s 、s i g e 、b i p o l a r 、c m o s ) 中，c m o s 工艺以其高的集成度，低廉 的成本逐渐得到广泛的应用，因此c m o sv c o 也成为当前射频研究领域的热点。 宽范围调谐v c o 模块是单次变频结构的数字电视调谐器专用芯片中的一 个重要模块。由于该芯片要把电视输入信号( 4 8 m h z 8 6 0 m h z ) 下变频到中 频( 3 6 m h z ) ，所以本课题设计的v c o 模块必须具有宽带，高性能等特点。由 于采用数字信号控制的自动幅值控制( a a c ) 环路，因而是一个典型的数模混 合集成电路。 论文首先简单介绍了片上v c o 设计国内外的发展状况，并提出了论文的 设计目标，具体目标是实现一个输出频率范围为4 3 5 2 5m h z - 8 9 9 2 5 m h z ，相位 噪声为s s d w h z 1 0 k h z 的u h f 频段c m o s 压控振荡器。然后论文对v c o 的 基本理论，尤其是l cv c o 的理论做了详细的总结，包括振荡器工作原理、v c o 的振幅、v c o 性能指标、v c o 常用结构、变容管的相关理论等。着重介绍和分 析了v c o 的相位噪声理论，对流行的相位噪声的优化方法作了分析和总结。 论文重点阐述了本课题的宽调谐范围的v c o 的数模混合电路的实现方案， 在方案中，使用片外l c 谐振槽路实现宽范围频率覆盖和高q 值，并对片外l c 槽路做了详细的建模。利用带尾电流控制的互补交叉耦合结构设计了v c o 的核 心，并利用数模混合电路实现了自动幅值控制，设计了v c ob u f f e r 。在使用 e l d o r f 对电路设计分析完成之后，用i c s t a t i o n 软件实现了电路的版图设计， 并对版图设计中的一些要点进行了说明，譬如版图的对称性，寄生效应等。仿真 结果表明，v c o 的幅值，调谐范围，相位噪声等性能均达到了设计要求，且具 有低功耗，整个频率范围振幅稳定等特点。 关键词：交叉耦合压控振荡器，调谐范围，变容二极管，相位噪声，自动幅值 控制 a b s t r a c t v c o ( v o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o r ) i st h ec o r e b l o c ko fp l lb a s e d f r e q u e n c ys y n t h e s i z e ni t sp e r f o r m a n e ed e t e r m i n e st h ew h o l es y n t h e s i z e rt oa l a r g ee x t e n t i n t e g r a t e dv o l t a g ec o n t r o l l e d o s c i l l a t o r sa r eo n eo ft h em o s t c h a l l e n g i n gp a r t s o fr a d i ot r a n s c e i v e r st oi n t e g r a t ei ns t a n d a r dc m o s t e c h n o l o g i e s i nm a n yr fp r o c e s s e s ( g a a s ，s i g e , b i p o l a r , c m o s ) ，c m o sr f p r o c e s si sw i d e l ya p p l i e dg r a d u a l l yf o ri t sh i g h i n t e g r a t e dd e n s i t y , l o wc o s t t h e r e f o r e c m o sv c o so nc h i pb e c o m et h eh o t s p o to f m a n yr f a p p l i c a t i o n s t h ec m o sw i d e b a n dv c od e s i g n e di nt h i st h e s i s 缸u s e di na na s i cf o r s i n g l e - c o n v e r s i o nd i g i t a lt v t u n e r b e c a u s ed o w n - c o n v e r t e ro ft h ec h i pc o n v e r t s t h ew i d es p e c t r u mo ft vs i g n a l s ( 4 8 m h z 8 6 0 m h z ) t oaf i x e dm i d d l e f r e q u e n c y ( 3 6 m n z ) ，o n - c h i pv c om u s th a v eq u i t ew i d et u n i n gr a n g e a n dh i g h p e