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p f c 模块并联技术研究 a b s t r a c t m o d u l i z a t i o ni so n eo ft h ed i r e c t i o n si np o w e re l e c t r o n i c s m u l t i m o d u l er e d u n d a n t p a r a l l e lo p e r a t i o ni sag o o d s o l u t i o nt or e a l i z eh i g hr e l i a b i l i t ya n dl a r g ec a p a c i t yo f p o w e r s y s t e m n l et e x ts t u d i e de m p h a t i c a l l yt h ec o n t r o lt e c h n o l o g ya n dc a r t e u ts h a r i n go ft h e p f cm o d u l e s t h eo p e r a t i o np r i n c i p l eo fb o o s tp f cc o n v e n e rw a sa n a l y z e d ；a n dt h e e m u l a t i o nm o d e lo fb o o s tp f cm o d u l eu n d e rt h ea v e r a g ec u r r e n tc o n t r o lw a ss e tu d a n o v e lm e t h o dt os a m p l es y n t h e t i c a l l yt h eh a p u tc u r r e n ta n do u t p u tc u r r e n tw a s p u tf o r w a r d i nt h et e x t t h i sc a nr e a l i z et h ec u r r e n ts a m p l i n gf o rt h ec o n 仃o lo fp f ca n dc u r r e n ts h a r i n g a tt h es a m et i m e n 圯e m u l a t i o nm o d e lo ft h ep a r a l l e l s y r s t e mw a sb u i l tt o o b a s e do n a v e r a g ec u r r e n tc o n t r o l ，t h ec o n t r o ls c h e m ea n dr e a l i z a t i o nc i r c u i to ft h ep a r a l l e ls y s t e m w a ss t u d i e da n dd e s i g n e d f i n a l l y ，d e s i g n e da n df i n i s h e dt h ep r o t o t y p e so ft h e3 0 0 wb o o s tp f cm o d u l eb a s e d o nu c 3 8 5 4a n df o r m e dt h ep a r a l l e ls y s t e m t h ec h a r a c t e r i s t i ce x p e r i m e n to fs t a n d a l o d e a n d p a r a l l e l i n gs y s t e mw a s c a r r i e do i l n l ee x p e r i m e n t a lr e s u l ts h o w st h ec o n t r o ls c h e m e o f 血ep a r a l l e l i n go fp f cm o d u l ew o r kr e l i a b l ew i t hg o o dp e r f o r m a n c ea n di s e a s yt o r e a l i z ei n p r a e t i e e k e y w o r d s ：p o w e r e l e c t r o n i cc o n v e r t e r ，p f c ，c o n t r o l ，p a r a l l e l ，c u r r e n ts h 耐n g ， 1 1 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 随着电力电予技术的飞速发展，越来越多的电力电子设备被投入使用。这些设各 的整流部分通常采用二极管整流并用电容进行输入滤波，这种方法结构简单，成本低， 但缺点是只在交流电压的峰值附近才有输入电流，导致输入电流严重失真，有很大的谐 波含量，导致了整个供电系统的功率因数的低下。