（电路与系统专业论文）3152ghz超宽带低噪声放大器设计.pdf

摘要 摘要 超宽带( u l t r a w i d e b a n d , u w b ) 是一种高速、低功耗的无线通信技术，能够解决不断增长的业 务需求与资源的矛盾，已经被视为下一代无线通信的关键技术之一。同时，随着c m o s 深亚微米技 术的发展，采用此工艺实现射频前端电路可以同时满足低成本、高性能的要求。 超宽带低噪声放大器是超宽带系统接收机中关键模块，其功能是对接收到的超宽带信号进行放 大，以得到适当幅度、高性噪比的输出信号，同时，由于它是射频接收系统中的第一个有源模块，所 以它的性能决定了整个接收机的性能。本文重点研究设计了一种适合d s - u w b 通信系统的射频收发 机结构的超宽带低噪声放人器。 本文在分析各种宽带匹配和带宽展宽技术和方法以及超宽带低噪声放大器的设计指标的基础 上，采取了带有前置滤波器匹配的电阻并联负反馈的差分共源共栅的电路拓扑结构，并从宽带电路， 高频电路器件选择等方面讨论了超宽带低噪声放大器的设计。 本文采用s m i c0 1 8 t mc m o s 工艺设计了工作频段为3 1 5 2 g h z 的超宽带低噪声放大器，芯片 面积为：0 9 0 6 m m 2 ，从后仿真结果看出，在整个工作频段，该u w b 低噪声放大器的性能指标达 到了指标要求。 关键词：超宽带；低噪声放火器；并联负反馈；并联峰化；切比雪夫滤波器 a bs t r a c t f o rs o l v i n gac o n f l i c tb e t w e e nt h eg r o w i n gb u s i n e s sn e e d sa n dr e s o u r o e s ，u w b ( u l t r a - w i d e b a n d ， u w b ) ，ah i g h - s p e e d ，l o w - p o w e rw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o nt e c h n o l o g yi sc o n s i d e r e d ，r e g a r d e da so n eo ft h e k e yt e c h n i q u e sf o rt h en e x tg e n e r a t i o no fw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n a tt h es a m et i m e ，w i t ht h ed e v e l o p m e n t o ft h ed e e ps u b - m i c r o nc m o st e c h n o l o g y , f r o n t - e n dr fc i r c u i tf a b r i c a t i n gw i t hc m o st e c h n o l o g yc a n m e e tt h el o w - c o s t ，h i g h - p e r f o r m a n c er e q u i r e m e n t s u l t r a - w i d e b a n dl o wn o i s ea m p l i f i e ri st h ek e ym o d u l e si nt h eu l t r a - w i d e b a n dr e c e i v e r , a c t i n ga 8a r e c e i v e ro ft h eu l t r a - w i d e b a n ds i g n a la n dae n l a r g e m e n tt oo b t a i nt h ea p p r o p r i a t er a n g e , h i g hs i g n a l - n o i s e r a t i oo ft h eo u t p u ts i g n a l s a st h ef i r s ta c t i v em o d u l ei nr e c e i v es y s t e m ，i t sp e r f o r m a n c ed e t e r m i n e st h e p e r f o r m a n c eo ft h er e c e i v e r t h i sa r t i c l ef o c u s e so nt h ed e s i g no fu l t r a w i d el o w n o i s ea m p l i f i e ri nt h e t r a n s c e i v e rs t r u c t u r ef o rad s - u w br a d i oc o m m u n i c a t i o ns y s t e m b a s e do nt h ea n a l y s i so fb r o a d b a