r f o r m a n e e t h i sd e s i g na d o p t sad i g i t a ls i g n a lc o n t r o h e da u t o m a t i ca m p l i t u d e c o n t r o l ( a a c ) l o o p ，s oi ti sat y p i c a lm i x - s i g n a lc i r c n i l a tf w s t , t h i st h e s i si n t r o d u c e dt h es t a t u so ft h ed e s i g no fo n - c h i pv c oa n d t h ed e s i g nr e q u e s tw a sp r o p o s e d ：av c oo ft u n i n gr a n g ef r o m4 3 5 2 5m h z 8 9 9 2 s m t t z , p h a s en o i s ei s 一8 5 d b e h z o f f s e tl o k h z t h e n ，t h et h e s i s e l a b o r a t e do nt h eb a s i ct h e o r yo ft h ev c o ( e s p e c i a l l yo nl c - v c o ) , l ot h e o s c i l l a t i n gt h e o r y , t h ea m p l i t u d ec a l c u l a t i n g , t h et y p i c a ls t r u c t u r e , t h ev a r a e t o r t h e o r y , e t e t h i st h e s i sh i i g h l i g h t sa n da n a l y s i so ft h ev c op h a s en o i s et h e o r y , a n dm a k eas u m m a r ya n a l y s i so f t h ep o po p t i m i z a t i o nw a yo f p h a s en o i s e t h e nt h et h e s i sf o c u s e do nt h es c h e m eo ft h ew i d e - t u n i n g - r a n g ev c o a n d a c h i e v e dt h ed e s i g np a r a m e t e r s ，w h i c hi st y p i c a ld i g i t a la n da n a l o gm i x e d c i r c u i t s ( a m s ) t h es c h e m ea d o p t e do f f - c h i pl co s c i l l a t i n gt a n k , w h i c hp r o v i d e w i d et u n i n gr a n g ea n dh i g hqv a l u e t h et h e s i sm a d eap r e c i s em o d e lo ft h e o f f - c h i pl c - t a n k u s i n gc o m p l e m e n t a r yc r o s s - c o u p l i n gv c o w i t ht a i l - e u r r e n t c o n t r o ls c h e m ea c h i e v et h ev c oc o r e t h ea u t o m a t i ca m p l i t u d ec o n t r o ll o o pi 摹 i m p l e m e n t e di nam i x - s i g n a lw a y , a n dt h e nt h ev c ob u f f e ri sd e s i g n e d e l d o r f 数字电视调谐器中压控振荡器的设计 i su s e dt os i m u l a t et h ep e r f o r m a n c eo ft h ec i r c u i t l a y o u to ft h ew h o l ec i r c u i ti s d r a w nw i t ht h eh e l po fi c s t a t i o n t h es i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wt h a tt h e a m p l i t u d eo ft h ev c ot u n i n gr a n g e ，p h a s en o i s ep e r f o r m a n c em e tt h ed e