低功率因数的用电系统不但会造成 电能的大量浪费，而且会带来e m i 问题和系统之间的交叉干扰。为此，我们在设计 电力电子设备时，要对设备与电网的接口处的前端变换器进行功率因数校正设计。 从电网侧来看，一个理想的功率因数校正器应使其后级用电设备在一定范围内， 它的输入有着近似电阻的伏安特性。即当正弦电压输入时，功率因数校正器从电网吸 收的电流也应该是同相位的正弦电流。要做到这一点，通常需要根据输入电压设定一 个合适的正弦基准，控制单元强迫输入电流尽可能地来跟踪这个基准，从而保证系统 高的功率因数。 这些年，广大的电力电子工作者在功率因数校正方向做了大量工作，提出很多新 的控制策略和新的拓扑，但是最常用的仍然是b o o s t 拓扑。并且随着电源的模块化趋 势，市场上出现了通用的p f c 模块。 1 1 功率因数校正变换器 1 1 1 基于b o o s t 变换器的功率因数校正i l o i i l l l 【1 2 1 b o o s tp f c 变换器主电路的结构很简单，基本结构见图1 1 图1 1b o o s tp f c 的基本结构 由图1 - 1 可见，整流桥把交流电流厶c 变换成直流厶，控制器控制开关的开通和 关断来强迫屯跟上所设定的基准，输出滤波电容c o 吸收电感l 的能量脉冲，使输出 电压的脉动量保持在一个较小的范围内。 b o o s t p f c 拓扑结构简单，输入电流平滑，利用不同的控制策略可以获得单位功 p f c 模块并联技术研究 率因数。而且其输出滤波电容c o 是高效率的储能元件，开关管一端按地也大大简化 了其驱动电路。这些优点都使得b o o s t 成为最常用的p f c 拓扑。 b o o s tp f c 的主要缺点是： 1 ) 启动时，由于输出电容的充电会出现瞬间过流现象； 2 ) 电网和负载通过变换器直接连接，在过流和短路的情况下没有限流措旋； 3 ) 自身结构使得很难加入一个高频变压器来隔离输入端和输出端； 4 ) 正常工作时，输出电压总是高于输入电压的峰值。 1 1 2 几种主要的p f c 控制方式 接下来，以b o o s tp f c 为对象，回顾常见的几种p f c 控制方式 一峰值电流控制方式 基本的峰值电流控制的b o o s t p f c 的控制框图如图1 2 所示，框图右边是输入电 流的波形。 图1 - 2 峰值电流控制的b o o s tp f c 的框架 从图l 一2 可见，开关以由时钟确定的固定频率开通，当电感电流的正上升沿和外 部的补偿上升沿达到电流基准时，开关管关断。电流基准的波形取自整流桥后的电压 ，其幅值由电压误差放大器的输出决定。这样，基准信号就自然的与线电压同步 并且大小成正比，这也是获得单位功率因数的基本条件。从图1 2 中也可以看出，变 换器工作在电感电流连续状态，这也就意味着功率器件承受的电流应力更小，而且， 由于输入连续的低频电流，整流桥的二极管也只是需要低频的器件，但是在另一方面， 续流二极管的硬关断也增加了功率损耗和开关噪音，所以应该是快恢复二极管。峰值 电流控制方式的主要特点如下： 优点： 一开关频率恒定： - 只需要对开关管的电流进行采样，这可以通过电流互感器来完成以避免电阻采 样的损耗： 南京航空航天大学硕士学位论文 一不需要电流信号误差放大器以及相应的补偿网络； 可以实现真正的开关管电流限制。 缺点： 次谐波振荡在每个占空比周期里的所占比例超过了5 0 ，为此，需要加入一 个斜坡补偿； 输入电流畸变在高的线电压和轻载情况下会变严重，但斜坡补偿的引入会使这 种情况变得更糟糕； 一整个控制的效果易受到整流噪音的干扰。 输入电流的畸变可以通过改变电流基准波形来降低，比如说，引入一个直流补偿， 或者引入一个软钳位。而且如果该p f c 变换器无需在宽输入情况下运行，可以把占 空比限在5 0 以下，这样可以避免加入斜坡补偿。 可以买到的采用这种控制方式的i c 主要有m i c r ol i n e a r 公司出品的m l 4 8 1 2 和 t 0 k o 公司的m l 8 4 8 1 2 。 二平均电流控制方式 图1 - 3 平均电流控制的b o o s tp f c 的框架 相比较于峰值电流控制方式，平均电流控制的p f c 可以获得更好的输入电流波 形。如图l 一3 所示，电感电流被取样和滤波后送入到电流误差放大器与基准进行比较， 电流误差放大器的输出驱动p m w 波发生器，这样，内环就保证了输入电流和基准保 持一致，这个基准的产生机理和峰值电流控制时一样。而且在这种控制方式下，p f c 变换器同样工作在电感电流连续的情况下，所以，峰值电流控制需要改进的地方，在 这儿同样需要。这种控制方式主要的特点如下； 优点： 一开关频率恒定； - 不需要斜坡补偿； p f c 模块并联技术研究 一由于电流滤波，这种控制方式对整流噪音的敏感性减弱： 可以获得很好的输入电流波形，由于在电流接近零点时输入电压过零点，所以 占空比可以设计成接近于l ，这样就缩短了输入电流的死区时间。 