n dm a t c h i n ga n db a n d w i d t hb r o a d e n i n gt e c h n i q u e sa n dm e t h o d sa s w e l la st h es p e c i f i c a t i o no ft h eu l t r a - w i d e b a n dl o wn o i s ea m p l i f i e r , a nu l t r a - w i d e b a n dl n aw i t l la b a n d - p a s sf i l t e ri nt h ef r o n to fs h u n tf e e d b a c kd i f f e r e n t i a lc a s c o d et o p o l o g yi sd e s i g n e d m o r ee f f o r t sa r e m a d eo nt h ew i d e b a n dc i r c u i ta n dt h ec h o i c eo fd e v i c ei nt h eh i g hf r e q u e n c yt od i s c u s st h ed e s i g no f u l t r a - w i d e b a n dl o wn o i s ea m p l i f i e r i nt h i sp a p e r , a3 1 - 5 2g h zu l t r a - w i d e b a n dl o w - n o i s ea m p l i f i e ri sd e s i g n e df a b r i c a t i n gi ns m i c0 18 c m o sp r o c e s s d i ea l e so ft h ec h i pe q u a l s0 9 o 6 m m 2 f r o mr e s u l t so fp o s t - s i m u l a t i o n p e r f o r m a n c eo f t h eu w bl n aa c h i e v er e q u i r e m e n t so v e rt h ef u l lw o r k i n gb a n d k e yw o r d s ：u l t r a - w i d e b a n d ；l n a ；s h u n tf e e d b a c k ；s h u n t - p e a k ；c h e b y s h e vf i l t e r 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发 表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用 过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明 并表示了谢意。 研究生签名：乙珏l 卜日 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研 究生院办理。 研究生签名：j a 逸一导师签名： 第1 章概述 1 1 超宽带通信背景 第1 章概述 随着多媒体技术和i n t e m e t 技术的发展，无线通信对通信速率的要求越来越高，而现有的技术远 远不能满足人们的需求，不断增长的服务要求、服务业务的需求与日益缺乏的频谱、日益受限的功率 等资源的矛盾越来越突出。因此“u w b ( u l t r a w i d e b a n d ，超宽带无线技术) ”技术引起了人们的广 泛关注。u w b 技术是一种使用1 g h z 以上带宽的最先进的无线通信技术，被认为是未来五年电信热 门技术之一。但是u w b 不是一个全新的技术，u w b 的历史渊源，可以追溯到一百年前波波夫和马 可尼发明越洋无线电报的时代。现代意义上的超宽带u w b 无线技术，义称脉冲无线电( i m p u l s e r a d i o ) 技术，出现于1 9 6 0 年代。与传统通信技术不同的是，i n b 是一种无载波通信技术，即它 不采用载波，而是利用纳秒至微微秒级的非正弦波窄脉冲传输数据，因此其所占的频谱范围很宽。 u w b 是利用纳秒级窄脉冲发射无线信号的技术，适用于高速、近距离的无线个人通信。美国联邦通 信委员会( f c c ) 最先于2 0 0 2 年开放了其工作频段( 3 1 g h z - - - 1 0 6 g h z ) ，限制其发射功率( 平均 e i r p 不超过4 1 3 d b m m h z ) ，并对u w b 信号做出了定义( 信号带宽大于5 0 0 m h z 或者信号带宽与 载波频率之比大于0 2 ) 【2 1 。根据香农定理可知，对信号衰减较小的短距离通信而言，利用更大的 带宽会大大提高传输容量，因此，u w b 技术能在l o 米左右的范围内实现数百m b i t s 的数据传输速 率。 