（电机与电器专业论文）pwm过调制技术在电动汽车用永磁同步电机控制中的应用.pdf

中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 a b s t r a c t o n eo ft h eo b j e c t i v e so ft h i sp a p e ri st oi n c r e a s et h eu t i l i t yr a t eo fd c l i n kv o l t a g eo f i n v e r t e r su s e di ne l e c t r i cv e h i c l e s i nt h i sp a p e r ，t h ep m s mv e c t o rc o n t r o ls y s t e mi ss t u d i e d a f l u x w e a k e n i n go p e r a t i n gm e t h o di si m p l e m e n t e db yu s i n gav o l t a g er e g u l a t o rt op r e v e n t s a t u r a t i o no ft h ec u r r e n tr e g u l a t o r a f t e rs e v e r a lo v e r m o d u l a t i o ns t r a t e g i e sa n a l y z e d ，a n o v e r m o d u l a t i o na l g o r i t h mi sd i s c u s s e da n di m p l e m e n t e db yc a l c u l a t i n gt h eo n d u r a t i o no f z e r ov e c t o r st h eo v e r m o d u l a t i o ns t r a t e g yi sa p p l i e di nt h ep m s m v e c t o rc o n t r o ls y s t e mt o e x t e n df l u x w e a k e n i n go p e r a t i o nr a n g e t h er e s u l t ss h o wt h a tt h em o t o r so u t p u tt o r q u ea n d o u t p u tp o w e r i n c r e a s ei nt h eo p e r a t i o nr a n g e t h eh a r m o n i c si n d u c e db yo v e r m o d u l a t i o na r e a l s od i s c u s s e d t h ep r o p o s e do v e r m o d u l a t i o ns t r a t e g ye l i m i n a t e st h en o n l i n e a re f f e c tc a u s e d b yo v e r m o d u l a t i o n t h eh a r m o n i c sc a nb er e s t r a i n e ds u c c e s s f u l l yi n o v e r m o d u l a f i o nm o d e 1t h ec o n t r o l s t r a t e g y o fp m s ma n dt h eo v e r m o d u l a t i o n a l g o r i t h m a r ev e r i f i e d b y e x p e r i m e n t sc a r r i e do n f l2 5 k wp m s ma n ds i m u l a t i o nb ys o f t w a r e k e y w o r d s ：o v e r m o d u l a t i o n ；p m s m ；i n v e r t e r ；f l u x w e a k e n i n go p e r a t i o n 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 第一章绪论 1 1 永磁同步电机在电动汽车电气驱动系统中的应用 1 1 1 电动汽车对电气驱动系统的要求 电动汽车是以车载电源为动力，采用电动机驱动的车辆。