（电力电子与电力传动专业论文）大功率开关电源并联技术的研究.pdf

s t u d y o fp a r a l l e lc u r r e n t s h a r i n g f o rh i g hp o w e r s w i t c hs u p p l y a b s t r a c t n o w a d a y s t h e t e c h n o l o g y o fs w i t c h i n g p o w e rs u p p l y i s g r a d u a ll yb e i n g p e r f e c t h o w e v e r ，t h e r ei sn oe n d t ot h ed e m a n df o ra h i g h p o w e r ，h i g hp e r f o r m a n c e p o w e rs u p p l y t h et e c h n i q u e o f s o f t s w i t c h i n g p w ma n d p a r a l l e l i n g c u r r e n t s h a r i n gi sat e n d e n c yo f t h ep o w e re l e c t r o n i c s ，a n dt h ec o m b i n a t i o no ft h e m c a l lw e l ls a r i s f yt h en e e do f h i g h p o w e rs u p p l yo nc h a r a c t e r i s t i c ，c a p a c i t y ，w e i g h t ， v o l u m e ，e f f i c i e n c y a n dr e l i a b i l i t y i nt h e p a p e r ，ah i g hp o w e rs w i t c hs u p p l y i s d e v e l o p e du s i n gp h a s e - - s h i f t e df u l l b r i d g ez v s p w md c d cc o n v e r t e rc i r c u i ta n d t h ec u r r e n t s h a r i n gc i r c u i ti sd e s i g n e df o rp a r a l l e lo p e r a t i o no fm u l t i - m o d u l e t h e r e l a t i v eo p e r a t i o np r i n c i p l ei sa n a l y z e da n dt h ec i r c u i tp a r a m e t e r sa r ed e s i g n e d a t l a s t ，ap r o t o t y p ei sd e v e l o p e d t ov a l i d a t et h er e s u l t t h e t h e o r yo fp h a s e - s h i f t e df u l l b r i d g ez v s p w md c d cc o n v e r t e rc i r c u i ti s s t u d i e da n dt h ep h a s e s h i f t e dc o n t r o l l e ru c 3 8 7 5i su s e df o rp h a s e s h i f t e dc o n t r 0 1 c i r c u i t + t h em e t h o d so fr e a l i z ez v sf o rt h el a g g i n ga r ma n dt h el o s so fd u t yc y c l e o fo u t p u t v o l t a g e o f s e c o n d a r yw i n d i n g a r es t u d i e d t h es e r i e so fr e s o n a n t i n d u c t a n c ei sa d o p t e di nt h ec i r c u i tt or e a l i z et h ez v sf o rt h el a g g i n ga r m t h e c i r c u i tr e d u c e st h es w i t c h i n gw a s t a g ee f f i c i e n t l ya n di m p r o v e st h ee f f i c i e n c yo f p o w e r an e wd r i v e c i r c u i tf o ri g b ti s d e s i g n e d i t f e a t u r e s h i g hs w i t c h i n g f r e q u e n c y , h i g hd r i v i n gp o w e r ，s i m p l e s t r u c t u r ea n d r e v e r s e t u r n 。