1 2 超宽带的技术特点和其他短距离无线技术的比较 1 2 1 超宽带的技术特点 一般的通信系统是通过发送射频载波进行信号调制，而u w b 是利用起、落点的时域脉冲( 儿 十纳秒) 直接实现调制，超宽带的传输把调制信息过程放在一个1 卜常宽的频带上进行，而且以这一 过程中所持续的时问，来决定带宽所占据的频率范闱。u w b 具有如下主要技术特点： ( 1 ) 共享频谱。u w b 不是独一i 新的频谱，而是与其它系统共享频谱，在7 5 0 0 m h z 的带宽内， 通过严格限制发射功率，从而避免了对其他系统的干扰。这样的频谱使用方式，在频谱资源稀缺的 今天具有重要意义。 ( 2 ) 系统结构的实现比较简单，成本低。当前的无线通信技术所使用的通信载波是连续的电波， 载波的频率和功率在一定范围内变化，从而利用载波的状态变化来传输信息。而u w b 则不使用载 波，它通过发送纳秒级脉冲米传输数据信号。u w b 发射器直接用脉冲小型激励天线，不需要传统收 东南大学硕士学位论文 发器所需要的上变频，从而不需要功用放大器与混频器，因此，u w b 允许采用非常低廉的宽带发射 器，同时在接收端，u w b 接收机也有别于传统的接收机，不需要中频处理，因此，u w b 系统结构 的实现比较简单。 ( 3 ) 速率高、功耗低。民用商品中，一般要求u w b 信号的传输范围为l o 米以内，再根据经过 修改的信道容量公式，其传输速率可达5 0 0 m b i t s ，是实现个人通信和无线局域网的一种理想调制技 术。而且由丁二u w b 系统使用间歇的脉冲来发送数据，脉冲持续时间很短，一般在0 2 0 n s - - 一1 5 n s 之 间，有很低的占空因数，系统耗电可以做到很低，在高速通信时系统的耗电量仅为儿百u w 儿十 m w 。民用的u w b 设备功率一般是传统移动电话所需功率的1 1 0 0 左右，是蓝牙设备所需功率的1 2 0 左右。军用的u w b 电台耗电也很低。因此，u w b 设备在电池寿命和电磁辐射上，相对于传统无线 没备有着很大的优越性。 ( 4 ) 信号衰减较小，穿透力强。采用基带窄脉冲形式的u w b 信号，具有适当波形的u w b 脉冲 具有较强的定向性，衰减很慢。另外，由于基带窄脉冲中含有较多的低频分量，所以在室内传播时 可顺利地穿过墙壁等一般的障碍物。 ( 5 ) 安全性高。由于u w b 信号一般把信号能量弥散在极宽的频带范围内，对一般通信系统， u w b 信号相当于白噪声信号，并且大多数情况下，u w b 信号的功率谱密度低于自然的电子噪声， 从电子噪声中将脉冲信号检测出米是一件非常困难的事。采用编码对脉冲参数进行伪随机化后，脉 冲的检测将更加困难。 ( 6 ) 抗多径能力强。由于超宽带无线电发射的是持续时间极短的单周期脉冲且芒i 空比极低，多径 信号在时间上是可分离的。假如多径脉冲要在时间上发生交叠，其多径传输路径长度应小于脉冲宽 度与传播速度的乘积。由于脉冲多径信号在时间上不重叠，很容易分离出多径分量以充分利用发射 信号的能量。 1 2 2 与其它短距离无线技术的比较 从u w b 的技术参数来看，u w b 的传输距离只有1 0 米左右，因此我们只拿常见的短距离无线 技术与u w b 作一对比，从中更能显示出u w b 的杰出的优点。常见的短距离无线技术有i e e e 8 0 2 1 l a 、 监牙、h o m e r f 。 1 2 2 1 i e e e 8 0 2 1 la 与u w b i e e e 8 0 2 1 l a 是由i e e e 制定的无线局域网标准之一，物理层速率在5 4 m b p s ，传输层速率在 2 5 m b p s ，它的通信距离可能达到1 0 0 米，而u w b 的通信距离在l o 米左右。在短距离的范罔( 如 1 0 米以内) ，i e e e 8 0 2 1 l a 的通信速率与u w b 相比却相差太大，u w b 可以达到上千兆，是i e e e 8 0 2 1 l a 的儿十倍；超过这个距离范同( 即人于1 0 米) ，由丁u w b 发射功率受限，u w b 的性能就著很多( 目 前从演示的产品来看，u w b 的有效距离已扩展剑2 0 米左右) 。因此从总体来看，1 0 米以内，8 0 2 1 l a 2 第l 章概述 无法与u w b 相比；但是在l o 米以外，u w b 无法与8 0 2 1 l a 相比。另外与u w b 相比，8 0 2 1 l a 的 功耗相当大。 1 2 2 2 蓝牙( b l u e t o o t h ) 与u w b 蓝牙技术是爱立信、i b m 等5 家公司在1 9 9 8 年联合推出的一项无线网络技术。随后成立的蓝牙 技术特殊兴趣组织( s i g ) 来负责该技术的开发和技术协议的制定，如今全世界已有1 8 0 0 多家公司 加盟该组织。蓝牙的传输距离为1 0 c m 1 0 m 。它采用2 4 g h zi s m 频段和调频、跳频技术，速率为 1 m b p s 。