电机及其驱动系统是电 动汽车的核心部件之一，其性能要求可以归纳为： ( 1 ) 低速时电动机能输出恒定转矩，以适应快速起动、加速、负荷爬坡等要求； 高速时电动机输出恒定功率，能有较大的调速范围，适应高速行驶、超车 等要求。 ( 2 ) 在整个调速范围内，驱动系统效率最优化，以降低驱动系统损耗，提高续 驶里程。 ( 3 ) 电机及其控制系统结构牢固、体积小、重量轻，省维护，抗震动。 ( 4 ) 单位功率的系统设备造价低。 总体来说，电动汽车对电气驱动系统的要求就是：调速性能好、效率高、可靠性高、 造价低。 1 1 2 永磁同步电机与其他驱动电机特点比较 按电机的类型来划分，电驱动系统可分为直流驱动系统和交流驱动系统两大类 各主要驱动电机及其驱动系统的性能在表l 一1 中列出： 表1 一l驱动电机性能比较 直流电机异步电机永磁同步电机开关磁阻电机 ( d m )( i m )( p m s m )( s i u “) 控制简单，只用电压结构简单，造价低体积小，重量轻。结构简单、牢 控制不需检测磁极廉，可高速运行，功率密度大，低速固，效率高， 优 位置，小容量系统造调速范围大，转动输出转矩大，效率起动转矩大， 点 价低惯量小维护简单，高，维护简单价格低免维 技术成熟护 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 有整流电刷，结构复控制复杂，容量小高速运行较i m 复噪音大，输出 杂，l i 适合高速、人时效率降低，制动杂，需检测转子磁转矩脉动大 缺 转矩运行，效率低，困难极位置，永磁体有 占 j 、 环境适应性差，维护退磁问题，造价较 难，容量增大造价大高 幅增加且制造困难 从各驱动电机性能特点看，直流电机驱动系统由于其控制简单，动态性能好，7 0 年代 就已经实用化。7 0 年代后期，随着电机矢量控制理论的完善，以及微处理器、电力电 子元件技术的发展和成本的降低，交流电机驱动系统开始实用化。由于采用了新的控 制理论和新型元器件，交流驱动系统能够达到直流驱动系统的控制性能，同时克服了 直流驱动系统的缺点，因此在各个领域都有取代直流驱动系统的趋势。 表1 2 列出了近年来各大公司推出的电动汽车驱动电机及其主要参数： 表i - - 2 主要公司电动汽车驱动电机资料 电机功率电机转速 公司名称车型 推出年份电机类型( k w ) ( r p m ) 通_ ： j 汽车e v i 轿车 1 9 9 6i m 1 0 07 0 0 0 1 3 0 0 0 本田e vp l u s 轿车 1 9 9 8p m s m 4 91 7 0 0 8 7 5 0 尼桑 a l t r a e v 1 9 9 8p m s m 6 21 3 0 0 0 旅行轿车 人众 g o l f l v1 9 9 8 i m5 2 5 1 5 06 0 0 0 1 2 0 0 0 概念车 沃尔沃f l 6 货车 1 9 9 7 i m6 5 1 1 8 54 0 0 0 8 0 0 0 雪铁龙s a x o 轿车 d c“，2 01 6 0 0 5 5 0 0 由表1 2 看出，在电动汽车驱动系统中，各大公司主要使用的是交流电机，可以预见， 今后绝大部分的电动汽车都将采用交流电机驱动。而在电动汽车交流驱动系统中，采 用异步电机和采用永磁同步电机是两大主流倾向。 在交流驱动系统的研究工作中，美国g m 公司与u n i q u em o b i l i t y 公司曾联合对峰 值功率1 0 0 k w 的异步电机和永磁同步电机驱动系统做过比较( 表1 - - 3 ) 。 