缺点： 一必须要对电感电流进行取样； 一需要一个电流误差放大器，它的补偿网络设计必须考虑到变换器在整个电压周 期内不同的工作点。 平均电流控制的p f c 现在越来越流行，各大i c 厂商竞相推出了自己的平均电流 控制p f c 的芯片，常用的有：u n i t r o d e 公司的u c l 8 5 4 a b 和u c l 8 5 5 ，t o k o 公司的 t k 3 8 5 4 ，m i c r ol i n e a r 公司的m l 4 8 2 1 ，s i e m e n s 公司的t d a 4 8 1 5 和t d a 4 8 1 9 ，东 芝的t a 8 3 1 0 ，s g s t h o m s o n 公司的l 4 9 8 1 a b ，l i n e a rt e c h n o l o g y 公司的l 1 2 4 8 和 l 1 2 4 9 等。 三滞环控制方式 图1 - 4 滞环控制的b o o s tp f c 的框架 如图l 一4 所示，这种控制方式有两个正弦电流基准，高的基准用来限制电感电流 的峰值，低的基准则是用来限制电感电流的谷底值。开关管在电感电流低于较低的基 准时开通，在高于较高的基准时关断。这是一种不定频率的控制，也是工作在电感电 流连续的情况下的。主要的特点如下： 优点： - 不需要斜坡补偿； 输入电流谐波含量少。 缺点： 一开关频率不定； - 必须要对电感电流进行取样 一易受到整流噪音的干扰。 4 南京航空航天大学硕士学位论文 为了避免太高的开关频率的出现，开关管在输入电压靠近零点处应该保持断开， 这样输入电流就引入死区。c h e r r ys e m i c o n d u c t o r 公司出品的c s 3 8 1 0 就是采用这种控 制方式的。 四1 临界电流控制方式 图1 - 5 临界电流控制方式的b o o s tp f c 的框架 在这种控制方式中，开关在每个电压周期内的导通时间保持不变，当电感电流逼 近于零的时候，开关管导通。所以，变换器运行在电感电流连续和断续的中间状态。 这样，续流二极管实现了软关断，避免了反向恢复功耗，开关管也实现了软开通，从 而减低了整流桥功耗。但是，在另一方面，这种控制方式会出现较高的电流峰值，这 增加了器件的应力，导通损耗，也可能会增加电感的尺寸。 实际上，临界电流控制是滞环控制的一种特别形式，这里零等同于滞环控制中的 那个较低的电流基准。 如图1 5 所示，瞬态输入电流是由峰值与输入电压成比例的一列三角波组成的， 因而，每个电压周期内无需进行占空比调制就可以实现平均输入电流与输入电压成比 例，所以说，临界电流控制有着“自动电流整形”的特点。 这里要指出的是，那种省去乘法器，仅仅根据电压误差放大器的输出信号来调制 开关管导通时间的控制策略和临界电流控制的本质是一样的。但是不需要对开关管支 路进行电流取样。 临界电流控制的主要特点如下： 优点： 一不需要进行斜坡补偿； - 可以省去一个电流误差放大器； 对那些使用开关管电流取样的控制器，可以实现开关管限流功能。 菇 p f c 模块并联技术研究 缺点： 开关频率不恒定； 必须对电感电压进行取样，以确定电感电流的逼近零点； 对那些采用开关管电流取样的控制器，控制效果易受整流噪音的干扰。 常见的采用这种控制策略的专用i c 有：s i e m e n s 公司的t d a 4 8 1 4 、t d a 4 8 1 6 、 t d a 4 8 1 7 、t d a 4 8 1 8 ，s i l i c o ng e n e r a l 公司的s g 3 5 6 1 ，u n i t r o d e 公司的u c l 8 5 2 ， m o t o r o l a 公司的m c 3 3 2 6 1 、m c 3 3 6 2 ，s g s t h o m s o n 公司的l 6 5 6 0 等。 五断续电流脉宽调制控制方式 i p ，r e fi l g 图1 - 6 断续电流脉宽调制控制的b o o s tp f c 的框架 如图1 6 所示，这种控制方法完全省去了电流内环，所以，开关管工作在恒定开 通时间和恒定频率下。由于变换器工作在电流断续状态下( d c m ) ，应用这种控制方 式可以使其它拓扑的变换器如f l y b a c k 、c u k 和s e p i c 也可以获得单位功率因数，相反， 在应用于b o o s t 拓扑时却可能会导致输入电流的少量谐波畸变。 这种控制方式的主要特点如下： 优点： 开关频率恒定； 不要对电流进行取样； 一简单的p w m 控制。 缺点： 一器件承受的应力比临界电流控制方法中的更高： 一应用于b o o s t 拓扑，输入电流引入新的畸变。 上面大致介绍了几种常用的p f c 电流控制方法，其中以平均电流控制和峰值电 6 南京航空航天大学硕士学位论文 流控制比较普遍，在实际中，应用也最广。基于平均电流控制的b o o s t 拓扑的p f c 最为常见，所以后面的用来做并联的p f c 变换器就采用平均电流控制的b o o s t 拓扑。 