从技术参数上米看，u w b 的优越性是比较明显的，有效距离差不多，功耗也差不多，但 u w b 的速度却快得多，是蓝牙速度的几百倍。从目前的情况来看，蓝牙唯一比u w b 优越的地方就 是蓝牙的技术已经比较成熟，但是随着u w b 的发展，这种优势就不会再是优势，因此有人在u w b 刚出现时，把l ，w b 看成是蓝牙的杀手，不是没有道理的。 1 2 2 3 h o m e r f 与u w b h o m e r f 是专门针对家庭住宅环境而开发出来的无线网络技术，借用了8 0 2 1 1 规范中支持 t c p i p 传输的协议，而其语音传输性能则来自d e c t ( 无绳电话) 标准。h o m e r f 定义的i l j 作频段 为2 a g h z ，这是不需许可证的公用无线频段。h o m e r f 使用了跳频空中接口，每秒跳频5 0 次，即 每秒钟信道改换5 0 次。收发信机最大功率为1 0 0 m w ，有效范围约5 0 m ，其速率为1 m b p s 至2 m b p s 。 与u w b 相比，各有优势：h o m e r f 的传输距离远，但速率太低；u w b 传输距离只有h o m e r f 的五 分之一，但速度却是h o m e r f 的儿百倍甚至上千倍。图1 1 显示了l r w b 与其他通信方式的比较优 势。 速率 图1 1u w b 与其他通信方式的优势比较 1 3 超宽带通信的实现方式 目前，超宽带通信有两种实现方式，一种是传统的基带窄脉冲超宽带通信方式，另一种是调制 载波方式。儿4 1 3 东南大学硕士学位论文 1 3 1 基带窄脉冲方式 这是传统的，典型的超宽带通信方式，它是利用基带窄脉冲序列通信，脉冲宽度在纳秒、弧纳 秒级，通过p p m 、脉冲极性调制、p a m 等方式携带信息，该方式的优点是系统简单、成本低、功耗 小、多径分辨力强、信号随距离衰减小，穿透力强。缺点是信息传输速率不高、频谱利用率不高、 频谱使用不灵活。图l 一2 给出了一种基带窄脉冲方式的系统框图。 带通滤波器收发j r 天 5 习朝 模拟瓣端 处理单元 p 虱 | h 匕蚓一延时相关器h 椟卜+ ia d c h 】f 第级同步b iil 定时电路 u w 8 脉冲发生器h 调制序列发牛器 图l - 2 基带窄脉冲方式的系统框图。 1 3 2 调制载波方式 数 字 处 理 鳆 兀 这是与现有一般通信方式较接近的通信方式，目前有两个候选方案，一方是以i n t e l 与德州仪器 为首支持的m b o a 标准，一方是以摩托罗位、x t r e m e s p e c t r u m 为首的d s - u w b 标准，双方在这场 讨论中各不相让，两者的分歧体现在u w b 技术的实现方式上，前者采用多频带方式，后者为单频 带方式。 1 3 2 1 单载波d s u w b 方案 该方案将超宽带可用频谱分为高( 5 8 2 5 1 0 6 g h z ) 、低( 3 1 5 1 5 g h z ) 两个频段，信号调制在 两个频段之一传输，两个频段也可同时或合并使用，两个频段之间为u - n i l 频段，为避免干扰，没 有使用。低频段方式提供2 8 5 一4 0 0 m b i t s 的传输速率，高频段方式提供5 7 - - 一8 0 0 m b i t s 的传输速率。 如图1 3 所示。 d s - u w b 技术是单频带方式或窄脉冲方式，多个传输任务可共享整个频带的频率，对现有的、 许可频带内的用户造成的干扰比较少，成本可以做得比较低、上市的时间较短，易于实现低功耗、 低速数据流的无线传输，可实现更高速的无线数据传输，应用于媒体流及大量的数据传输，d s u w b 在每个超过i g h z 的频带内川极短时间脉冲传输数据，采用2 4 个码片的d s s s ( 直接序列扩频) 实 4 第1 章概述 现编码增益，纠错方式采用r s 码和卷积码。 o 5 1 0 1 5 2 0 2 5 3 0 3 5 - 4 0 、 d i i ；彩 1 i 势|l f么 彪：l 彩jl jj l ，、fg h z 3 4 s6 7 8g1 01 图1 - 3d s c - u w b 信号频谱 与m b - o f d m 相比，它有较好的频率利用率，但复杂度较高，成本增加，且依然无法解决符号 间干扰i s i 问题。图1 4 给出了d s - u w b 方案的一种系统框图嵋1 。 图1 4d s i ，w b 方案系统框图。 1 3 2 2m b o f d m 方案 m b - o f d m 的核心是把频段分成多个5 2 8 m h z 的子频带，通过时频编码( t f c ) 跳频选择在不 同的子频带上发送信号。每个子频带带宽大于5 0 0 m h z ，每个子频带的信号为一个o f d m 信号，它 由许多个正交的子载波信号合成。m b - o f d m 系统优点突出：( 1 ) 与无载波脉冲通信方式，射频部 分和前端模拟电路 发计变得更容易，并降低了对a d c 的要求；( 2 ) 频谱利用率很高，当子载波数目 较多时，各子载波幅度谱叠加的总信号的幅度谱有很好的矩形特性；但是m b - o f d m 系统需要增加 复杂的f f t 和i f f t 单元，系统实现复杂而且功耗增加；采用o f d m 技术频带的利用率得到提高， 多个频率子带并列，可以避开某些频带，频谱使用灵活，速率的扩展性好。