o f f t h et e c h n i q u eo fp a r a l l e l i n gc u r r e n ts h a r i n go fs w i t c h i n gp o w e r i si n t r o d u c e d ； t h es m a l ls i g n a lm o d e lo ft h es i n g l e d c d cm o d u l ea n dt h em u l t i m o d u l ei s a n a l y z e d t h e c u r r e n t s h a r i n g c o n t r o l l e ru c 3 9 0 7i s a d o p t e d t o d e s i g n t h e c u r r e n t s h a r i n g c i r c u i tf o rp o w e rs u p p l y ，i tc a nr e a l i z ep a r a l l e lm u l t i m o d u l et o c o m p o s ep o w e rs u p p l ys y s t e mm u c h m o r e h u g et h a no n em o d u l e f i n a l l y ，e x p e r i m e n t a lr e s u l t so f t h ep r o t o t y p ea r ep r e s e n t e di nt h ep a p e ra n d t h er e s u l t so f p a r a l l e l i n go p e r a t i o nf o rt w o - p o w e rs u p p l ya r ep r e s e n t e d k e yw o r d s ：s w i t c h i n gp o w e rs u p p l y ；p w m ：p h a s e s h i f t e d f b ；s m a l ls i g n a lm o d e l p a r a l l e lc u r r e n ts h a r i n g 独创性声明 本人声鞠所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究戚粜。据 我所知，除了文中特别加以标志番i 致谢的地方外，论文中不包食其他人已经发表或撰写过的 研究成果，也不包含为获得盒世工业太生戡其他教肖机构的学位或证钠而使用过的材 科。我一列 _ 乍的同志对本研究赝傲躲拄僻羹黻均已在论文中佟了明确姻说明劳袭示迸 意。 学位论文作者签字蠢淤箍字日期：啡年厶月巾 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者究全了解垒g g 兰地盘堂有关保留、使用学位论文的规定，有权保整 并向国家有芙部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅或借阕。本人授权盒 l 薹墼叁堂可以将学位论文瓣全部或郄分论文内容编入蠢关数据库送行检索，霹殴采蠲影 印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密缒学搀论文在瓣密癌逶躅零攫较书) 学位论文者掩名舅争嘲专 孕师签名 签字籍；赣：彳年霉舄 学搬论文 乍袭毕业后去向 1 作单位： 通讯地址： 精 熊字西麓汩睁午其j 7 秘 f 电话： 邮编： 致谢 奉文楚在导师徐宁副激授和税少武蒯教授的精心指导下完成的。他们严谨 认真的治学态度、一丝不萄的工作方法和兢兢业业的敬业精神，给我以深刻的 影 翻，促使我不葫穗进步稿完善国己。 整个硕士阶段，徐老师在学习方面为我提供了许多便利条件，在科研方面 绘我番两，凌我深受癌造，僮我在各方瑟都褒褥了长是翡进步。柱老筛更是为 我课题的开题和研究都付出了大量心血。在沦文的撰写过程中。杜老师对论文 熬礤弱帮每个缀繁靛详缨露阕绘我弱论文定羲起翻了凌定性 乍羯。桎纛簿在季毒 研学术上有稽自己独到的见解和颁悟力，1 ：阔、敏捷的思维，不辞辛劳的耐心 指导秘淳谆教导，以及提凄懿谗多建设瞧意见使我长遴缀姨。稳乎易i 篷久戆於 素作风和真诚友善的处世态度给了我巨大帮助。在此，我要向徐老师、杜老师 表示我最诚挚的谢意l 感谢葛锁良老师为我平时的解惑答疑，在课题研究阶段和他在一超从他身 上我学习到缎多知识和处t 鲢= 之道，这都是我的宝贵财富! 论文结柬后，我就将踏，t 工作岗位，研究生阶段学习到的知识和缀验对我 今后的工作和学习衡着很大的帮助。在今后的f i 子里，我会深深怀念这豫年半 多来的学习和科研生活。 