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 表1 - - 3 异步电机与永磁同步电机比较 异步电机永磁同步电机 峰值功率( k w ) 1 0 01 0 0 总重( k ) 3 63 2 功率重量比 041 功率体积比 143 3 效率( 额定功率) 9 0 9 2 效率( 峰值功率) 7 5 8 5 从表中可以看出，永磁电机在功率密度、效率等性能方面均优于异步电机，但因永磁 体采用稀土永磁材料，其价格较贵，而异步电机结构简单，造价低廉，因此目前两种 电机性价比相差不大。今后随着新型永磁材料的开发，永磁材料成本有望降低，永磁 电机的价格会有所下降，从而能有比异步电机更高的性价比。 总体来看，永磁同步电机的特点适合了电动汽车对驱动系统的要求： ( 1 ) 体积小，重量轻，转动惯量小，功率密度高( 可达l k w k g ) ；适合电动汽 车空间有限的特点。 ( 2 ) 效率高，功率因数高。基速以下运行不需要励磁电流，可提高功率因数， 减小定子电流，使定子铜耗下降；转子不需要励磁电流，没有转子铜损耗； 这有利于克服蓄电池供电的电动汽车能源有限的弱点。 ( 3 ) 转矩惯量比大，过载能力强，尤其低转速时输出转矩大；适合汽车的起动 加速。 因此，永磁同步电机在电动汽车上将会得到更普遍的应用，成为电动汽车驱动系统中 的主流电机。 1 1 3 永磁同步电机主要控制方法 电动汽车的交流驱动系统基本组成如图1 所示。 圈1 i交流驱动系统组成 a c 、 电机 传感器 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 一一 其中电机是驱动系统的执行元件，是控制系统中的被控制剥象；功率回路就是逆变装 置，为电机提供电源：控制回路通过控制硬件和软件，实现对电机转速、转矩或位置 的控制。 目前，对永磁同步电机采用的控制方法主要是磁场定向矢量控制和直接转矩控制。 矢量控制是实现永磁同步电机高性能控制的控制方法之一。根据永磁同步电机结 构、具体应用场合和控制目的不同，矢量控制有很多具体控制方法，例如： ( 1 ) = 0 控制。这种方法控制电机定子电流矢量( 定子磁动势) 位于q 轴上， 与转子磁场正交。由于i 。= 0 ，永磁电机的电磁转矩只包含永磁转矩，只与定子电流幅 值成f 比：t = 只甲，i 。，控制电机定子电流就可以很好地控制电磁转矩。 ( 2 ) 最大转矩电流比控制。该控制方式也称为单位电流输出最大转矩控制，即通 过控制使单位定子电流产生最大电磁转矩。永磁同步电机的电磁转矩与定子电流的d q 轴分量f ”i q 有关，转矩电流比的数学表达式是：形，其中f ，= 厢。对于一个 a f 形1 确定的r ，转矩电流比是关于f 、的函数，要求该函数的最大值，则令：掣：0 ， 吖矧 0 。求解方程，可以得到每一个电磁转矩所对应的最小电流，即i 。= ，( t ) ， 。= 厂( l ) 。对于隐极电机，由于不存在凸极转矩，可以证明其最大转矩电流比控制与 i 。，= o 控制是同一种控制方式。而对于凸极电机，采用最大转矩电流比控制，在电机输 出相同转矩时，电机定子电流比采用i a = 0 控制时更小，这对恒转矩区的运行是很有意 义的。 ( 3 ) 弱磁控制。弱磁控制是永磁同步电机实现高速运行的重要控制方式，其核心 是设法减小电机气隙磁通，使电机在高速运行时端电压保持恒定。对于永磁同步电机， 由j 二永磁体的磁势无法调节，因此其弱磁控制是利用去磁电枢反应，通过调节定子电 流，即增加d 轴去磁电流来实现的。同时，为保证电机定子电流不超过极限值，在增 加d 轴电流分量时必须相应减小q 轴电流分量。采用弱磁控制，永磁同步电机在高于 转折速度的较宽速度范围内可以保持恒功率运行，这就达到了扩展电机运行区域的目 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 的。 ( 4 ) 最大输出功率控制。最大功率输出控制是指永磁同步电机在弱磁运行时，电 机端电压保持不变，在某转速下，控制电机定子电流矢量，使电机输出功率最大。 永磁同步电机的电磁功率只与定子电流的d 、q 轴分量有关，而i 。