另外，该技术比较成熟， 便fc m o s 实现。图1 5 给出了这种方案的系统框图m 1 。 1 4 论文的主要工作 在两种方案的通信系统中，接收机都使用了宽带低噪声放人器( l n a ) 模块。本文主要对c m o s 实现的超宽带低噪卢放人器进行了研究和设汁，上作频段为3 1 5 2 g h z 。具体内容包括： 5 东南大学硕上学位论文 深刻理解宽带低噪卢放大器的各个设计指标参数，并仔细分析影响这些参数的因数，为设计打 下理论基础。 分析和掌握了各种宽带技术，宽带低噪卢放大器设计的难点在于宽带匹配，通过学习宽带匹配 理论和射频电路设计知识，利用a d s 、c a d e n s e 等仿真软件，进行1 ：程上的设计和分析。 采用s m i c0 1 8 岫c m o sr f 工艺设计了一种应用d s - u w b 通信系统的全筹分低噪声放大器， 完成了电路的版图和后仿真。 v d d 1 5 论文的组织 图l - 5m b o f d m 方案的系统框图 本文介绍了超宽带低噪声放大器的设计方法，全文包括如f 几个部分： 第二章介绍m o s 管的噪声模型和低噪声放大器的设计指标。 第三章介绍宽带匹配理论与技术 第四章介绍c m o s 超宽带低噪声放大器的设计与分析。 第五章对本文的设计工作做一个小结。 6 第2 章m o s 管的噪声模型和低噪声放大器的设计指标 第2 章m o s 管的噪声模型和低噪声放大器的 设计指标 噪声限制了一个电路能够正确处理的最小信号电平，影响了通信系统的灵敏度，现今的电路设 计者经常要考虑噪声的问题，因为噪声与功耗、速度和线性度之间是互相制约的。噪声是一个随机 现象，它在时域里的平均值为零( 假设观察的问隔足够长) ，但其功率平均值不为零，即噪声是带有 能量的。噪声问题是射频集成电路所要解决的首要问题，对它的研究非常重要。当输入信号很小， 以致于噪声与信号可以相比较时，信号就会受到严重的干扰，其至完全被噪声所淹没。冈此，噪声 决定了集成电路输入信号的下限。另一方面，如果电路的增益很高，即使输入信号为零，电路内部 的噪声被放大以后同样会使输出级限幅，进入饱和或截止状态。所以噪声也限制了增益的上限。 本章首先介绍m o s 管的各种噪声源及其噪声模型，再介绍m o s 管两端口网络噪声参数的理论， 接着分析噪声优化，最后简单分析一下低噪声放大器的设计指标。 2 1 m o s 管的噪声 m o s 管的噪声按照产生的原因主要可以分为l 矿噪声和热噪声。此外还有少量栅极电流的散弹 噪声，一般分析是可忽略。 2 1 1 1 纱噪声 在电子器件中，1 纩噪声来自于许多不同的机理，并且它们在对表面现象敏感的器件中最为突出。 通常利用电荷捕获现象来解释在晶体管中l 厂的噪卢。某些类型的缺陷和某些杂质( 在表面或某种界 面上最为丰富) 可以随机地捕获或释放电荷。由于m o s f e t 是表面器件，所以它们比双极型晶体管 显示这类噪卢的程度要高的多。较人的m o s f e t 显示较小的1 厂噪声，因为较大的栅电容使沟道电 荷的波动平稳。因此要想从m o s f e t 中获得较好的l 矿噪声性能，就必须采用实际可行的最人器件 尺寸( 对于给定的勘) 。 该噪声可以用漏极电流经验性的表示为： 乏= 箍号 ( 2 - ) 其中，和为沟道的宽度和长度，厶为单位面积的栅电容，k 为与工艺相关的参数，数量级 为1 0 。2 f 。上式中假设了l h z 的带宽。 7 东南大学硕，j ：学位论文 从上式中知，要减小l 矿噪卢的方法，可以通过增加m o s 管尺寸，p 管代替n 管的方法米减小 1 f 噪声的影响。因为p m o s 管的输运空穴是在“埋沟”中，也就是在距硅氧化物界面有一定距离 的地方。在深砸微米器件中，其作用主要发生在m h z 左右的频段，故对于上作在高频段的低噪声放 大器，设计时一般不考虑它的影响。 2 1 2 热噪声 热噪声是带电载流子的热运动引起的，并不受直流电流的影响。热噪声与绝对温度丁直接成正 比，而且随着丁趋近于零，热噪声也跟着趋近丁零。在电阻r 中，热噪声的功率谱可以表示为： 石= t 4 k t ( 2 2 ) 其中k 是波耳兹曼常数，v 是噪声带宽。在室温卜，4 k t = 1 6 6 x1 0 o v c 。上式表明噪声频谱密 度与频率无关。对于m o s 管的热噪声而言，主要有三种热噪声：栅极电阻热噪卢、沟道热噪声、栅 极感应热噪声。 2 1 2 1 栅极电阻热噪声 乓是栅极多品硅电阻，它产生的热噪声为： ，：= 4 k r r a f 该噪声一般可以通过使用义指结构优化乓米降低。 2 1 2 2 沟道热噪声 ( 2 3 ) 晶体管实际上是一个可控的电阻，对于一个m o s 管而言，其沟道也可以等效为一个电阻，冈此 同样具有热噪声。在饱和一l ：作时，表面沟道就是一个电阻，且沟道电流主要是由偏移电流构成，因 此m o s 管的噪声主要是由沟道电流形成的沟道热噪声。