向所有在硕士研究生阶段曾缎帮助过我的老师深表谢意。还有我那些最可 爱瀚澍学粕，佳翻怒金渡、刘傈矮、柱菇甜、癸定国、零建强、王雪飞、裁文 慰等。在此向他们表示感谢。 懑 奏 我麴父母靼我豹冤鹅踅拣，德铜瓣我静关心耪鼓箍是瓣貔最太豹支耪， 我的任何成绩都应该归- 功于他们的教育和支持。 逐要感滋我夔女镄友爨瀵枣惩，在论文絮疑她绘了我荚大豹支持帮关心， 在将来的人娥道路上有她和我携手度过是我一生最大的率福。 淤澎大家l 愿请所有读到这篇论文的老师和同学多提宝贵意见，不吝赐教。 作者：张国兵 2 0 0 4 年4 月 第一章绪论 1 1 课题研究的目的与意义| 3 j f 4 】f 5 】f 8 f 1 3 】f 3 1 1 3 2 】 功率半导体裁造技术、徽电子技术、计算辘技术及控锎理论静不断迸步， 带来了电力电子技术在器件应用上和能擞变换成用上的日趋成熟，从而也引发 了邀潺系统瀚历史往革余，使褥棒裾枣、重量辍、裹效率、稳绞渡、麓态稳应 快、控制精度高的高频开关电源取代传统线形电源成为不可逆转的趋势。随着 科学技术鹃发震翻溪饯纯生产豹发展，尤其是大型逶瀑基菇、发逢厂、变电联 等应用场合，对大容量的赢流电源系统的功率密度和系统的司靠性也提出了趟 来越裹匏娶求。 在电力电子线路方面，高频化已成为发展的重要趋势。提高工作的频率除 了霹以改善波形以终，还霹以减少电抗酾电容验体积，节约铁、铜等原材料。 而且当电路中有变压器时，其体积更可以大大的减少。从而使开关电源进入了 更广泛的领域。因此国钋蠢大开关电源制造商都致力于开发粉型高智能化的元 器件，特剐是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体( m n z n ) 材料上加 大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度下获得高的磁性能。电容器的小 型纯也是一项关键静菝术。然孺，在电力电子装置中，随着开关频率瀚提高， 开关损耗将成比例的增加，开关损耗成为制约开关频率提高的重要因索，也成 为器栉麓羹损耗的主要部分。将掰是大容量交滚龟黯孛，b j t 、g t o 关颧霹瓣 时损耗本身就比较大，撮高频率更会使得效率大幅度的降低。对这种矛盾的传 统鹃解决办法灵笺楚赞串处理焉不戆两全其美，蠢魏软歹| ：关技术褥裂久靛越来 越多的重视和发展。虽然近年来使用软汗关的高频开关直流电源已经得到广泛 瓣应孀，毽是大秘分罄是在中小功率戆场合。露在大功率场合( 豫大蓬毒凡事、 通讯基站等) 普遍采用的都是硬开关。提高在大功率场台中的软开关的应用怒 鬻必罴静。 在，于关电源中，从2 2 0 v 交流电网经整流厥供给盥流电是电力电子设备中 应蠲最为广泛的基本变流方案。英中常誉采用“二极管整流+ 电容滤波”来缀 成熬流环节，这样会使得输入电流严重畸变，对电网产生严重的谐波污染而且 功率因数较低。为了解决这个间题，业界提出了功率因数校正技术，提高a c d c 开关电源的输入端功率因数，来实现开关电源的绿色化。功率因数校砸 包搔无源和有源功率因数校正( p f c ) 技术。无源校正技术即应用l c 滤波阏 络，其结构较为简蕈，但滤波网络体积、重量较大。寄源校正技术憝在输入整 流和d c d c 功率变换之间加一级有源功率因数校正( p f ) 电路，实际上也是 一静d c d c 交换器，剥蠲控裁魏潞( 魏在有专箱集裁控翎芯片) ，铰输天旗电 流波形接近于正弦并保持与电压同相位，从而使输入端功率因数接近于1 。 多模块并联运行的分布式电源系统代替集中式电源供电系统已经成为大容 量高频开关直流电源系统发展的一个重要方向。和集中式供电系统相比，分布 式电源系统有更多的优点：能提高系统的灵活性：可将模块的开关频率提高到 兆赫级，从而提高了电源模块的功率密度，使电源系统的体积、重量下降；各 个模块的功率半导体器件的电流应力减少，提高了系统的可靠性；可方便的实 现n + 1 冗余供电：减少产品种类，便于标准化；并且分布式系统可非常方便的 实现并联方式的扩展。当需要大功率输出时，可采用小功率电源模块、大规模 控制集成电路做基本部件，组成“积木式”智能化大功率供电电源。这样做既 大大的减轻了对大功率元器件和装置的研制压力。基于此，开关电源并联技术 的重要性日益增加。但是并联的开关变换器模块间需要采用均流措施，用于保 证模块间电流应力和热应力的均匀分配，防止一台或多台模块运行在电流极限 值状态。因此采用可靠的均流措施是实现大功率电源系统的关键。 针对大功率开关直流电源面临的这些技术难题，实际设计时提高开关电源 的功率因数，采用更可靠、成熟的软开关技术，尤其是探索影响多模块并联系 统稳定性的根本原因是本课题研究的重点。这对实现大容量电源系统的高功率 密度和高可靠性的意义是巨大的，其应用前景非常的可观。 1 2 本课题的研究内容 本课题的主要任务是使用移相全桥软开关技术设计出一种大功率开关电 源，并探讨多模块电源并联运行所需要考虑的均流情况，从而设计多模块并联 运行时的均流电路。 