、f 。受电机电压方程 的约束，因此要求得只取最大值时对应的定子电流，则可以令墨望：o ，墨! 望：o ， o i ad 1 4 连同电压方程联立求解，就可以得到在一定转速下，使电机输出功率最大的相应定子 电流矢量。 真接转矩控制是另一种电机控制方法。这种方法是通过检测到的定子电压和电流， 借助电机转矩和磁链的数学模型计算得到电机的转矩和定子磁链，实现对电机瞬时磁 链和转矩的直接控制。按定子磁场控制的直接转矩控制系统原理如图1 2 所示。 陶12直接转矩控制系统原理 这种控制策略将电机和逆变器作为一个整体，在静止两相坐标系下进行控制，省去了 坐标旋转变换环节，控制系统结构简单，特别是提高了系统的动态响应速度。其中电 机的定子磁链模型如式( 11 ) 、( 1 2 ) ： 一。= 。一r 屯) d t ( 1 1 ) _ p = 弛f r 一f ) 出 ( 1 2 ) 转矩模型为式( 1 3 ) ： l = 只( f 口甲。一f 。甲。口) ( 1 3 ) 直接转矩控制系统中，根据计算得到的转矩、磁链值与给定值的误差进行滞环控制， 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 选取适当的电压空间矢量及其作用利间。目前直接转矩控制的不足之处在于低速性能 不佳，调速范围不够宽，转矩波动较大，其原因在于低速时电机端电压较低，造成定 子磁链模型的误差增大，因此这种控制策略仍需进一步完善。 1 2 p w m 技术综述 p w m 技术即脉冲宽度调制技术，是指利用半导体开关器件的通断把直流电压变成 一定的电压脉冲序列，实现变压、变频及消除谐波的目的。在电气驱动中，电压s p w m 控制、空间电压矢量p w m ( s v p w m ) 控制以及电流跟踪p w m 控制是常用的方法。 1 2 1 电压正弦p w m ( s p w m ) 电压s p w m 是最典型的p w m 技术，用可以调频调幅的正弦信号作为调制波，用 高频三角波作为载波，控制电压型逆变器一个桥臂上、下两个开关管导通与关断。图1 3 给出了s p w m 的原理示意图。 i if制八八八八 lvv l l v l 耕、vv ) 增1 _ llm 广_ 1 r - 图13s p w m 原理示意图 当载波与调制波相交时，由该交点确定逆变器一个桥臂开关器件的开关动作时刻及开 关通断状态，获得一系列宽度按正弦变化的正负矩形脉冲电压波形。可以证明，当脉 冲数足够多时，逆变器输出一相电压的基波幅值和调制波幅值是相等的，即s p w m 逆 变器输出的脉冲波的基波就是调制时所要求的等效正弦波。 s p w m 容易实现对电压的控制，控制线性度好，但存在电压利用率低的问题。采 用一般的线性调制方法，调制波幅值不能超过载波幅值，所以电压s p w m 输出的相电 压基波幅值最大可以达到母线直流电压的一半，即u 。= 0 5 - u 。，电压利用率不高。 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 一 l22 空问电压矢量p w m ( s v p w m ) 空间电压矢量p w m ( s v p w m ) 实际是磁通p w m ，其特点是从电机角度出发， 着眼于通过控制电机端电压，使电机获得幅值恒定的空间旋转磁场。由于是直接对电 机磁通进行控制，从电机控制角度讲，其效果也更好。 ( 011 ) 幽14s v p w m 基本矢量 ( 100 ) s v p w m 的原理是使电机磁通矢量在电压矢量的作用下，按圆轨迹旋转。空间八个基 本电压矢量疗( 如图1 4 所示) 组成一个六边形，分六个扇区，其中有两个位于原点 的零矢量。相邻两非零矢量和零矢量在时间上的不同组合，可以得到该扇区内的一个 空问电压矢量日。空间电压矢量自是通过在一个采样周期内控制其扇区内两个基本电压 矢量及零矢量的作用时问而得到的。三个矢量的作用时间可以一次施加，也可以在一 个采样周期内分多次施加。通过控制各个电压矢量的作用时间，使空间电压矢量接近 按圆轨迹旋转，就可以使电机磁通也逼近圆轨迹。