s i g n r e q u i r e m e n t s b e s i d e s ，i th a sl o wp o w e rc o n s u m p t i o n ，a m p l i t u d es t a b i l i t y c h a r a c t e r i s t i c so ft h ee n t i r ef r e q u e n c yr a n g e k e y w o r d s ：c r o s s - c o u p l i n gl c - v c o , t u n i n gr a n g e , v a r a c t o r , p h a s e n o i s e ， a u t o m a t i ca m p l i t u d ec o n t r o l m 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的 研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其 他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得面貉六争其他教育机构 的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均 已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签名茗蝴 签字日期： z b b 了年年月2 弓日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解撖胎关保留、使用学位论文的规定， 有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和 借阅。本人授权要蜘以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行 检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名：夏坭衙 导师签名： 酶善二弓 签字日期：z 。c 了年4 月z 弓日 签字日期：o0 7 年4 月2 弓日 j 学位论文作者毕业去向： 工作单位： 电话： 通讯地妇e ：邮编： 第一章引言 1 1 课题的背景 1 1 1 课题的提出 第一章引言 数字电视是第三代电视系统，较之传统的模拟电视它能够提供更佳的音、画 质量，也能提供良好的互动性和选择性，因而它将是未来广播电视发展的必然趋 势。目前西方重要工业国家关于数字电视的产业技术准备和商业准备业已基本完 成。我国也计划于2 0 1 0 年全面实现数字电视广播，2 0 1 5 年停止模拟广播电视的 播出，数字电视基本上成为我国电视广播的主力。因而其中蕴含着巨大的商机。 高频调谐器是电视接收终端的重要部件，俗称高频头。它将接收的射频电视 信号转换成解调电路可接收、处理的中频或基带调制信号，其工作频率范围覆盖 了v h f 及u h f 两个波段，约8 0 0 m h z 的频宽。在高频调谐器的相关电路设计上 除了要面对严格的规则要求、宽广的工作频率外，其对应的信号强度受频段内诸 多干扰源等因素影响而强弱不定等问题。因而它是电视终端设计的难点。目前高 频调谐器拓扑结构主要可分为四种，分别为：一次变频型、二次变频型、直接变 频型、二次变频零中频型。传统模拟电视的调谐器和目前大部分所设计的数字电 视广播系统中的调谐器通常都是采用一次变频结构，本课题的调谐器也是采用此 结构： 图1 - 1 单次变频调谐器结构图 f i g 1 - 1s i n g l ef r e q u e n c yc o n v e r s i o n t u n e r l 号 数字电视调谐器中压控振荡器的设计 设计产生本地振荡信号的频率合成器是在c m o s 工艺上实现集成高频调谐 器的难点之一。电视调谐系统中，本机振荡器应产生稳定、高频谱纯度的振荡信 号，且调谐范围应覆盖所有的频道频率范围。在实际设计中一般由下图所示的锁 相环结构实现： 圈l 一2 频率合成器结构图 f i g 1 - 2b l o c k so f s y n t h e s i z e r 频率合成器的噪声主要由压控振荡器( v c o ) 的噪声性能所决定。因而设 计符合系统要求的宽带、低噪声的压控振荡器是一个很重要的课题。 1 1 2 国内外压控振荡器的发展 1 9 1 2 年, a m a s t r o n g 发明了第一个电子振荡器。 1 9 1 5 年，h a r t l e y 对该结构进行改良，使正弦信号发生技术取得突破。此后发 明的一些优秀的电路拓扑结构直到今天仍然在使用，如c o l p i t t s 、c l a p p 、和p i e r c e 等。 双极晶体管( 2 0 世纪5 0 年代) 、变容二极管( 6 0 年代) 改变了振荡器的实现 技术和已经建立的振荡器拓扑结构。 到了8 0 年代，两项新技术开始对v c o 的发展产生影响：模块化方法和单片 v c o 集成电路( i c ) 。 