1 2 1 任务来源及技术指标 本课题来源于合肥工业大学电气与自动化工程学院与某电源公司共同研制 开发的大功率、高性能a c d c 开关稳压电源。其主要技术指标是： f 1 ) 输入电压：单相a c 2 2 0 ( 1 l5 ) v ，5 0 h z ( 2 ) 输出电压：d c 3 8 1 5 v ( 3 ) 输出电流：1 0 0 a ( 4 ) 均流：多台并联使用时，每台输出电流要求相同，不均衡度小于5 ( 5 ) 稳定度：大于或等于9 9 ( 6 ) 功率因数：大于0 9 ( 7 ) 护功能：输入过压、欠压，输出过流保护，且有声光报警功能。 1 2 2 系统总体方案 由图1 1 可以看出构成开关电源的主体结构主要是a c d c 整流和d c d c 2 斩波两部分，而这两部分功能的实现有多种方法可供选择。 交流输 图1 i 开关电源主体结构示意图 流输出 j 。、a c d c 变换器的方案选择 a c d c 变换是通过功率器件对输入电源进行“斩波和导向”而实现的。通 常的a c d c 变换是采用“整流器+ 滤波器”电路，即非线形元件和储能元件 的组合，会造成输入交流电流波形的严重畸变，产生的谐波电流对电网有很大 的危害作用，并且输入端功率因数很低。 高功率因数整流电路的构成实质上是在常规的整流后面接入一个d c d c 变换器作为有源滤波器，通常采用b o o s t 型无变压器的直直变换器，应用电流 反馈技术，使输入电流跟踪交流输入正弦电压波形，从而使输入端t h d 小于5 ，功率因数可提高到o 9 9 或更高，这就是有源功率因数校正( a c t i v ep o w e r f a c t o rc o r r e c t i o n ，简称a p f c ，亦称p f c ) u 8 1 1 2 引。 本次电源设计中采用了用u c 3 8 5 4 控制的有源功率因数校正电路，这部分 电路是由同在一个课题组的其它同学来完成，不是本论文的研究重点，因此在 这里就不再叙述。 二、d c d c 方案选择 d c d c 变换器从拓扑上来说有两种，带变压器隔离和不带变压器隔离两 种。虽然不带变压器隔离的d c d c 变换器也能完成直流电压的转换，但是它们 实际上存在着转换功能上的局限性。例如：输入输出不隔离、输入输出电压比 或电流比不能过大以及无法实现多路输出等。为了克服上述局限性，在本设计 中选用了带变压器隔离的d c d c 变换器。考虑到输出功率大，d c d c 变换器采 用全桥变换器。为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积重量， 需要提高开关频率。但传统的全桥变换器由于开关管工作在硬，干关状态，使得 开关频率难以提高。为了解决上述问题，国内外电力电子界和电源技术界自7 0 年代开始不断的研究开发高频软开关技术。 所谓“软开关”指的是零电压( z e r o 。v o l t a g e - s w i t c h i n g ，简称z v s ) 或零电 流开关( z e r o c u r r e n t s w i t c h i n g 简称z c s ) ，它是利用谐振原理，使开关变换器 的开关器件中电流或电压按正弦或准正弦规律变化，当电压或电流为零时使器 件开通或关断，实现开关损耗为零。从8 0 年代开始就研究的移相全桥零电压 ( z v s f b p w m ) 变换器到现在技术已经很成熟。它是在人们在相移控制技 术( p s c ) 的基础上，利用功率器件的输出电容和输出变压器的漏感作为谐振 元件，使f b p w m 变换器的四个开关管依次在零电压下导通，实现软开关， 称为p s cz v sf b p w m 变换器( 以下简称z v s f b p w m 变换器) 。由于 其没有附加元件便可得n z v s 及其对设备低的电流电压应力使得其在高频大功 率中应用极为广泛1 1 8 2 0 1 。 全桥移相控制技术在较大程度上解决了开关损耗过大的问题，并且降低了 主器件的d u d t j t l d i d t ，减少电磁干扰和射频干扰，在大功率的电路设计中应用 非常广泛，但是它也具有一定的缺点。p w m 控制策略中滞后臂相比于超前臂， 其零电压软开关困难要困难的多，z v s 范围受到负载的限制，z v sp w m 控制存 在副边电流占空比丢失的问题，并且随着负载的增大占空比丢失现象更严重。 为此电源界采取了许多方法来进行改善：如在原边串入饱和电感；采用 z v z c s f b p w m 变换器以及在滞后臂增加辅助网络使电流增强以滞后臂实现 z c s 等。在实际应用中研究如何更好的实现移相全桥零电压控制是非常必需的。 三、均流方案选择 3 4 1 3 5 1 通过均流控制，可以实现模块之间的电路均衡，从而实现大功率输出。通 常有两大类实现平等均流的方法，一种是所谓“降”方法，在模块的内部或外部 加入并联模块用的电阻，用简单的开环控制来维持并联模块中相等的电流分配。 这种方法简单、易实现，并联模块之间不需要任何控制线连接，但对于均流要 求高的场合是不适合的。