1 2 电源的模块化趋势i l 3 l 模块电源广泛用于交换设备、接入设备、移动通讯、微波通讯以及光传输，路由 器等通信领域和汽车电子、航空航天等。由于采用模块组建电源系统具有设计周期短， 可靠性高，系统升级容易等特点，模块电源的应用越来越广泛，尤其近几年由于数据 业务的飞速发展和分布式供电系统的不断推广，模块电源的增幅已经超过了一次电 源。随着半导体工艺，封装技术和高频软开关的大量使用，模块电源的功率密度越来 越大，转换效率越来越高，应用也越来越简单。 模块电源的关键技术 在电路上，早期采用准谐振和多谐振技术，但这一技术器件应力高，且为调频控 制，不利于磁性器件的优化。后来这一技术发展为高频软开关和同步整流。由于采用 零电压和零电流开关，大大降低了器件的开关损耗，同时由于器件的发展，使模块的 开关频率大为提高，一般p w m 频率可达5 0 0 k h z 以上。大大降低了磁性器件的体积， 提高了功率密度。 电路拓扑方面 高频化：为缩小开关变换器的体积，提高其功率密度，并改善动态响应，小功率 d c d c 变换器开关频率将有现在的2 0 0 5 0 0 k h z 提高到1 m h z 以上，但高频化又会 产生一些细腻的问题，如：开关损耗以及无源元件的损耗增大，高频寄生参数以及高 频e m i 的问题等。 、 软开关：为提高效率采用各种软开关技术，包括无源无损( 吸收网络) 软开关技 术，有源软开关技术，如：z v s z c s 谐振，准谐振，恒频零开关技术等，减少开关 损耗以及开关应力，以实现高效率的高频化。 低压输出：现在的微处理器和便携电子设备的工作电压越来越低，一般在3 v 以 下，如v r m 般输出为1 1 v 1 ，8 v 。为这类设备供电的d c d c 变换器的特点是负 载变化大，多数情况下处于备用模式，长期轻载运行。要求d c d c 变换器具有如下 特征：a 负载变化的整个范围内效率高；b 输出电压低( c m o s 电路的损耗与电压 的平方成正比，供电电压低，则电路损耗小) 。c 功率密度高。这种模块采用集成芯 片的封装形式。 模块电源工艺方面 降低热阻，改善散热为改善散热和提高功率密度，中大功率模块电源大都采 用多块印刷板叠合封装技术，控制电路采用普通印刷板置于顶层，而功率电路采用导 热性能优良的板材置于底层。早期的中大功率模块电源采用陶瓷基板改善散热，这种 p f c 模块并联技术研究 技术为适应大功率的需要，发展成为直接键合铜技术( d i r e c tc o p p e rb o n d ，d c b ) ， 但因为陶瓷基板易碎，在基板上安装散热器困难，功率等级不能做的很大。后来这一 技术发展为用绝缘金属基板( i n s u l a t e dm e t a ls u b s t r a t e ，i m s ) 直接蚀刻线路。最为常 见的基板为铝基板，它在铝散热板上直接敷绝缘聚合物，再在聚合物上敷铜，经蚀刻 后，功率器件直接焊接在铜上。为了避免直接在i m s 上贴片造成热失配，还可以直 接采用铝板作为衬底，控制电路和功率器件分别散于多层( 大于四成，做变压器绕组) f r 4 印刷版上，然后把焊有功率器件的一面通过导热胶粘接在已成型的铝板上固定 封装。不少模块电源为了更利于导热，防潮，抗震，进行了压缩密封。最常用的密封 材料是硅树脂，但也有采用聚氨酯橡胶或环氧树脂材料。后两种方式绝缘性能好，机 械强度高，导热性能好，成为近年来模块电源的发展趋势之一，是提高模块功率密度 的关键技术。 二次集成和封装技术为提高功率密度，近年开发的模块电源无一例外的采用 表面贴技术。由于模块电源的发热量严重，采用表面贴装技术一点要注意贴片器件和 模板之间的热匹配，为了简化这些问题，最近出现了m l p ( m u l t i l a y e rp o l y m e r ) 片 状电容，它的温度膨胀系数和铜、环氧树脂填充剂以及f r 4p c b 板都很接近，不会 出现像钽电容和瓷片电容那样因温度变化过快而引起电容失效的问题。另外为进一步 减小体积，二次集成技术发展也很快，它是直接购置裸芯片，经组装成功能模块后封 装，焊接在印刷板上，然后键合。这一方式功率密度更高，寄生参数更小，因为采用 相同材料的基片，不同器件的热匹配更好，提高了模块电源的抗冷热冲击能力。 扁平变压器和磁集成技术磁性元件往往是电源中体积最大，最高的器件，减 小磁性元件的体积也就提高了功率密度。在中大功率模块电源中，为满足标准高度的 要求，大部分的专业生产厂家自己订做磁芯。而现有的磁芯供应商只有飞利浦可以提 供通用的扁平磁芯，且这种变压器的绕组制作也存在一定难度。采用这种磁芯可以进 一步减小体积，缩短引线长度，减小寄生参数。 1 3i ) c 模块的并联技术 1 3 1d c 模块并联系统 大功率电源系统需要用若干台a c d c 或者d c d c 变换器并联，以满足负载功 率的要求。例如通讯用输出4 8v 的a c d c 开关电源( s w i t c h i n gm o d er e c t i f i e r ) ，目 前单台最大输出电流达1 0 0 2 0 0a ，大型程控交换机等通讯设备，需要4 8v 2 0 0 0a 直流供电系统时，至少将1 0 台4 8 v 2 0 0 a 的开关型整流器并联。