近年来，国外对片上集成v c o 进行研究，提出了一系列的关于片上v c o 的 较为成熟的理论，研制出了多块集成了v c o 的锁相环专用芯片并广泛应用于微 型计算机、个人通信、网络通信、电视广播等诸多领域。片上集成v c o 设计伴 随着f o u n d r y ( 芯片代工厂) 工艺提高而飞速发展，经历b i p o l a r 、g a a s 、s i g e 、 c m o s 等工艺。随着c m o s 技术逐渐成熟，集成度高，功耗低，成本低等优势 出现，c m o s 工艺将代表未来射频集成电路设计发展的趋势。 2 第一章引言 v c o 研究的热点主要是v c o 的相位噪声模型和低噪声v c o 的设计。从 l e s s o n f 2 6 】1 9 6 6 年提出相位噪声的经典模型以来，研究者们一直致力于开发更精 确更能解释物理过程、指导生产实践的相位噪声模型。相位噪声的理论模型上， 出现了基于线性时不变假设的c r a n i n c k x 模型【1 0 l 和r a z a v i 模型【1 1 】，s a m o r i 的非 线性时不变模型【1 2 1 ，h a j i m i r i 和l e e 的线性时变相位噪声模型【”。其中h a j i m i r i 和l e e 的线性时变相位噪声模型更加精确的预测了相位噪声。在低噪声l c - v c o 的实际研究和设计中，热点和成果主要在以下几点：v c o 相位噪声频谱中的助2 部分主要由振荡回路的寄生电阻产生的白噪声变频而来，因此设计高q 值的谐 振槽路是降低相位噪声的重要热点1 2 口叼；交叉耦合管的适当取值阁嘲以保证起振 和低噪声；变容管的非线性带来的a m - f m 变换【1 8 1 t 9 1 ；尾电流源对噪声的影响 【1 碰1 6 1 1 1 7 l ；低电压的v c o 设计_ t 2 9 j ；而对于宽带压控振荡器，使用开关电容阵列扩 大调谐范围埽1 1 3 0 ，设计低噪声的自动幅值控制电路 2 3 2 4 1 1 2 7 ( a a c ，a u t o m a t i c a m p l i t u d ec o n u 0 1 ) 也变得重要起来； 本文的研究工作就是在对上述国内外的研究成果进行搜集、总结，针对本课 题的特点加以选择运用的基础上而展开的。 1 2 论文的内容 由于该调谐器采用一次变频结构来实现调谐功能，调谐器芯片的v c o 必须 提供从8 0 。2 5 m h z 到8 9 9 2 5 m h z 的纯度本振信号。设计指标如下： 工作电压：3 3 v ； 工作电流：5 m a ； 相位噪声：一8 5 d b i - t z 1 0 k h z ； 输入选频电压：0 3 3 v ； 输出信号幅度：3 0 0 4 0 0 r n v ； 输出频率：l ( l o w ) ：8 0 2 5 2 0 6 2 5 m h z v h f l i ( m i d ) ；1 9 0 2 5 - 4 9 0 2 5 缸k u h f ( h i 曲) ：4 3 5 2 5 - 8 9 9 2 5 m h z 本文首先介绍了压控振荡器的理论，根据这些理论，依照设计指标参数的要 求，确定了l c 振荡槽路，使用s m i c 的o 1 8 p m ，i p 6 m 的工艺设计了u h f 频 3 数字电视调谐器中压控振荡器的设计 段v c o 的核心电路、a a c 电路和输出缓冲，对电路进行了充分的仿真验证，最 后给出版图。 1 3 论文的结构 第一章扼要介绍了课题的背景，压控振荡器在国内外的研究情况及本文的基 本结构： 第二章论述了v c o 的一些理论基础，包括起振的原理，常见振荡器振荡机 制，压控振荡器的性能指标； 第三章着重介绍了h a j t m i r i 和l e e 的线性时变相位噪声模型理论以及在实际 设计中经常用到的相位噪声优化技术； 第四章介绍了u h f 频段v c o 的设计，本设计采用互补交叉耦合负阻振荡 器及片外l c 振荡槽路，使用数字逻辑控制的方式实现了高环路稳定性的a a c 控制，设计了v c ob u f f e r ，并进行了版图的绘制； 第五章对本工作的特点和设计上可以改进的地方进行了总结。 4 第二章压控振荡器的基本理论 第二章压控振荡器的基本理论 2 1 压控振荡器的原理 振荡器就是在只有直流电源供电的情况下产生周期变化的电压信号的电路。 图2 - 1 是振荡器的典型结构： b 口口a 图2 1 振荡器的典型结构 f i g 2 1t y p i c a ls t r u c t u r eo f o s c i l l a t o r 结构上来看，正弦波振荡器是一个没有输入信号的、带选频网络的正反馈放 大器。该振荡器的振荡电压并非是一接通电源就立即能建立起来的，而必须经历 一个从无到有逐步增长的过程，直到振荡电压和频率稳定在相应的平衡值上。因 此，要保证上述结构成为振荡器的条件是：同时满足保证接通电源后从无到有地 建立起振荡的起振条件；保证进入平衡状态，输出持续、等幅振荡的平衡条件； 以及保证平衡状态不因外界不稳定因素影响而受到破坏的稳定条件啊。 