另外一种方法是用电流均衡母线提供并联模块之间的 单线通讯连接，提供平均电流或最高电流信息到电流均衡电路，再调整各个模 块电压反馈放大器基准电压，来消除各个模块电流与平均电流或最大电流之间 的差别，从而实现均流。论文中考虑到设计的要求，系统对均流要求较高，故 采用了电流均衡母线法。这一部分内容以后做具体分析。 1 3 论文的安排 本论文的主要内容是全桥移相z v sp w md c d c 变换器和多模块电源并联 时均流问题的分析与设计。具体章节安排如下： 全文分五章： 第一章为绪论，介绍了课题研究的目的、意义及系统设刮的相关技术方案。 第二章为移相全桥软开关变换器，介绍了移相全桥零电压d c d c 电路的原 理与设计。 第三、四章为均流控制电路，第四章介绍了均流的方法、原理及电路的小 信号分析。第四章详细介绍了均流电路的设计。 第五章为电路试验结果和相关波形，并给出了总结和展望。 4 第二章移相全桥零电压软开关变换器 本章介绍了全桥变换器的基本原理，详细分析了全桥变换器的一系列控制 策旗。分缓了移糖全援零逸压软开关电鼹的工佟原理蒡讨论了实现零电压蕊方 法。设计了用移相控制芯片u c 3 8 7 5 控制的4 k w 软开关d c d c 变换器，详细 分攒了交抉器主电鼹和控制电路的设计方法。 2 1 移相全桥z v sp w m 变换器工作原理【9 o 川1 1 1 9 1 1 2 0 1 2 1 + 1 基本的全桥脉宽调制变换器 全橇交换器爨羚是譬蘧嚣蠹终d c d c 变换器中波广泛偾惩懿最掌冕摄蛰 之一，尤其是在中大功率场合更为适合。与单端变换器和半桥电路相比，这种 结梭戆变换器有一系列明霞鲍优点，查鞋开关器传电压电浚应力较低，变压器剥 用率高等。基本的全桥变换器根据供电方式的不同( 连接输入端的储能元件可 以是电容或电感) ，又分为电压型和电流型蕊大类。其中电压毅全桥d c d c 变 换器应用更为广泛。这种变换器的结构筒图如图2 1 所示。 图2 1 全桥d c d c 变换器结构简圈 一、全桥d c d c 变换器的基本工作原理 图2 。l 中，v l 是整流后的壹流电压，m 1 一m 4 是网个开关管，d i - - d 4 是 m 1 一m 4 的反并联二极管，t 为主隔离变压器，其原副边匝眈为n p ，n s = n ，副 边电压经d 5 、d 6 全波整流后再经l l 、c 1 滤波后输出给负载。m 1 和m 4 及 m 2 和m 3 在一个开关周期肉分掰戳小予5 0 占空眈交替鲁遒帮关凝，萁瑾怨 工作波形如图2 2 所示。 当采滔p w m 控钧方式时，纛流邀压v l 蕊秀螽在m 1 m 4 圈只开关管斡蔽 瓣鼹令凝鹫主。当嚣只残对焦麓开关管m 1 、m 4 或m 2 、m 3 麓h , j 导逶瓣，功攀 歇邀潭铡逶过交疆嚣善蠢受载健遴；警瓣寿嗣：蓑警均关辑霹，受载逛滚褥逶避 憋濂二搬管d 5 、d 6 续浚，网封滤波电褰e l 必受戴继续撵供熊繁。逶适控镁 鞫其开关管豹邋鞭糇露菠逶鞭瓣阉，凌交压爨鹣骧遗将褥至l 按筵一占空毙d 变 化浆正负半月对称靛交流方波电压。如檠变压器豹焱魄必n ，则变压器次边姆 产生蝠德为v l l n 豹交流方波电壤，经过二摄蛰d 5 、d 6 组成熬整浚电黪_ 摹 l 电感 l l 、电释c l 鳃成的低通滤波电踌最终就可得到所要求的平滑焱滚输如电压。 出予上透念接变换器本质上疆予b u c k 变换器。翅暴巧；考虑效率麓匿索， 则输出电愿的德与占空比d 成正比，_ i 穗过调节占空比d 目p 可方便地调节输出电 压。 憋2 , 2 金辑p w m 燮抉器夔枣工梅渡彩 二、全轿交换器钓控涮繁嫱 如图2 2 所示的控制方式怒最传统的控秘方法，即篇对焦m l & m 4 和 m 2 & m 3 潮对导通袋关断，每只搿关管撼通辩闷，j 、予5 0 开关周期。实舔土， 如栗仔细分拆下滚控潮方式，可以褥到默下控截方法：( 1 ) m 3 帮m 4 的普通 时嗣不燹，籍m 1 翻m 2 鹃零邋辩闻囊菊壤粕一瑗辩润或磺鸯霸爨半个周黧；菠 者( 2 ) m l 和m 2 酶警遴时闯不变，将m 3 鞠m 4 静遂统时阀向嚣蹭燕一浚辩 阗或灞鸯珏半个溺麓；或者( 3 ) 褥m 1 秘m 2 戆释逶辩斓囱 ；萋增窳一段时阀或增 拥劐半个瘸麓，目辩将m 3 帮m 4 静导逶辩润淘压增宓鬟一驳时耀袋塔麓剩半个 瘸翅，粼么在a 、b 薅点褥刭黢瞧蓬与瑟2 + 2 爨全一群。嚣冀只蠢当m 1 鞫m 4 懑眩导遽瓣，在a b 蘧煮方毙缮裂歪瓣惫压赫净+ v l ，蠢囊m 2 积m 3 溺瓣罢 遥孵，程a b 薅点摄到受魄电糙脉冲v 1 ，闲攮，只要保诞斜对爨魄瓶只开关 鬻懿导逐鍪叠时阉不变，开关饕瓣导邋嚣毒。闯巍藏增翱帮囱蜃增加对予a b 鞭点 电压没露任侮影响。基予以上思路，可以褥到一族p w m 全褥d c d c 变换嚣的 接裁方式。 6 根据导通时间增加的时间不同，每个桥臂有三种控制方式，即：( 1 ) 不增 加导通时间；( 2 ) 增加一段导通时间，但t o n l 2 t s ：( 3 ) 增加导通时间，使 t o n = 1 2 t s 。