s v p w m 的电压利用率比s p w m 调 制时提高了1 5 ，正弦调制时输出的相电压基波幅值最大可以达到己。= u 4 3 。 s v p w m 可以用于开环控制的逆变器中，但作为磁链跟踪p w m 控制，一般采用 闭坏控制的方式。逆变器输出的电压矢量不是任意选择的，丽是通过电机磁链反馈量 来决定电压矢量，保证电机得到幅值恒定的空间均匀旋转磁场。 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 1 2 3 电流e 艮踪p w m 电流跟踪p w m 控制，实际是对输出电流进行跟踪控制，基本思想是将设定电流 亏反馈得到的实际输出电流相比较，通过控制逆变器三对上下桥臂的通断，不断调整 俞出电流值，使三相输出电流能跟踪设定电流。电流跟踪p w m 控制有多种型式，其 f 】最常用的是电流滞环跟踪p w m 控制，其输出电压、电流波形如图1 5 。 图1 5 电流滞环跟踪波形 i 过控制逆变器桥臂上、下功率开关器件的通断，使逆变器输出电流与设定值的偏差 持在一定的误差范围内，当设定电流是正弦波时，输出电流也接近正弦。电流滞环 踪p w m 控制模型简单、控制精度高、响应快，但与s p w m 和s v p w m 相比，其存 ：丌关频率不固定的缺点，在实现时受到功率开关器件最高开关频率及控制系统响应 f | 铷的限制。 3p w m 过调制技术 31 研究s p w m 过调制技术的意义 对于y 接、s v p w m 逆变器供电的永磁同步电机，电机线电压基波有效值最大为 。，压，相电压基波有效值最大为u 。，压。电机的转折速度受逆变器输出电压限制， 图1 6 所示。当逆变器输出电压基波值最大为u ，时，电机转折速度为c o ；若能提高 变器的直流母线电压利用率，增大其输出电压基波值到u ，电机的转折转速就可以 高到，从而扩大电机调速范围。 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 图1 6 永磁同步电机电压一转速关系 理论上，三相逆变器以1 8 0 。导通六拍方式工作时，在一个周期内每相桥臂上、下 两开关管各导通半个周期，其输出线电压值达到最大( 图1 7 ) 。 8 c 丁叶 图i 7i8 0 。导通电压型逆变器输出电压波形 利用f o u r i e r 分析，可以计算出此时三相逆变器输出线电压的基波幅值： u ，。，= u 出f s i n ( f d ( c o f ) ：莩u 出。1 i o u 出 1 4 即线电压基波有效值最大为粤u 。zo 7 8 u 。，是采用正弦s v p w m 调制时逆变器所能 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 l 俞出的最人线q t i _ i - i 基波自效值的1 1 倍。因此，引入s v p w m 的过调制控制技术，使 逆变器由正弦输出过渡到方波输出，可以实现提高输出电压基波值的目的。但由于输 ，j 波只能使逆变器输出电压提高1 0 ，因此过调制对于扩展电机的恒转矩输出区意 义不大。而在整个恒功率运行区，在较宽的调速范围内，电机端电压可以非常接近逆 变器所能输出的最高电压，因此通过过调制提高逆变器输出的最高电压，就可以使电 机的恒功率运行区得到明显扩展，电机在相同转速下的输出转矩和功率得以增大。所 以，用过调制技术来扩展永磁同步电机的恒功率运行区是具有实际意义的。另一方面， 山于过调制使逆变器输出的电压脉冲数下降，一个正弦周期内斩波次数减少，最终逆 变器进入1 8 0 。导通六拍工作方式，使得输出电压的低次谐波分量增加，引起电机电流 谐波增大，运行性能将受到影响。因此，还有必要分析研究因过调制引起的谐波分量 对电机及其控制系统的影响。 l32s v p w m 过调制研究现状 针对逆变器不同的运行方式，s v p w m 过调制控制有很多具体控制方法。对于开环 p w m 控制的逆变器，德国的h o l t z 教授提出了f e e d f o r w a r ds c h e m e 控制方法，该方 浊1 要是保持逆变器输出电压矢量的相位畸变最小，在过调制方式i 区，这种方法有 很好的效果，引入的谐波很小。