2 1 1 平衡条件 对于图2 - - 1 的闭环系统，如果在某个频率上，v ，和在幅度和相位大 小都一致，便有i j ( j 。) i ( j 国。) l ：l ，设j = 一么妒，户= f 么矿， 则可得： i 彳( j w 。) ，( ，口。) l = 1 ( 2 1 ) 卿( ) = 仍( 国k ) + 伊，( k ) = 2 m r ，r = o , 1 2 ( 2 2 ) 数字电视调谐器中压控振荡器的设计 我们称式( 2 1 ) 为振荡器振幅平衡条件，丽式( 2 2 ) 则称为相位平衡条件， 这是正弦波振荡器产生自激振荡的两个条件，即“巴克豪森准则”。【7 】振荡器的 振荡频率是由是式( 2 2 ) 的相位平衡条件决定的，一个振荡器只d k 满足相位平 衡条件。 2 1 2 起振条件 振荡器振荡的建立是在系统接通电源后，电路中的各个器件存在的扰动通过 不断地放大和反馈的循环产生的。而这些扰动指的是器件在上电瞬间引起的电流 突变和回路固有的内部噪声，它们都有很宽的频谱，由于谐振回路的选频作用， 放大器对接近谐振频率的分量进行循环放大，振荡器输出振幅就会不断的增长， 直至平衡值。因此振荡器上电后能够从小到大建立振荡的条件是： f a ( y m 。) f ( ，。) | l ( 2 3 ) 9 ( 够。) = 2 露万，界= 0 , 1 2 ( 2 4 ) 2 1 3 稳定条件 要使振荡器的平衡点稳定，振荡器必须具有这样的特性：在幅度未达到平衡 对，环路增益大于1 ，在幅度超出平衡值时，环路增益小于1 ；在振荡的波形超 前的时候( 大于振荡频率) ，网络将滞后之；在振荡频率滞后的时候，网络相移 会小于1 8 0 。( 超前之) 。因此振荡器的振幅稳定和相位稳定的条件是； 剖i f v 。 a 矿 ( 2 5 ) 南 ( 2 7 ) 其中n 为电容分压比虿手专，n 的典型值大概为。2 a 但由于c o l p i t t s 式对m o s f e t 的跨导g m 要求较高，尤其在c m o st 艺中当 谐振网络q 值偏低时，这使得g 。的要求更加大，在c m o s 集成- r 艺中一般不常 用该拓扑结构的电路。 2 3 交叉耦合振荡器的振荡机制 交叉耦合负阻振荡器具有相位噪声较小、电源噪声抑制能力较强等优点，且 直接产生适合射频传输的互补信号，在集成射频收发机芯片中，常采用此结构。 2 3 1 交叉耦合振荡器的起振条件 路： 对图2 - 5 ( b ) 所示的电路，如果去除电流源，我们可以把它等效为这样的电 9 l q m 圈2 咱交叉耦合电路的简单分析 f i g 2 击s i m p l i f i e da n a l y z eo f c r o s s - c o u p l i n go s c i l l a t o r 图中r p 为l c 振荡槽路总的等效并联电阻；若把c i 一分为二，它的中间 将是虚地，因而能进一步能转化为与l 1 、l 2 并联的形式。此电路如要振荡，必 须满足“巴克豪森准则”； ( a ) 环路增益大于1 ，即 0 5 g 乩2 r p 1( 2 8 ) ( b 环路总的谐振相移为零故振荡器的谐振将发生在国2 夕乙压：7 砭百上 如果设计适当环路将不会被锁定，这是由于低频下的较小的缘故。 用负阻的观点解释交叉耦合振荡器将更简单直观，如下图： h ；l 2 r 、y ，n 卜_ 一卜一 垂鲫1 ，2 c 1 i - 1 _ 一 占正 m 2 + 二= 1 v v 一 r p 图2 - 7 交叉耦合电路的负阻分析 f i g 2 - 7n e g a t i v er e s i s t o ra n a l y z eo f c m s s - c o u p l i i 培o s c i l l a t o r i o 第二章压控振荡器的基本理论 交叉祸合对管被等效为- 2 g 。的一个负阻，当诒。，? 昂时，负电阻- 诒。给 振荡回路补充的能量大于电阻彤消耗的能量，电路开始起振。 2 3 2 耦合振荡器的稳定及其振幅 如图2 8 ，当电路处在稳态振荡时，振荡器输出的信号很大，一个振荡周期 中交叉耦合管大部分时间都工作在线性区，接近于开关状态。当m 2 导通时( m 1 截止) ，偏置电流全部流经m 2 ，此时m 2 的栅漏电容c 知就会跨接在振荡回路 的两端，而c 妇断离振荡回路。在下半个振荡周期，( 妇接入振荡回路，而c 知 断离振荡回路。因此交叉耦合管可以等效为一对交叉导通的开关和一对交叉接入 振荡回路的电容。交叉耦合管的大信号等效如图2 8 ( b ) 所示，其中忽略了m o s 管的导通电阻。因而图2 5 ( b ) 的大信号下可等效为2 8 ( b ) 所示。 m l s i a s 2 s 1 立，：? 2 下三，：芦 r p 2r p 2 万暂 2 q 占 z o l 瓣 b 图2 - 8 交叉耦合管及交叉耦合振荡器的大信号等效 f i g 2 - 8l a r g es i g n 丑le q u i v a l e n tc i r c u i to f c r o s s - c o u p l i n go s c i l l a t o r 当m 1 的漏极电压为高时( 即高于振荡器的共模电平) ，s 2 导通，此时m 2 的漏极电压为低( 即低于振荡器的共模电平) ，s 1 断开。