根据两个桥臂导通时间增加的情况不一样，可以组合得到3 3 = 9 种控制方式： 策略控制方式一：【图2 2 ：两个桥臂都不增加导通时间，这就是传统的控 制方式。 控制方式二：【图2 3 ( a ) 】：m 3 & m 4 桥臂不增加导通时间，m i & m 2 桥臂向 前增加一段导通时间使t o n 1 2 t s 。 控制方式三： 图2 3 ( b ) ：m 3 & m 4 桥臂不增加导通时间，m 1 & m 2 桥臂向 前增加到t s 2 。 控制方式四： 图2 3 ( c ) 】：m 1 & m 2 桥臂不增加导通时间，m 3 & m 4 桥臂向 前增加一段导通时间使t o n l 2 t s 。 控制方式五： 图2 - 3 ( d ) 】m 1 & m 2 桥臂向前增加一段导通时间使 t o n l 2 t s ，同时m 3 & m 4 桥臂向后增加一段导通时间使t o n 1 2 t s 。 控制方式六： 图2 3 ( e ) 】：m 1 & m 2 桥臂向前增加到t s 2 ，同时m 3 & m 4 桥臂向后增加一段导通时间使t o n 去c 。吃+ c 垤吃 ( 2 2 ) 上二 但是变压器的漏感一般较小。特别是负载轻时，漏感中的能量不够c 3 、 c 4 完成充放电转换，滞后臂就不能实现零电压开通。所以说移相全桥零电压 p w m 变换器实现z v s 的关键在于滞后桥臂。实现滞后桥臂z v s 大致有以下几 种方法： 一、增加谐振电感l r 增加谐振电感量，使滞后臂实现零电压时的谐振电感中的能量变大来实现 在一定范围内滞后桥臂的z v s 。已知一个最小的负载电流，根据这个电流值， 忽略励磁电流，可得到1 2 的最小电流值1 2 ，再利用式( 2 2 ) 就可以计算出所 需的最小谐振电感。 但这会使副边占空比丢失的情况更加严重。占空比丢失是移相全桥z v s 中 的一个特有现象。所谓占空比丢失就是副边占空比d s 小于原边占空比d p ，即 d s d p ，其差值就是占空比丢失d 。 d 。= d ，一d 。 ( 2 3 ) 原因是存在原边电流从正向( 或负向) 变化到负向( 或正向) 变化负载电 流的时间。在这段时间里，虽然原边有电压方波，但原边不足于提供负载电流， 副边整流二极管都导通，负载处于续流状态，其两端电压为零，这样副边就少 了一段时间的电压方波，也即占空比丢失了，如图2 5 中所示部分。此部分时 间与二分之一的开关周期的比值就是副边的占空比丢失d 。，即： i ：竺 1 s 2 ( 2 4 ) 而 f ：兰! 丝些堕! ! ( 2 5 ) y 。n 那么则有： j 。j ：! 兰：匕堂! ! 型 ( 2 6 ) l o s s 一 1 ，t 1 从上式可看出：l f 越大，d 1 0 s 。越大；负载越大，d 。越大；v i 。越小，d l 。 越大。d 1 0 s 。的产生使d 减小，为了在输入电压最低、负载电流最大时依然得到 要求的输出电压，就必须减小变压器的匝比。而匝比的减小又会使原边电流增 加，开关管的电流应力加大，通态损耗加大，同时副边整流桥的电压应力也加 大。在p s z v s p w m 变换器中，占空比丢失总是存在的。所以在设计时，必 须综合考虑选择变压器变比n 、谐振电感l r 和开关频率等多个参数，得到一个比 较优化的结果。 二、采用辅助网络增强滞后桥臂实现z v s 的能力。 在滞后桥臂实现零电压开关的过程中，根据电流增强原理，由辅助网络和 谐振电感同时给开关管的并联电容充放电，使之在各种工作状态下，在开关管 开通之前能抽完并联于该开关管的电容中的能量。这样可以减小所需的谐振电 感，因此可减小副边占空比的丢失。这种改善的拓扑仍然采用z v s 控制方式。 三、采用饱和电感的办法 就是将谐振电感改为饱和电感。理想的饱和电感，当其上通过电流小于i c ( i c 称为临界饱和电流) 时，其电感量为一恒定值l s o ，储能正比与通过电流 的平方；当其上通过电流大于i c 时，其电感量将为接近于零，储能维持恒定不 变。这样就可根据最小负载电流设计饱和电感的饱和电流和饱和电感值。而当 原边电流从一个方向向另一个方向变化时，该饱和电感只在电流小于i c 段起作 用，其余部分电感为零，电流直线变化，因而可大大减小占空比的丢失。 当然，上述方法也可结合起来使用，则效果更好，但同时也增加了成本。 对于这些零电压开关的改进方法，本文因篇幅原因，暂不作详细研究。 2 1 4 全桥电路中功率开关管的不平衡问题 在全桥式功率转换电路中，开关管m 1 和m 4 在工作周期的前半部分导通， 开关管m 2 和m 3 在工作周期的后半部分导通( 以斜对角两只开关管同时关断方 式为例) 。若它们的饱和压降相等，导通宽度也一样，则电路工作在平衡状态。 变压器上施加的电压和工作磁通中的关系由下式给出： 矿：l 塑 ( 2 7 ) 西 m 1 和m 4 导通时，变压器内磁通从最大的正值+ o 按线性规律下降，在 0 5 t 。，处过零在导通终了时，达到负的最大值一中。在开关管都截止期问， 高频变压器上施加的电压为零，磁通的变化率也为零。这就是说，磁通将保持 原来的一巾不变，直到下半个周期m 2 和m 3 开始导通为止。