d o n g - - c h o o nl e e 等对h o l t z 的控制方法稍加改变( 2 j ， 使过调制方式i 区范围扩大了约o 3 。b o l o g n a n i 提出的控制算法是较为简单的方法之 ，其基本思想是保证逆变器输出空间电压矢量幅值不变，只改变相位角，这种方法 的输出电压矢量由于相位发生较大变化，输出电压谐波分量较大。 在电机驱动系统中，逆变器和电机及其控制电路作为一个系统，构成了闭环p w m 拧制。在这方面，h o l t z 教授提出的f e e d b a c ks c h e m e 方法【l i ，是基于转子磁场定向控 制，根据转子磁场定向控制下的x 轴和y 轴电流与给定电流之差决定下一周期的输出 电压矢量，类似电流跟踪p w m 控制。s e o k 等提出的过调制控制方法m ，“】，是为解决 电机动念过程中出现的过调制问题，改善电机动态响应性能。该方法将电机动态过程 中的端电压分解成电机反电势雷和调整电压a t ? ，电机端电压可以写成： 托l l 反电势丘是山电机所决定的，调整电压a t ? 则是由控制回路中的电流调节器输出决 5( 一日+ 以一出 + 一e 一 + 、 一u 月 = 一一 一u 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 定的。过调制时，r 包机端 乜e f 7 要发生改变，为保证电机电流畸变最小，首先要保持 电机反电势应不变：d 反映了电流凋节器埘电流的调节作用，在反电势豆不变的的 提f 也应尽量保持小变，因此对口只改变其幅值不改变相角，最终使端电压矽不 超过逆变器输出的最高电压值。这种控制方法能缩短过调制时电机的动态响应时间， 减小转矩脉动，具有较好的效果；但采用这种方法时需要辨识电机反电势，对电机参 数有很大依赖。 1 4 本课题主要研究内容 本课题所要丌展的工作包括： ( 1 ) 利用现有设备，重新搭建2 ，5 k w 永磁同步电机实验台。主要任务是重新搭 建电机控制系统的功率驱动部分，以及利用现有的异步电机控制系统的控制 电路，通过增改电路，将原异步电机控制电路改造成永磁同步电机控制电路， 制作出简单的电机驱动控制箱。 ( 2 ) 确定s v p w m 过调制策略及算法，通过仿真验证其可行性，在现有控制软 件基础匕增加过训帛i 算法部分，实现过调制控制。 ( 3 ) 确定隐极永磁电机弱礅运行控制策略，通过任原控制软件上增加弱磁控制环 节，通过实验调整控制参数，实现永磁同步电机的弱磁运行。 ( 4 ) 以实验数据和仍真结果为依据，分析引入过调制对永磁同步电机控制性能的 影响。 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 第二章 永磁同步电机矢量控制及s v p w m 过调制原理和实现 2 1 永磁同步电机矢量控制原理 2 t 1永磁同步电机数学模型 永磁同步电机( p m s m ) 的分析一般是基于转子同步坐标系( d - - q 坐标系) 来进 行的。假设永磁电机是线性的，转子无阻尼绕组，忽略高次谐波、磁饱和、涡流、磁 滞损耗及温度对电机参数的影响，可以得到永磁同步电机在d q 坐标系中的定子电压 方程： 黔r r 茄i d 麓二爱 旺t ， 甜d = ， + p 甲d 一甜、壬，口 磁链方程： 腮。 ( 2 2 ) i l = 厶i d + 甲， 以卜各式中 “d ，甜。d 、q 轴电压； i ( ，i 。d 、q 轴电流： l j ，三。d 、q 轴等效电感： ，一d 、q 轴磁链； 尺。定子相电阻； 甲，转子永磁体在定子绕组上耦合的磁链； 定子电流电角速度 p 微分算子。 根据磁链方程，并认为一不变，即鹏= o ，电压方程还可以写成： 卜2 警“护f q + o ) l a i q + c o q 。i ( 2 _ 3 ) 【 d = 月i d + l d p i d 一三q i q 将上式写成矩阵形式，并加入永磁同步电机的电磁转矩方程及运动方程( 不考虑机械 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 阱隧+ p l 。