较小功率的a c d c 变换器模块并联与一个集中的大功率电源相比，有许多优点，包括：效率高，动态性 能好( 由于可运行于更高频率) ，负载调整率好；模块的并联可以实现冗余，提高了系 统可靠性；输出功率可以扩展，并易于维护等。并联系统中每个d c 变换器只处理较 小的功率，降低了电流应力。典型的模块电源组建的供电系统如图1 7 所示。 童室堕窒塾查查堂堡主堂篁堡苎一一 图l 一7 简化的直流模块电源供电系统示意图 并联技术也是分布式电源的一项关键性技术。分布式电源这个概念的提出可以追 溯到上个世纪7 0 年代，就是将输入的电网电压转换成某一规定的直流电压，再在靠 近负载的地方用一批直直变换器把这一规定的直流电压变换成负载需要的电压。分布 式电源的优点是：提高系统的灵活性；可将小功率模块的开关频率提高到兆赫级，从 而提高了模块的功率密度，使电源系统的体积、重量下降；各个模块的功率半导体器 件的电流应力减小，提高了系统的可靠性；分布式系统可方便地实现冗余。设n + n 台变换器模块并联，其中n 台用以供给负载所需电流，n 台为冗余( 后备) 模块，当正 在工作的模块出现故障时，冗余模块投入运行，这样正在工作的n 台模块中即使有n 台同时发生故障，电源系统也仍能保证提供1 0 0 的负载电流。除了使系统增加了容 错冗余功率外，采用冗余技术，还可以实现热更换( h o tp l u g i n ) ，在保证系统不间断供 电情况下可更换系统的失效模块。所以，在分布电源系统中，无论前端变换器还是 负载变换器，标准模块的并联都己得到广泛应用。 鉴于大功率负载需求和模块电源的发展，d c 变换器并联技术的重要性日益增 加。设计变换器模块并联系统，应使负载电流在各模块间平衡分配。并联系统中采 用均流( c u r r e n ts h a r i n g ) 措施，以保证模块间电流应力和热应力的均匀分配，防止一台 或多台模块运行在电流极限值( 限流) 状态。如果不采取均流技术，则由于并联运行的 各个模块特性并不一致，外特性好( 电压调整率小) 的模块，可能承担更多的电流，甚 至过载，从而使某些外特性较差的模块运行于轻载，甚至基本上是空载运行。其结果 必然是分担电流多的模块，热应力大，寿命下降，降低了可靠性。 所以对d c 变换器模块的并联系统，基本要求是： 1 各模块电流能自动平衡，实现均流； 2 为提高系统的可靠性，尽可能不增加外部均流控制的措施，并使均流与冗余技术 结合； 3 当输入电压和，或负载电流变化时，应保持输出电压稳定，并且均流的瞬态响应好。 1 3 2 电源模块的并联均流控制分类i l s l l l 6 】1 1 7 1 1 1 8 】 一般来说，常用的电源模块并联系统的均流方法分为两种：下垂法和动态均流法。 9 p f c 模块并联技术研冤 前者是通过改变每个模块的输出电压电流特性来获得个大致相同的工作点，属于 开环控制，均流效果差，并且影响模块的电压调整率。对于额定功率不同的并联模块， 难以实现均流。后者需要有一一根带宽较窄的通信线( s i n g l ew i r ec o m m u n i c a t i o n ) ，称为 均流母线( s h a r eb u s ) ，连接各模块。均流控制环节调整输出电压基准，同时，均流母 线也为并联系统中的每个模块提供平均电流基准。这样，根据这个电流基准，负载电 流就被平均的分配给每个模块。由于动态均流法可以同时获得良好的电压调整率和均 流效果，所以被广泛应用于前端交换器并联。 如果按均流的对象来分，可以分为对输入电流或者对输出电流均流两种。 从控制结构上来看，也就是从均流控制环和电压控制环、电流控制环的关系，动 态均流法可以进步细分为外环调节( o l r ) 、内环调节( i l r ) 和双环调节( d l r ) 。 一外环调节( o l r ) 相对于单个的模块来说，在电压环外面多了一个附加的均流补偿器。电流均分是 通过调整每个模块的电压基准达到一致来实现的。同时，每个模块的输出电流是以均 流母线为基准的，这个基准可以是总负载电流的平均，也可以是所有模块的输出电流 的最大者。 在外环调节结构中，难一需要做的就是在每个模块的电压环外添加一个慢速的均 流环来调整电压基准，但是每个模块有着自己单独的电压反馈。电流环和电压环的功 能和带宽差别很大，完全没有冲突。而且，均流母线上的信号来自低带宽的外环，抗 干扰性能好。缺点是动态响应差，可能会有瞬态的不稳定。 二内环调节( i l r ) 内环调节均流控制的结构与外环调节相比，均流环移到了电压环以内。这种控制 结构中，电压补偿器的输出为所有模块提供了输出电流基准。办了避免竞争，只有一 个模块的电压补偿器的输出可以取得均流母线的控制权，其余的模块都要参照这个基 准。这样，它们的电压补偿器就丧失了原有的功能，只是作为冗余备份了。也就是说， 在i l r 中，均流母线不光是提供输出电流的基准，同时也实现电压调整。 