电流源中的电流厶细全 部流经s 2 。在下半个振荡周期，s 1 导通，s 2 断开，电流源中的电流厶姗全部流 经s 2 。实际情况中，当差分输出电压相等时( 等于共模电平) ，s l 、s 2 中的电 流都等于五。：力。从分析可知，s 1 、s 2 中的电流是差分方波电流，方波幅度为 砒。因此，s 1 中方波电流的傅立叶级数可用式( 2 9 ) 表示。 数字电税调谐器中压控振荡器的设计 相= 等 1 + 2 荟 * 葡s i n n n r 2c o s 打 旺9 ， 而s 2 的电流方向与s 1 相反，为： 瓣等 1 + 2 喜等嘶叫聊) i 旺 当行为偶数时，i t ) 、如渺中的偶次谐波电流的幅度为0 ，因而在r l c 网络 不会产生电压输出。当糟为奇数时，玉桫、易彬中的奇次谐波为反相电流，一个 是流向共振电路，另一个是流出共振电路，因而i t ) 、幻形中的奇次谐波电流在 共振电路与开关电路之间形成了闭合回路，在r l c 网络上产生了电压输出。对 基频电流来说，r l c 网络呈纯阻性，其值为咫。对于高次谐波来说，j 配c 网络 呈现出很低的阻抗，因此高次谐波电流在r l c 网络两端不会产生电压输出，只 有基频电流产生电压输出。振荡器平衡时，输出电压摆幅为 4 = 二k r p ( 2 1 1 ) 对于常见的互补交叉耦合电路( 如图2 9 ( a ) ) ，其大信号等效电路如图 2 - 9 ( b ) ，这个振荡器工作在大信号工作状态时，4 个m o s 管都等效为受控开关。 对角线上的一对开关同时导通或截止。 m p 2 m p l 芩! 一卜一 要必3 1s 2 ps p ，21 ， f 、一、y 、一 l p 一卜一 c p s p 彤警： b 第二章压控振荡器的基本理论 p m o s 开关中的基频电流与n m o s 中的幅度相同，但相位相差1 8 0 0 ，即 n m o s 、p m o s 中的基频电流会同时流入或流出共振电路( r l c 网络) 。所以流 经互补型交叉耦合振荡器中r l c 网络的基频电流是单个交叉耦合振荡器中基频 电流的两倍，为4 i b i 。n 。因此互补型交叉耦合振荡器的输出电压为 a = 二r 。 ( 2 1 2 ) 在极端情况下，当摆幅大到一定程度时，振幅受到电源的限制，将不再增长。 对于互补交叉耦合振荡器，如图2 - 9 ( b ) ，其中的输出节点a 、b 将分别被置地 和v 叫，因而该点的单端振幅为v d d ，经过差分输出则为2 v 。对于非互补交叉 耦合振荡器，如图2 - 8 ( b ) 由于其拓扑的不同，a 、b 两点的电压将相对于其共 模电平v c m 对称，由于大信号下a 、b 两点分别将被置地，所以单端的振幅最 大为2 v c m ，可能突破v d d 。 于是在稳态下对于非互补交叉耦合振荡器，它的振幅为： 4 = 曲 彳= 昙k 彤，4 ) c 2 ， 对于互补交叉耦合振荡器其振幅为： 彳= 血 4 = 昙k 舻) c 2 m ， 我们可以看出，非互补交叉耦合振荡器的振幅增长到极端情况较难，而互补 增长到极端情况较易。而我们知道，振幅受电源限制的情况下，振荡器的相位噪 声性能将恶化。因此非互补交叉耦合振荡器在宽的频带范围内有着更为平坦的相 位噪声性能。 2 4l c 压控振荡器的调谐原理 对于交叉耦合振荡器，当频率为厂2 夕巧巧时，相移为0 因此其谐振 频率为，2 夕孑i 万当谐振槽路的l 或c 的值变化时，其谐振频率也将变化 由于很难实现可变电感，改变谐振频率一般依靠使用可变电容器( v a m c t o r ) 来 实现。 1 3 数字电视调谐器中压控振荡器的设计 分立元件的可变电容一般采用变容二极管，它利用了p - h 结反偏情况下的 微分电容特性。当反偏电压不同时，p - n 结电容c t 也随之改变 7 1 ： c r2 丽c t o 其中v r 临c i 游势 1 1 为交容指数，取决于结的掺杂浓度的梯度特性。 下面就是一个实际的变容二极管( b b 5 6 5 ) 交流电容的c - v 曲线： d i o d ec a p a c i t a n c ec t 。，( v r ) f = 1r v l h z t | 、 l f l i 、 i - p 角 国2 加b b 5 6 5 的交流电容c - v 曲线 f i g 2 1 0c - v c l 】r v eo f b b 5 6 5 适当的连接变容管和电感便可以实现带调谐功能的l c t a n k ，改变反偏电压 的值，电路的交流电容也相应改变，从而实现了电压到谐振频率的控制。 2 5 压控振荡器的性能指标 2 5 1 理想压控振荡器 一个理想的压控振荡器的压控频率特性是控制电压到频率的线性转化【8 】： 1 4 第二章压控振荡器的基本理论 = 4 - k v ( 2 1 5 ) 其中矿删为控制电压，j o 为压控振荡器的增益，( o o 为控制电压为o v 时的振荡 频率。 