此时t 上施加反 电压v 2 ，磁通便由一中开始向相反的方向变化，在o 5 t o n 2 处过零，并在导通 终了时达到+ o 。 可见，电路在平衡状态下，高频变压器原边绕组n 1 上两个半周期内施加 的“v s ”数值相等，磁通是对称的。 若由于某种原因导致两个半周期内施加在高频变压器上的电压不相等( 例 如开关管的饱和压降有较大差异) ，或是开关管的导通脉宽不相等( 例如由于存 储时间的不一致，控制电路输出脉宽不相等以及反馈环路引起的不对称等) 时， 功率转换电路便工作在不平衡状态。在不平衡状态下，高频变压器原边绕组n 1 上两个半周期内施加的“v s ”数不相等，磁通变化的幅度就不相同。磁通在 一个周期终了时不能返回到起始点，于是将在一个方向逐渐中断，其工作区域 将偏向一个象限，引起磁芯单向饱和，电流急剧上升，从而导致开关管损坏。 对于桥式变换电路，如果在变压器原边串联一个无极性电容c ，那么原来 引起不平衡的直流偏压就会被此电容滤掉，即移动了直流电平。 耦合电容c 和原边等效电感l 2 组成一个串联谐振，其谐振频率为： ， 1 7 r2 雨 式中，l 2 主要是副边电感l f 折算至原边的电感值。 串联耦合电容的计算公式为： c = 丽1 0 6 ( 胪) ( 2 8 ) 即l 2 = n 2 l f ，由此得到 ( 2 9 ) 为了使耦合电容器充电线性，必须很好的选定谐振频率厶，一般，按下式 选定： = 0 1 兀 ( 2 10 ) 2 2 移相全桥z v sp w m 变换器主电路设计 设计的主要技术指标如下： 输入电压：3 8 0 v ；电路形式：全桥电路：输出直流电压：3 8 v ；输出电流： 1 0 0 a ：输出整流电路形式：中心抽头全波整流：开关频率工= 5 0 k h z 。 主电路结构图如图2 4 所示。 2 2 1 主功率开关管的选择 考虑到功率器件的开关速度、价格成本和驱动电路的简洁，本设计中主功 率开关管选用i g b t 来构成全桥电路。 输入电压为3 8 0 v ，则选用额定电压为6 0 0 v 的管子即可。 考虑到输出滤波电感有2 0 的电压波动，则通过它的最大电流为1 2 0 a ，所 以变压器原边电流最大值i m 。) = 1 2 = 2 0 a ，考虑两倍的裕量则可选取额定电 流为4 0 a 的管子。 综合考虑额定电压和额定电流的选取，我们使用富士公司生产的i g b t 单管 1 m b i - 1 5 0 0 0 6 0 ，其额定电压6 0 0 v ，额定电流5 0 a 。 2 2 2 输出整流二极管的选择 对于低压大电流输出的整流电路来说，一般采用全波整流，这样可以减小 整流电路的损耗。因为本开关电源工作于高频状态，所以应选择快恢复二极管。 变压器副边是有中心抽头的全波整流电路，整流二极管所承受的最大反向 电压为： ：堡堕：拿婴：1 2 7 矿 ( 2 考虑到整流二极管在开通和关断时都存在着电压尖峰，取二倍的裕量，则 其耐压值至少为：1 2 7 v 2 = 2 5 4 v 。 4 在有中心抽头的全波箍流电路中 电流的有效值为： 忙击= 等硼川 每只整流二极管在一个开关周期中流过 ( 2 1 2 ) 整流管中流过的最大电流为： 椰州：+ 兰箬：1 0 0 + 2 0 ：1 1 0 彳 ( 2 13 ) 综合考虑电压和电流定额( 亦选取两倍的电流裕量) ，我们选取i r 公司生产的 快速二极管模块h f a2 4 0 n j 4 0 c ，其技术参数为：2 x2 4 0 a 4 0 0 v 。 2 2 3 高频变压器原副边匝数比的确定 为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管 的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器变比的应尽可能大一些。 为了在规定的输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低 输入电压。选择。考虑到移相控制方案存在副边占空比丢失现象，我们选择 副边占空比为0 8 ，则可计算出副边电压v s e c ( m i n ) 为： , vsec(ini,ov+vo+vu!：!：!：50v( 2 1 4 ) = 一= 二 ds e c ( m a x ) 0 8 其中，v o 是输出直流电压，v d 是输出整流二极管的通态压降，v l f 是输 出滤波电感l 1 上的直流压降。 故变压器原副边变比为：月：罢：6 6 ，在设计中我们选择变比为n ：6 。 2 2 4 谐振电感值l r 确定 谐振电感l ，是用来帮助实现滞后桥臂的零电压开关，为滞后桥臂的零电压 开关提供足够的能量。超前桥臂容易实现零电压开关，而滞后桥臂实现零电压 开关比较困难。为了实现滞后桥臂的零电压开关，必须满足下式： 1d 三j2 寻c “吃 ( 2 1 5 ) zj 其中l r 是谐振电感，i 是滞后桥臂开关管关断时原边电流的大小，c c e 是 开关管漏源极电容，v i n 是输入直流电压。 