内环调节均流控制，均流环的设计不再受限于电压带宽，均流的动态响应明显快 于外环调节，稳定性也较好，可以实现精确的输出电压调整。 由于所有模块共用一个电压调节环，所以它们不能真正独立工作，因此也就降低 了系统的可靠性。此外，i l r 的均流母线易于受到干扰。 三双环调节( d l r ) 在双环调节中，均流环和电压环是并联的。同外环调节一样，每个模块的输出电 流跟踪所有模块的均流补偿器输出的平均值或者最大值；同内环调节一样，并联系统 的输出电压应该只跟踪一个模块的电压基准，但是d l r 不能解决各个模块的电压调 整竞争问题，这需要另外加一条电压调整母线。 由于，均流环和电压环是并联的，双环调节均流控制可以不要太多关注均流环和 电压环的相互影响，使得整个设计变得简单。不受电压环带宽的限制，系统动态响应 1 0 南京航空航天大学硕士学位论文 快。但是，与i r l ，一样，有一条是受干扰的电压补偿器输出之间的母线。而均流环的 带宽可以在快的动态响应和好的均流母线抗干扰性之间取得满意的折中。 1 4 本文的主要内容 本文以基于u c 3 8 5 4 控制的b o o s t p f c 变换器并联系统为研究对象，采用仿真与 实验相结合的方法，提出了一种适用于并联用途的p f c 模块的综合电流采样方法， 完成基于u c 3 8 5 4 ，带均流控制环节的b o o s tp f c 变换器的参数设计，进行了仿真对 参数作了优化，并且制作出了两台原理样机。将两台原理样机并联进行实验，进一步 验证了方案的正确性。 ! 堕燮垫茎壁垫查堑塑 一 第二章平均电流控制的b o o s t p f c 变换器 2 1 基本电路与工作原理 平均电流控制b o o s t p f c 变换器的电路原理图如图2 - 1 所示。主电路由单相整流 桥和b o o s t 变换器等组成；控制电路由电压误差放大器v a ( v o l t a g e e l t o ra m p l i f i e r ) 、 电流误差放大器c a ( c u r r e n t e r r o ra m p l i f i e r ) 、乘法器m ( m u l t i p l i e r ) 、p w m 发生器、 低通滤波器l p f ( l o wp a s sf i l t e r ) 等组成。 图2 1 平均电流控制b o o s tp f c 变换器的控制框图 主电路由电感l 、功率开关管s 、二极管d 和电容c 组成的功率因数校正 电路的主电路，其拓扑是b o o s t 电路。交流电网电压输入后经整流得到整流电压 ，开关s 先截止，当电容c 充电到一定值后，开关s 开始按照p w m 规律导通与 截止，以控制电感l 能量的储存与释放，并通过二极管d 向电容c 充电，并输送到 负载r l ，完成把电压p 么升压到的功能。 电压环闭环系统中的电压环由分压电阻网络，电压误差放大器v a ，通过乘 法器m ，电流误差放大器c a ，p w m 发生器等组成。其形式与一般的电压控制脉冲 调制技术中的电压环相似，以达到保持输出电压稳定的目的。 电流环闭环系统中的电流环由电流检测元件r s ，电流误差放大器c a ，p w m 发生器等组成。主电路的输出电压取样和基准电压盯比较后，输入给误差放大 器v a ，整流电压p 么检测值髟p 盔和电压误差放大器v a 输出电压吮4 共同加到乘法 器m 的输入端，乘法器的输出信号作为电流反馈控制信号的基准信号，因此电流 基准信号为双半正弦波，它与输入电流几的检测值尼如比较后，经过电流误差放大 南京航空航天大学硕士学位论文 器c a 加到p w m 发生器产生p w m 信号，以控制b o o s td c d c 变换器中开关s 的通 断，从而使输入电流屯的波形与整流电压的波形基本一致，并且同相位。使电流 谐波大为减少，从而提高了功率因数。 在图2 - 1 中，主要有两种频率的信号，一是电网频率卯。，二是调制频率。由 于输入电压是周期函数，在下面的分析中，只讨论t 在【o ，7 】内的规律，且假设调 制频率纨远大于电网频率。 2 2 调制信号与输入电流 2 2 1 调制电路的分析 缈o t 倒2 - 2 调制部分的等效电路 图2 - 1 中调制部分的等效电路如图2 - 2 所示。图2 - 2 中p 厶f f l 为电流误差放大器的 输出电压，( f ) = s i nr o o t ；e 为一个位移电平；吃( ) 是锯齿波发生器的输出电 压，其峰峰值为a v ，角频率为，周期为b 。p w m 过程如图2 - 3 所示。 假设 ，由图2 - 3 可得： 型需啦：孕 ( 2 - 1 ) yn 7 由( 2 - 1 ) 可得开关s 的关闭时间为： = 等( s i n r o o t ) t s + 古瓦( 2 - 2 1 = k f ( s i nc o o f ) 丁一毛b 式中： k ，：旦 矿 ( 2 川 1 3 陆 鳖拶 = k 炽系制凋州 p 为 p f c 模块并联技术研究 为校正系数。 