可表示为： 毛= 4 k t y g 。a f ( 2 4 ) 其中g a o 为漏源电压= o 时漏源之间的跨导，) ，为沟道热噪声系数，当为零时) ，= l 。对饱 和艮沟器件，g a o = g m ，y = 2 3 ；而在亚微米器件中，g 知踟 l ，) ， 1 。为简便起见，在后面的分析 中通常假设g d o = g m ，并只考虑l h z 带宽内的噪声功率，这样可将沟道热噪声表示为： 毛= 4 k t y g 。 ( 2 5 ) 2 1 2 3 栅极感应噪声盯1 在m o s 管的j j ：作频率低丁截j = 频率织的1 1 0 时，一般可以把m o s 管的沟道当作集总的，栅 8 第2 章m o s 管的噪声模型和低噪声放大器的设计指标 极的输入阻抗呈纯容性，栅极的信号电流超前电压9 0 。在频率高于截止频率鳞的l 5 时，由于载 流子速度有限，它的响应速度开始跟不上信号的变化速度，它到达漏端的时间会有一个延时，信号 电流与纯容性阻抗的情况相比出现滞后，这就使得栅电压和栅电流之间的相位关系不正交，在栅导 纳中就会出现有能耗的实部，这可用一个电导& 来表示。这种现象是由器件的分布特性所引起的， 对应的电路模型称为非准静态模型。 邑：譬 ( 2 6 ) 邑2 东 u 叫 注意，这个电导只是器件在高频特性下表现出来的电阻特性的量化，不是实际的物理电阻，因 此是没有热噪声的。在一定的偏置下，m o s 器件沟道反型，沟道内载流子的流动通过栅氧化层的耦 合，会在栅极产生一个物理电流，称为栅极感应噪声电流( i n d u c e dg a t e n o i s e ，或称漏致栅噪声) ，可 以表示为： 屯= 4 k t 6 9a f ( 2 7 ) 其中艿为栅噪声系数，长沟道饱和器件中其值为4 3 。 2 1 3 散弹噪声 栅极电流的散弹噪声由栅极所存在的微量泄露电流所引起，常忽略。 f ：= 2 q i a f 2 2 二端口网络的噪声分析 ( 2 8 ) 两端口网络的噪声分析是从宏观上描述一个网络的噪声性能，而不必跟踪该网络内部各个噪声 源对网络的影响。由于该分析方法不涉及网络内部复杂的信号传输关系，分析起来非常方便，故在 射频电路的噪声分析中得到了广泛的应用。 任何一个有噪的双端口网络的内部噪声都可以由置入输入端的两个噪声源来等效：一个和信号 源串联的噪声电压源和一个并联的噪声电流源，而把该两端口网络看作是一个无噪网络，如图2 1 所示。两端口网噪卢分析就是建立在这个通用噪声模型基础上的。 。， v 上 n o i s yn e t w o r k 。 ：in ：一 l 以一，)n o i s ef r e en e t w o r k ；以b 图2 1 有噪两端口网络和它的等效表示形式 两端口网络的噪声性能通常用噪声因子( 噪声系数) 来描述，噪声因子的定义为： 9 东南大学硕：l 学位论文 芦总的输出噪声功率输入噪声源引起的输出噪声功率 ( 2 9 ) 为了分析两端口网络的噪声冈子，需要考虑输入信号源所引入噪声和输入信号源阻抗的影响。 包含有输入信号源所引入噪声和输入信号源阻抗的两端口网络通用噪声模型如图2 - 2 所示。 _ 、 ) 扣 _ 比露() n o i s ef r e en e t w o r k 图2 2两端口网络通用噪声模型 其中，r s 是输入信号源的导纳，z 是输入信号源所引入的噪声，乙为两端口网络的负载阻抗。 考虑剑无噪网络对噪声因f 没有影响，计算噪声闪子时，仅需考虑噪声电压源瓦、噪声电流源乏和 输入信号源所引入的噪声巧二项的贡献。因此，噪声因子的表达式为： ，：丛雩型 ( 2 1 0 ) l ， i ：与噪卢电压源y ：和噪声电流源i ：是不相关的，输出噪卢功率可以直接叠加，但噪声电压源v ： 和噪声电流源之间i ：存在一定的相关，输出噪声功率不能简单叠加。 令 i = i + i ( 2 1 1 ) 其中，噪声电流成分f 与噪声电压源巧完全相关，其相关系数可记为匕，即： 云= 巧( 2 1 2 ) 匕具有导纳的量纲，称为相关导纳。而噪声电流成分i 与噪声电压源巧完全不相关。 这样： f = i ：+ 【+ 屹( 】：+ e ) 】2 一 z j - 1 + 掣 ( 2 1 3 ) l ， 式( 2 1 3 ) 中包含三个独立的噪声源，可以将它们等效为三个电阻产生的热噪声。 1 r2 南 ( 2 1 4 ) j q2 南 j q = 上4 k t a f 其中，k 为波尔兹曼常数，7 为绝对温度，为电路带宽。 将信号源导纳珞和相关导纳匕都表示为电导和电纳之和： l o ( 2 1 5 ) ( 2 1 6 ) 第2 章m o s 管的噪声模型和低噪声放大器的设计指标 y s = g i + j b iq 1 j ) ) e = g f + 皿 ( 2 1 8 ) 将式( 2 1 4 ) 、( 2 1 5 ) 、( 2 1 6 ) 代a ( 2 1 3 ) 中，可得： ，：l + 兰l 唑：l + 兰i 二垒兰三鱼。三量曼巡 ( 2 1 9 ) g -g - 、 由式( 2 1 9 ) , - 7 知，一个两端口网络的噪声性能可以由瓯、g 、玫和r 。