振荡器的频率与相位的关系表示为 ；掣 ( 2 1 6 ) 。i 娌 则根据式子( 2 1 3 ) 和( 2 1 4 ) ，假设k 沩常数，可以得到振荡器的相位为， 妒= k 西诫= c o o t + k ，j 吆d t + o ( 2 1 7 ) 其中定义振荡器的相位增量为国o = k ，f d t 因此在锁相环电路中，压控振荡器是相位的一个理想的积分器，其传递函数 可以表示为： 苦告 图2 - 1 1 理想压控振荡器压控特性 f i g 2 - 1 1i d e a lv o l t a g ec o n t r o lc h a r a c t e r i s t i co f ao s c i l l a t o r 2 5 2 压控振荡器的指标 ( 2 1 8 ) 压控振荡器电路设计主要有以下几个指标： 1 ) 中心频率：振荡器的最大频率和最小频率的中间值彩。；“+ 国m 嘭； 2 ) 调谐范围：振荡器的最大频率与最小颏率的差值国。一n 血，通常情况下，也 1 5 数字电视调谐器中压控振荡器的设计 定义为一与中心频率比值的百分比形式【吐麟一岁胂d x 1 0 0 ； 3 ) 调谐增益：压控振荡器的增益五r ； 4 ) 调谐线性度：理想压控振荡器的增益k 雇整个调谐范围保持为常数，但是实 际电路实现的时候，由于变容管的压控曲线的非理想特性，往往难以做到这一点。 5 ) 相位噪声：载波频率频偏a t o 处，1 h z 范围内单边带噪声谱密度与载波功率比 值的分贝形式( d b c l z ) ，详细介绍参见第三章中的相位噪声定义。 6 ) 输出信号频谱纯度：随着压控电压的改变，振荡波形不是一个理想的正弦波 为了使得能量都集中在振荡器的基频上，我们设计的电路要尽量抑制高次谐波的 存在。 7 ) 输出电压幅值：从降低相位噪声方面来看，我们应该尽量使得输出的电压幅 度大些，这样可以降低压控增益k v 的需求。另一方面，振荡器视下一级电路的 要求而定。 8 ) 功耗：与相位噪声，输出电压幅度等与振荡器的功耗密切相关，c m o s 工 艺上实现振荡器的典型功耗为几个到几十个m w 。 1 6 第三章v c o 的相位噪声 第三章v c o 的相位噪声 近年来，在电路设计领域，相位噪声研究得到极大的重视。这是因为压控振 荡器的相位噪声性能直接影响着集成接收机的灵敏度，深入研究相位噪声的产生 机制，才能够设计出低相位噪声，低功耗的电感电容压控振荡器。 3 1 频率不稳定和相位噪声 3 1 1 频率不稳定现象 由于器件的固有的噪声和外界的干扰，任何实际的振荡器产生的振荡频率都 是波动的，以下是一个理想振荡器与实际振荡器的频谱比较。 ( a ) ( d o 国 ( b ) 图3 - 1 理想振荡器( a ) 与实际振荡器( b ) 的频谱 f i f r 3 - 1s p e c t r u mo f i d e a lo s c i l l a t o r ( a ) a n da c t u a lo s c i l l a t o rt b ) 一个理想振荡器的输出可以表示为矗) = v o c o s ( 1 00 t + 妒o 】，幅度，。d ， 妒d 都是常数。其频谱只包含一位于甜d 处的冲激如图3 1 1 ( a ) 。而一个实际的 振荡器可表示为下式： 圪。( 9 = 【i + a c t ) 低f + ( r ) 】 ( 3 1 ) 妒、a 都是时间的函数，是最大电压幅度，儇一周期函数，它代表了 振荡器的稳态输出波形。如果振荡器的输出波形，不是正弦波，则振荡器的输出 频谱中会包含o 的谐波分量，而且实际振荡器的频谱在振荡频率。o 附近存在边 带，如图3 1 ( b ) 所示。这些边带和谐波产生的原因是由于么( ，) 、矿( 乃的波动， 它们分别表现为幅度噪声和相位噪声。通常幅度噪声量可以被限幅电路或者电路 的非线性降低甚至消除掉；而相位噪声是不能够通过任何电路去除掉的。 1 7 数字电视调谐器中压控振荡器的设计 相位噪声将很大程度上影响收发机的性能，如果一个收发机的本振信号l o 有很强的相位噪声，那么其相邻频道的信号和所需的信号将一起被下变频到i f 中频上，大大降低了收发机的动态范围，影响了通信质量。 3 1 2 相位噪声的量化描述 一个振荡器的短期非稳定性通常根据单边带噪声谱密度来描述。相位噪声定 义为 9 1 ： k 珊 = 1 0 ( 3 2 ) 其中为频率偏移量，圪出k o , o + 彩，l 王如) 为频率偏移量处1 i z 范围内 的单边带噪声谱密度，为载波能量。下图是振荡器相位噪声的典型曲线： i 瞄l o t 日期 一 笏 【。 ”h 嘲 ( 丑) 强弱器籁谮o 磅褶位噪声曲绩 图3 - 2 振荡器相位噪声的典型曲线 f i 9 3 - 2t y p i c a lc h a r a c t e r i s t i co f o s c i l l a t o rp h a s en o i s e 从相位噪声的定义可以看出，k 删作为谱密度与载波能量之比，事实上包含 了式( 3 1 ) 中的驴( 、彳( 力波动的影响。