由式( 2 2 ) 可得开关s 的导通时间乙为： 7 0 = r s 一7 = 五一k 1 ( s i n c o o f ) 瓦一k ，砧 ( 2 - 5 ) 占空比d 为： d ：孕：1 一k ，( s i n 甜。f ) 一足， 瓦 ” 一 3 a v t t )f _ s i n c o o t 饼 0 ，由式( 2 2 8 ) 可得： 丘2墨：_8(2-32) 由式( 2 - 2 5 ) 和式( 2 3 2 ) n 可得到等宽调制时的输入电流： 班) = 等s ：【n 2 q ( 2 - 3 3 ) 3 、若k k 3 0 ，且k i 玛 o ，则由式( 2 2 8 ) 可得： 髟。三足1 ( 1 一k i k 2 ) ( 2 - 3 4 ) 由式( 2 - 2 5 ) 描述的j l ，对于一定负载，调制系数置。，升压比k ：，校正系数墨必 须满足匕式。 南京航空航天大学硕士学位论文 2 2 4 位移电平的作用 从式( 2 2 5 ) 可知，k ，= e a v 是影响输入电流偏移正弦量的因素，由于开关s 的 开关控制为： 砀= 瓦( k ls i n t 9 0 t 十k 3 ) 显然，位移电平e 的存在增加了开关s 的关断时间瓦， 在功率因数校正电路中，其控制电路及开关管s 等实际上不是理想情况，即存在 系统固有开关损耗，其结果使乙减少，瓦，增大，按调制环工作原理，这个开关损耗 可以等效于位移电平e 的作用。换句话说，足，表征了系统固有开关损耗。 归纳起来，升压型变换器电路完成功率因数校正，需要对输入电流整形，必须连 续监控和调节电感中的电流，使之跟随经整流后的单向输入正弦电压。( 此外，为了 达到对输出直流电压调整目的，利用乘法器同时由输入电压和输出直流电压来调控正 弦基准电流。完成正确的s p w m ，则是实现功率因数校正的关键。) 2 1 3 平均电流控制b o o s t 功率因数校正器的小信号建模1 9 1 1 2 0 1 1 2 1 1 1 2 2 】 2 3 1 功率级模型的建立 平均电流控制b o o s t 功率因数校正变换器开关电压在开关周期以平均电压代替， 大信号模型如图2 7 所示。 v k t t ) 图2 7b o o s t 功率因数校正器的大信号模型图 对于在c c ms e 作状态，可咀得到： ( f ) = d 1 ( t ) v o ( t )( 2 - 3 5 ) ，口( f ) = d 。( f ) 。( f )( 2 - 3 6 ) 式中：( f ) 、i d ( t ) 、( f ) 、i l ( t ) 和( f ) 分别为开关管电压、二极管电流、升 压比、电感电流和输出电压的平均值。升压比d ( f ) 与占空比d ( t ) 的关系为： d ( t ) = l - - d ( t )f 2 _ 3 7 1 功率级的模型又可分为两种情况：1 、稳态模型，2 、小信号模型。 1 ) 功率级的稳态模型 1 9 p f c 模块并联技术研究 d = 1 一口= 。 图2 - 8 b o o s tp f c 变换器功率级的工作点 在稳态情况下，一个周期内不考虑损耗，输入功率等于输出功率，因此直流工作 点( 如图2 - 8 所示) 可以这样来确定：是稳态输出直流电压，和。是输入电 压和电流的有效值，驴= l d = ，这里的d 是占空比。 系统的大信号变化可描述如下： 吃卵( f ) = 吃+ 吃，0 ) 黛卜，+ ， ( 2 3 8 ) 吒( f ) = 口+ t ( r ) p ” 么。( r ) = 吃。+ ，( ) 式中的下标“s s ”和“r ”分别表示变量的稳态波形和大信号扰动，将式( 2 3 8 ) 分 别代入式( 2 3 5 ) 和式( 2 3 6 ) 可d a 得到： 。( ) = 吒。( t ) v o 。( f ) = 刀匕+ 口吃，o ) + d ：( t ) v o + d t ) v o ，( f )( 2 3 9 ) = + ，( ) 、 。( f ) = 屯( r ) 。( f ) 2d i f ，+ 口，( r ) + d t ) 4 。+ ，( ) ( 2 - 4 0 ) = 厶+ ，( f ) d x t ) 图2 - 9b o o s tp f c 变换器功率级的稳态模型 由于假设电容c 很大，因此，g o 州) ，可得： 壹室堕窒堕墨查堂堡主堂堡丝茎一 ，( f ) = 口。，( ) + d ；( t ) v o ( 2 4 1 ) 厶，( ) = 口t ，( ) + ( ) 一+ d t ) 4 ，( f ) ( 2 4 2 ) 忽略d 矗。的高次纹波，可以把d 岛，。( ，) 近似为，出，则可得到： ，口，( f ) = 口，。，( f ) + t ( ) ，。+ ，女( 2 _ 4 3 ) 通过式( 2 3 8 ) 式( 2 4 3 ) 可得功率级的稳态模型如图2 - 9 所示。 2 ) 功率级的小信号模型 在稳态分析基础上，再作小信号扰动分析。系统的大信号的平均变化如下所述： v o ( t ) = 吃+ ，0 ) + 吃。 ) ；：dir(，t)d t ? 二。；p 。 c z - 一。， 1 ( ) = 刀。+ d ：( f ) 、 。 