谐振电感的选择应考虑下述因素： ( 1 ) 为了在任意时均能实现滞后桥臂的零电压开关，v i n 应取最大值 v i n ( m a x ) ； ( 2 ) 考虑到l 3 以上满载时实现零电压开关； ( 3 ) 负载电流为i o a 时滤波电感l f 的电流i l f 临界连续。也就是说，i l f 的脉动量i l f 为2 0 a 。 在1 3 负载时，：兰：竺尘! 掣! 堡7 刎，开关管 在负载时， ，= 土一：竺竺三! 竺兰：7 2 爿， 开关管 i m b h 5 0 d 一0 6 0 的集电极一发射集之间电容c ( * = 6 5 0 p f ，( m a x ) = 3 8 0 v ，根据式 ( 2 1 5 ) 可得：l 一4 8 3 ；肼。在调试过程中，我们选择l 一8 p j 4 。 2 2 5 开关频率的选择 在谐振电感l r 确定后，可以计算出副边的最大占空比丢失d i 。( m a x l 。d l 。 可山下式近似计算： ( + 三，) 一 一( 厶一要) 】 ，：。：一 眈一二 朵：丝燮( 2 1 6 ) 竽 州 从上式可知，当i o 最大、v i n 最小时 肌。：4 x8 , u h x 1 0 0 a 五：1 1 4 z s 五 3 8 0 6 。 。 副边占空比丢失最大，d 1 0 s 。r 。a x l 为： ( 2 1 7 ) 在前面讨论变压器变比时，在v i n 最小时，选择副边的最大占空比为o 8 。 也就是况，d 1 0 8 = 0 2 ，取d b 。= 0 1 5 ，从式( 2 1 7 ) 可取：正= 5 0 k h z 。 实际上，我们在设计开关电源时，为了减小电源的体积和重量，总是希望 能尽可能的提高开关频率再。由于移相控制零电压开关p w md c d c 变换器存 在占空比丢失，当变压器的变比n 和谐振电感l r 确定后，开关频率越高，占空 比丢失越大，所以开关频率不能无限制地提高。因此选择变压器变比n 、谐振 电感l r 和开关频率乔时，要做多次计算，直到得到一个比较优化的结果。 2 2 6 高频变压器的设计 一、磁芯的选择 1 、磁芯材料的选择 高频变压器磁芯多是低磁场下使用的软磁材料，有着较高磁导率、低的矫 磁顽力和高的电阻率。一般来说，磁芯材料磁导率高，在一定的线圈匝数时， 通过不大的励磁电流就能有较高的磁感应强度，线圈就能承受较高的外加电 压，因此输出一定功率要求下，可减小磁芯体积。磁芯矫磁顽力低，磁滞回环 面积小，则铁损也小。高的电阻率则使得涡流小，铁损小。 铁氧体软磁材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，尤其适合高频下使用， 并且价格便宣，故本变换器中的高频变压器使用铁氧体材料的磁芯。 2 、选择磁芯几何尺寸的常用方法有面积乘积( a p ) 法和几何参数( k 。) 6 法两种。a p 法的原理是：先求出磁芯窗口面积a 。和磁芯有效截面积a 。的乘积 a p ( a p = a 。x a 。，称为磁芯面积乘积) ，然后根据a p 值查表找出所需磁芯材料 的编号，从而确定磁芯几何尺寸。根据参考文献 1 4 1 8 】 爿p = 爿。一。2 ( 舞j “。 c z s ， 式中，a p 一一为a 。 l 1 a 。两面积的乘积( c m 4 ) ； p 一一为变压器的视在功率( w ) ； k o 一一窗口使用系数，一般取0 4 ； b 。一一工作磁通密度( t ) ； f 一一开关频率( h z ) ； x 一一磁芯结构常数。随磁芯形状的不同而不同，e 型磁j 枣常取一0 1 3 。 对于工作磁通密度的选择，一般铁氧体磁芯的饱和磁密为0 3 5 t ，从减少铁 损和防止磁通饱和及避免双倍磁通效应出发，选取工作磁密为饱和磁密的1 2 到1 3 是最合适的，此处我们选择工作磁密b 。= 0 1 5 t 。 由于输出是采用的全波整流电路，则p 7 可以用下式来计算【1 8 1 ： 2 r ( 吉+ 压) = 3 8 0 0 ( 古+ 压) = 9 5 9 5 ( 2 1 9 ) 铁氧体磁芯选择e 型铁芯，温升取2 5 。，查表选取电流密度系k = 3 6 6 a c m 3 。 则按照式( 2 1 8 ) 可以得 一叫。者彘卜 而意溅一 丽娟m ( 2 2 0 ) 选择r 2 k b 铁氧体磁芯e e 8 5 。 其中，心截面积爿，= 2 7 2 2 8 2 = 7 6 7 ( c m 2 ) ： 窗v j 面积 a 。= 高度( 2 5 9 c m ) 宽度( 1 4 5 c m ) = 8 5 5 ( c m2 ) 因此e e 8 5 的功率容量乘积为爿尸= a 。a 。= 7 6 7 8 5 5 = 6 5 6a m 4 ，可知e e 8 5 司4 以满足所给条件。 二、确定变压器原边和副边的匝数 变压器的副边匝数可以由下式确定2 】： n 。= 丽v o = 瓦4 5 丽01 丽0 嘉1 菇57 而6 71 0 丁= 1 6 5 ( 2 2 1 ) 。 4 j b 以。 3 o 一6 取整数为2 匝。 囊；= l 鼍二变压器戆匝跑为n = 6 ，剽交攫器乐边匝数为：n 。