这四个噪声参数来描述， 而且噪声性能与输入信号源导纳有关，通过选择合适的输入信号源导纳，可以使得一个两端口网络 的噪声因子( 噪声系数) 达到最小。 下面我们来推导两端口网络的噪声因子达到最小时信号源导纳的值。观察式( 2 1 9 ) 可以发现，噪 声因子达到最小时，必有： e = 一忍= ( 2 2 0 ) 在此条件下，将式( 2 1 9 ) 对g 求微分，并令其为0 。 等产2 壶印吣+ g f ) 也蜊2 一争。 ( 2 2 ，) 即： q = 1 万- g 万2 = ( 2 2 2 ) 在此条件下，该两端口网络的噪声因子可以达到最小； l = l + 2 冠( + e ) = l + 2 咒、百- g 1 u ；2 + g f l ( 2 2 3 ) 则式( 2 1 9 ) 可以表示为： ，= _ 2 r 一2 r q + 导+ 舍 ( g + g r ) 2 + ( 最+ 忍) 2 】 ( 2 - 2 4 ) 由式( 2 2 0 ) 和( 2 2 2 ) 可知： e = 一既 ( 2 2 5 ) g ：= r 。一2 。，一r g ； ( 2 2 6 ) 代a ( 2 1 9 ) ： f = k + 舍【( g j 一) 2 + ( e 一) 2 】 ( 2 2 7 ) 式( 2 2 7 ) 中的四个参量：网络等效输入噪声电阻如、最小噪声系数r 小最佳源导纳c o p , 和 纳 可以通过测量来确定，所以在不同信号源导纳卜的网络的噪卢系数可以用式( 2 2 7 ) 计算得到。通 过输入匹配网络的设计，可以改变源导纳达到给定的噪声指标，而改变蛞或孬会同时影响其它指标 东南人学碰i 哔位论立 如增益和稳定性等。匹配网络对这些指标的影响都可以通过s m i t h 圆圈来体现 令： 可得 把r ，整理出来，有 r ：! 二生 1 - b f 。；鲁 ，= + 争k k 1 3 = k + 错= 等”吖 对于某一给定的噪声系数耳，等式右边为一常量。定义它为m ，即 m = 1 r - i f 呻m + 。j 2 进一步分析显示t 对给定的只的r 。位于一个圆周上，该圆的圆心和半径分别为 _ ；禹- 。= 南瓜而而 佗3 这称为恒噪声系数圆。 一般来说，最小噪卢系数羽i 晟大增益所需要的l 是不同的，图”给出了一个管子的l 在s m i t h 圆圈上的等噪声系数和等增菔圆。实际上，对于m o s 器忭，噪声匹配接近功率匹配”1 。 图2 4 更清楚地说明了放人器设计中噪声、增益与匹配之间的折中关系。这是一个基于g a 的 设计当r ，从r ，向l 变化时，噪声系数和功率增益减小输入驻波比增人。 黼 圈2 - 3s m i t h 圆瞰上的菩增益呵和等噪声系数恻削幽2 - 4 s m i t h 倒幽上的l 和r 器 餐瓣 第2 章m o s 管的噪声模型和低噪声放大器的设计指标 2 3m o s 晶体管两端口网络噪声分析 m o s 晶体管主要有两种噪声源。一种是漏端沟道电流热噪声，其值为： f 乙= 4 k t y 岛。a f ( 2 3 3 ) 另一种是因晶体管非准静态效应引入的栅噪声( i n d u c e d g a t e n o i s e ，简称n q s 噪声) ，其值为： f ：。= 4 k t s g , a f ( 2 3 4 ) & ：d 2 t , 7 2 ( 2 3 5 ) & 2 茁 由于这两种噪声都源于同一种物理效应( 沟道电阻热噪声) ，它们之间存在一定的相关性，它们 之间的相关系数可以定义为： c ；堑( 2 3 6 ) 、f 0 。f 0 c 是一个纯虚数，对于长沟器件，其值为j 0 3 9 5 = 对于短沟道器件，它的值介t - j 0 3 到j 0 3 5 之 间。 对于射频线性放大器来说，由于工作频率很高，m o s 管l 矿噪声的影响近似可以忽略。在下面 的讨论中，我们都忽略了该噪声。另外f ：是栅噪声电流，也忽略。图2 - 5 显示了短沟道m o s 管噪声 模型。 将这两个噪声源等效到晶体管的输入端( 栅极) ，可以得到等效输入噪声电压为： z ：粤：t 4 k t y g , o a f( 2 3 7 ) g 。g ， 而等效输入噪声电流为： 巧= 笔等+ 夏= z + 4 慨。矽 u 汕聿井皇： 乏( 图2 5 短沟道m o s 管噪声模型 等效输入噪声电压和等效输入噪卢电流之间存在一定的相关性，令： 1 3 东南大学硕上学位论文 = 之+ f f ， ( 2 3 9 ) 其中，噪声电流成分i 与噪卢电压源巧完全相关，其相关系数为匕。而噪声电流成分i 与噪声 电压源巧完全不相关。 将n q s 噪声拆成两项： 乏= 瓦i 了= 4 灯喧i c | 2a f + 4 k t 6 9 ；( 1 一i c l 2 ) 鲈 ( 2 4 0 ) 其中i 与7 - ，。- 完全相关，相关系数为c ；0 7 - ，- 与i 完全不相关。i l p ： 乏2 = 4 k t s g 。( 卜i c l 2 ) 鲈 所以： 从而： 珀。