吃( ) = + 么，( ) + 。( f ) 式中下标“p ”表示变量是小信号变量。 c a 电路特性设定： 吃 吃，( ) 吃。o ) 乞雾乏等；蔷 c z 。s ， 口1 和d ，( c ) d ：( 亡) 、7 。和吃，( t ) 。( f ) 把式( 2 - 4 j 4 ) 和式( 2 4 5 ) 代入式( 2 3 5 ) 和式( 2 3 6 ) 可得到： ( f ) = d 。( ) 吃( ) = 口+ 口吃，( f ) + 口吃。( f ) ( 2 - 4 6 ) + t o ) + d ；e ) r o ，0 ) + 屯o ) 吃 i n ( t ) = d 。( f ) ( ) = 刃。+ f i l l ，( f ) + d i t 。( r ) ( 2 - 4 7 ) + 以( f ) + 彰( ) t ，( ) + ( f ) 由式( 2 3 9 ) 和式( 2 4 0 ) 代入式( 2 4 6 ) 和式( 2 4 7 ) 可得： ( 。) 2 “( ) + 叱一( ) + 吒( ) 佗4 8 ) = 。( ) + 。( ) 、 。? s s ! = ：+ ：。t ：幻+ 。t m s ( 2 4 9 ) = l 。( ) + 厶。( f ) 、。 式中： ，( c ) = 口吃，( c ) + t ( ) ( 2 - 5 0 ) p f c 模块并联技术研究 l 。( f ) = 口7 t ，( f ) + ( f ) 。 ( 2 5 1 ) 图2 1 0 b o o s tp f c 变换器功率级的小信号模型 由式( 2 - 4 1 ) 和式( 2 4 3 ) 口7 - 以得出，变换器可近似为一个稳态线性系统；由式( 2 5 0 ) 和式( 2 5 1 ) 可推导出变换器的小信号模型。其小信号模型如图2 1 0 所示，其小信号在 工作点附近作扰动。 2 3 2 控制器模型的建立 如图2 - 1 所示，乘法器，除法器的大信号模型可用式( 2 5 2 ) 描述： 驰) = 掣掣 ( 2 - 5 2 ) 式中： ( f ) 、( r ) 、屹( ) 、v ( t ) 分别是输入电压，乘法器，除法器的输出电 流、控制电压、低通滤波器的输出电压。 控制器的模型也可分为两种情况：1 、稳态模型；2 、小信号模型。 在下面的分析中，下标s s 、“r ”、“p ”的意义与前面所述一样。 1 ) 控制器的稳态模型 乘法器，除法器的大信号扰动如下： 。( ) = + ，( f ) 缎j ，紫( 2 - 5 3 ) v l 。( f ) = 4 - l ( c ) 。( ) = 。+ ，( ) 把式( 2 5 3 ) 代入式( 2 5 2 ) 得： r 24 - 2 w ，l ( e ) + 哆( 幻 + ，( ) 矿2 + 2 g ，( ) i ( ) + l ，( t ) 哆( f ) ( 2 5 4 ) 2 存吃。屹+ 膏吃。，( f ) + 七，0 ) 屹+ 五，( f ) ，( f ) 为了获得很高的功率因数，电压环的带宽和低通滤波器的带宽设计得比纹波频率 低得多，因此在这里假设：v l ( ) ；吃 屹，( ) 。因此可以得到式( 2 5 4 ) 的简化式： 南京航空航天大学硕士学位论文 ：麓一罐羔般啪屹 亿s s ， = 七。；+ 膏。吃，0 ) + 止，( ) 、7 即： i h + i i 且 =丝挚+丝型碰+必一型塑(2-56)vv 2 v 2v 2 = 。( t ) 式( 2 - 5 6 ) 1 1 1 3 # 3 控制器的线性时变稳态模型。 2 ) 控制器的小信号模型 下面进行控制器的小信号扰动分析，系统的大信号变化可所述如下： ( ) = + ，( ) + 。( f ) ( f ) = + ，( t ) + 。( 纠 ：矿+ + ( 2 。5 7 ) ( t ) = 么。，+ ，( ) + 。( t ) 根据系统特性设定： 屹，( f ) 吃。( ) 和，( r ) 。( f ) 矿_(f)_()(2-58) 。和么，( t ) 。( f ) 由式( 2 _ 5 2 ) 、式( 2 5 6 ) 、式( 2 5 7 ) 和式( 2 5 8 ) 可求得乘法器除法器输出电流的近似表 达式： + ，( ) + 。( ) ：生竺生选+ 生生竺! 幺：! ! ! ! 竖。! ! 塑 + 些! 唑生趔l 堡型型! 2 - 5 = 。( f ) + 。( f ) 由式( 2 5 6 ) 和式( 2 5 9 ) n - - j 得： ”，= 掣+ 当一掣陆s 令： 铲笋，g ( 、= 争，p2ylu(2-61) 则式( 2 6 0 ) 可改写为： l ，( ) 2 毋，( f ) + 占幺吃，( ) + g z ( t ( 2 6 2 ) p f c 模块并联技术研究 d a 式( 2 5 9 ) 和式( 2 6 0 ) 可知：控制器小信号模型是在工作点附近的线性系统a 其小 信号数学模型如式( 2 6 2 ) 所示，其等效电路图如图2 1 1 所示。 用图2 1 0 和图2 1 1 的小信号模型分别替代功率级和控制器，这样整个