因此h 删 a m 的优点是很容易被测量 出来，缺点是它是幅度和相位变化的总和。然而在大多数实际振荡器中，在 k 删( a t 0 中占主导地位的是相位交化部分，表示为l a c o 。因而可以用k 叫来 近似 的值。典型的相位噪声曲线可以区分出不同斜率的区域，如图3 - 2 ( b ) 。 在较大的频率偏移量处有一个平的基底噪声，随着频率偏移量的减小，相位噪声 升高，依次有斜率为移矽的两个区域。这两转折点分别叫吐 矿噪声角和 噪声角。根据系统的需要通常要在一处或几处固定的偏移频率处指定出谱密度， 作为重要的性能指标。如本课题要求的 乱a f 习= j 后 图3 - 3 交叉耦合v c 0 相位噪声简化模型 f i g 3 - 3s i m p l i f i e dm o d e lo f e r o s s - c , o u p l e dv c op h a s en o i s e m o s 管热噪声嘲：毛r = 4 k t 7 9 。 ( 3 3 ) 其中y 对长沟道晶体管为2 ，3 ，对0 2 5 t t m 的m o s 器件约为2 5 。 1 9 数字电视调谐器中压控振荡器的设计 m o s 管闪烁噪般葡鲈= 丽k 幽厂 ( 3 4 ) k 是一个与工艺有关的常量，数量级约l o 2 5 v 2 f 。 榔管栅俐：，v = 焉等 c s s ， 系数j 2 y ，国是l c 槽路的谐振频率。 电感热噪声：即表现为等效的并联电阻的噪声 毛7 v 孵亡 ( 3 6 ) 变容管热噪声： 石a f * 孚 ( 3 7 ) 够v 其中，q v 是变容管的品质因素。 对于栅噪声，可以采用折叠栅的方式使栅电阻变小，从而降低栅噪声。因此 可以将其不做重点考虑。对于热噪声和闪烁噪声，有必要对公式作一个改写，因 为在交叉耦合压控振荡器中，最主要的设计参数是偏置电流i 和m o s 管的宽度 w 、长度l 。 由式( 3 3 ) ，热噪声为： 磊僻= 4 龋，f 心。鼍i d ( 3 考虑到在交叉耦合拓扑中，过驱动电压一般难于改变，所以热噪声最终正比于其 偏置电流与和宽长比 对于闪烁噪声，由式( 3 4 ) ，参照线形区和饱和区的跨导公式， 在线形区： 葡，鲈= 顼k ，慨i w 吵1 = 丁k a 2 w c “咖厂 ( 3 9 ) 在饱和区； 葡矿= 面k 三，l c 乞詈一吃矛l 厂= 苎兰晖一吃产1 仃 ( 3 1 。) 第三章v c o 的相位噪声 可见在偏置一定的情况下减少闪烁最有效的途径就是增加沟道长度。对于交叉耦 合结构，降低过驱动电压也可以减小噪声。 对于m o s 器件，热噪声在高频时占主导地位，闪烁噪声在低频时占主导地 位，所以关注它们的交叉点是很有意义的。令式( 3 3 ) 与式( 3 4 ) 相等，可解 得1 f 噪声的转角频率6 0 t 0 l ：鱼 ( 3 1 1 ) y f 4 c 。, w l k t j? 3 2 2 相位噪声理论 相位噪声的理论和分析方法主要有三类：线性时不变分析t u l ，非线性时不 变分析【1 2 1 和线性时变分析【1 1 。其中以h a j i m i r i 的线性时变方法最为精确，它是一 种通用的、定量的分析方法，适用于各种类型的振荡器，无需经验参数和拟合参 数。这是因为任何振荡器都是一个周期变化的时变系统，噪声模型必须精确的考 虑振荡电路的时变特性。 冲击激励的相位响应 任何一个振荡器都可以看作是n 个噪声源为输入，振荡幅度a ( t ) 和相位庐澎 为输出的系统。电流噪声源并联在电路的电压节点上，而电压噪声源串联在电路 的电流支路上对于每一个噪声源，差分振荡器系统都可以看作是一个单输入一 差分输出系统。 对于一个理想的电感电容谐振回路及其能量补偿系统。假设该系统在t 时刻有 一个并联的电流脉冲f 彬， 图3 - 4 理想的谐振系统及其注入电流脉冲 f i g 3 - 4a ni d e a lo s c i l l a t o rs y s t e ma n d 雏i m p u l s ec u r r o t l t 随着注入时间的不同，振荡器的幅度彳似和相位妒澎的变化也不同。 2 1 v _ 凇a vv 。 圈3 - 5 振荡器脉冲响应 f i g 3 - 5i m p u l s e 增s p c m o f ao s c i l l a t o r 振荡器的瞬时电压变化为矿= 孚，其中4 9 为电流脉冲注入的电荷总量， u c i o t 为节点处的总电容由图3 - 5 我们可以看出：当电流脉冲加在电容电压的波 峰的时候，将只会改变振荡器的幅度，而不改变振荡的相位；当电流脉冲加在电 容电压的过零点的时候，将只会改变振荡器的相位，而不改变振荡的幅度；当电 流脉冲加在其它任何时刻，将会同时改变振荡器的幅度和相位。因此幅度4 m 和相位多渺对电流脉冲f 钐的响应函数h a ( t , v 和仁砂是时变函数。另一方面， 虽然振荡器系统是电压一电流之问的一个非线性电路，但是相位增量的脉冲响应 满足线性关系。电流脉冲冲击产生的相位增量可以用单位阶跃函数表示为， ( ，力：里鱼坦甜( f 一力 g _ ( 3 1 2 ) 其中，“是节点处的最大电荷，u ( t ) 是一个阶跃函数