等2 枷珥吲l 前) 誓，= ：l f j c o c + g m k t - - vn l h d 将上式中最后一项的分子、分母部分同乘以i ： 所以 争t - - 譬：既毕 0 一 一f 。一f ： ( 2 4 1 ) ( 2 4 2 ) ( 2 4 3 ) ( 2 4 4 ) ( 2 4 5 ) h q 岛譬一坛矗蘑咖c 蘑 6 ， 将矗。和f ：一代入，并考虑到c 是纯虚数，可得： 由此可得： 耻鹏+ ( 1 il 西 口：旦 g o r = 南2 = 警= 钱1 g = r e ( r ) = 0 e - h 僻m 叫ii 历 1 4 ( 2 4 7 ) ( 2 4 8 ) ( 2 4 9 ) ( 2 5 0 ) ( 2 5 1 ) 焉焉 第2 章m o s 管的噪声模型和低噪声放大器的设计指标 g - = 土4 k t a f = 1 砌 c v - 1 - h ) 故可求出获得最小噪声系数所需的最佳信号源导纳： = 辱巳蜃而 亿5 3 ， 一忍= 砌乞( “口h 专) ( 2 5 4 ) 最小噪声系数为： l = l + 2 e ( 吆+ q ) * 1 + 砉罢扛而 ( 2 5 5 ) 由m o s 管的两端口网络噪声参数可知，为了达到最小的噪声因子，要求： 乓= 手= + 取 ( 2 5 6 ) 而为了达到最大功率传输条件，要求： 乙= ( ，吧) ( 2 5 7 ) 以上两个条件是不可能同时满足的，因此共源m o s 管放大器不可能在达到最小噪声系数的同时 传输最大功率。 随着c m o s 工艺技术的发展，晶体管的特征尺寸不断缩小，鳞持续提高。从式( 2 5 5 ) 可以看出， r 加会随着喀的提高而降低。所以，随着工艺的进步，f 会减小，可见当工作频率远小丁晶体管 的特征频率时，设计小噪声系数的放大器还是可能的。 在以上推导过程中，我们忽略了栅寄生阻抗引入的热噪声、衬底寄生阻抗引入的热噪声以及因 沟道热噪声通过背栅调制而引入的衬底噪声，并且假设晶体管输入端是纯电容性的。实际上，栅寄 生阻抗引入的热噪声、衬底寄生阻抗引入的热噪声以及因沟道热噪声通过背栅调制而引入的衬底噪 声都是不可忽略的，它们对放大器的噪声性能具有很大的影响。 曳 蝠t6 叫函 葩 lji q 兹 l 甲霸丁 5 图2 - 6 包含有栅阻抗噪声和衬底阻抗噪声的晶体管噪声模型 图2 - 6 给出了考虑上述两种寄生阻抗后的噪声模犁。在该模型中，r g 为栅极寄生阻抗，f ：为栅 极寄生阻抗产生的热噪声，c 刍为栅源电容，f ：。为冈品体管非准静态效应引入的栅噪声( n q s 噪声) ， g 聊为晶体管跨导，踟6 为体跨导，i ：为沟道热噪卢，厂。为晶体管输出阻抗，咫为衬底阻抗，f 为 衬底阻抗所产生的热噪声和冈沟道热噪卢通过背栅调制而引入的衬底噪声的总和。在整个模型中， l s 东南大学硕。i ：学位论文 我们仍然忽略了寄生电容c 0 、和g ，当上作频率低于5 时，该简化模型给出的分析结果与测 试结果很接近，当工作频率更高时，由丁忽略了这些寄生电容的影响，该分析结果与实测结果有较 大差距。 通过对一个n m o s 晶体管两端口网络噪声参数的测鼙结果和使用图2 - 6 所示简化模型得到的模 拟结果进行了比较发现，栅阻抗和衬底寄生阻抗对r 胁、g 删和尼都有很人的影响，而n q s 噪声仅 轻度地影响r 胁和g 驯，并且对风没有影响。所以，当一i ：作频率远低于晶体管的特征频率时，对 m o s 管的噪声贡献最大的是栅阻抗、衬底阻抗引入的热噪声以及沟道热噪声，而n q s 噪声对m o s 噪声的影响居于次要位置。 栅寄生阻抗引入的热噪卢可以通过多个晶体管并联( 多指晶体管技术) 从而减小栅寄生阻抗来 减小，而衬底噪声可以通过多引入衬底接触孔以减小衬底寄生阻抗来减小。在某些情况下，可以将 晶体管分成几个部分，每一部分都用衬底接触孔包围起来。由于这些噪声对放大器噪卢性能的影响 与版图设计很有关系，可以通过合理的版图设计米降低它们的影响。 对于栅寄生电阻。在选取每个义指的宽度时，要在寄生电容和寄生电阻问做适当的权衡，对于低 噪声放人器，减小寄生电阻是最重要的，故可以适当取小，如每个叉指取3 - 5 9 m 。 2 4 噪声优化吲 ，：匕+ 争( q g 甲，) z + ( e 一) z 】 ( 2 5 8 ) 我们现在再来对上式进行噪声优化。 为了简化推导过程，我们假设信号源的电纳毋选择得接近，可以忽略它们之间的差别( 参 捌 9 i g n 了这一假设合理性) 。在这一假设条件下，噪声系数的表达式简化为： f ：k + 鲁( q 一) z ( 2 5 9 ) 当g = l 5 0 q 时，为了获得最小的噪声系数，可以改变c ；使g o p t = g , 铲赤2 孺1 而5 0 ( 2 6 0 ) c o = l g h z 时，c e r 5 p f ，因此这样做会造成1 f 常人的器件尺寸和直流功耗，常见的情形是在给定 增益或功耗的条件下优化噪卢系数。下面就分析给定功耗条件卜，的噪1 尸- l - 仉r 化。 为简便起见，定义： 鳓= 急硝专( 卜l c l 2 ) ( 2 6 ) 1 6 第2 章m o s 管的噪声模型和低噪声放大器的设计指标 卵毒 q 6 2 ) 缈