帅- c o l 北q 卜嘲 泣。， t = 只 v ，i g + ( 乙一l q ) 岛i q ( 2 5 ) 古p 国2 t 一瓦( 2 6 ) 其中 只电机极对数； t 电机电磁转矩； t 电机负载转矩。 以上方程( 2 4 ) 、( 2 5 ) 、( 2 6 ) 构成了永磁同步电机在d - - q 坐标系中的数学模型。目 前对于永磁同步电机，所采用的磁场定向方式主要有转子磁场定向、定子磁场定向和 气隙磁场定向。如果采用转子磁场定向，则坐标轴的选取如图2 i 所示。 c ， 麓： y x 、 o ? 。 j 。? 怒 一 ) 4 图2 1二极p m s m 转子磁场定向原理 由于永磁同步电机转子磁场的物理轴线与转子的几何轴线重合，因此只要检测电机转 子位置就可以准确得到电机转子磁场方向。从这个角度说，永磁同步电机的转子磁场 定向控制更容易实现。 2l 2 永磁同步电机稳态运行时电压、电流约束条件 当永磁同步电机电机稳态运行时，电机电压方程( 式2 _ 3 ) 可简化为 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 j “v2 月、( u + 珊上d 7 。+ 甲7 ( 2 7 ) l “d = r j 。，c o l q i q “ 由于电机和逆变器的电负荷都有一定的限制，因此永磁同步电机稳态运行时其端 电压和定子电流都要受到限制，不能超出极限值u 。和i 。在电机及其控制系统中， 电压极限值u 。| i m 一般是由逆变器的直流母线电压和p w m 调制方法对直流母线电压的利 用率所决定。电机端电压“，= “：+ “；，根据永磁同步电机的稳态电压方程( 2 7 ) ， 并忽略电机定子绕组上的电阻影响，可以得到关于电机定子电流分量屯、i q 在d - - q 坐 标系下的电压极限方程： j 乜。z 。+ 甲，) 2 + o 。r 。) 2 = ( 詈) 2 。：。， 【“。、。 由逆变器供电的电机，定子电流极限值i 。是由电机绕组和逆变器所能承受的电流 所决定的，电机定予电流f = 巧+ 譬i 。但对于电动汽车驱动电机所采用的具体 控制策略，电机的定子电流是通过电流调节环追踪给定电流值i 。，因此电机的电流极 限方程与不同的i s * 有关。由此可以得到永磁同步电机关于i 。、i 。的电流极限方程： “。2 一，”( 2 9 ) i i z “。 永磁同步电机稳态运行时，其定子电流矢量i 都要受到电压和电流极限方程的约 束。在以i 。、i 。为坐标轴的平面上画出电压、电流极限方程的轨迹，如图2 2 所示。可 以看出，两者分别是以( 一罟，o ) 点为中心、随转速升高长短径成比例缩小的椭圆族和以 ( 0 ，0 ) 点为圆心、半径为给定电流值的正圆族。 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 酸火转矩电流比轨迹 z 。 d e 彰埘弋 恒转矩轨迹 一瀚 矿、t ；i ! 乏，电流限制 七繇 一神鼍极限椭 二二、t 罂b j _ i 幼 i - 7 l 弄高 一 j 电流减小 图2 2 永磁l 司步电机约束方程曲线 永磁电机每一个稳定运行状态都对应一个定子电流矢量，该矢量受到电机电压极限方 程和电流限制方程的约束，在i 。、i 。平面内只能处在同时满足两个约束条件的范围之 内。 由永磁同步电机的转矩方程( 2 5 ) ，可以得到电机输出相同电磁转矩时，定子电流 矢量在i 。、f 。平面上的轨迹，即电机的恒转矩轨迹。每一条恒转矩曲线上距离坐标原 点最近的点，即为产生该转矩时所需的最小电流的空间矢量。把产生不同转矩值所需 的最小电流点连起来，即形成电动机的最大转矩电流比轨迹曲线。 21 3永磁同步电机矢量控制 永磁同步电机的矢量控制系统基本结构框图如图2 3 所示，在该系统中，依靠电流 传感器和位置传感器实时检测到三相定子电流和转子磁极位置，通过坐标变换，得到d - - q 同步旋转坐标系中定子电流的d 、q 轴分量实际值、i 。a 通过电流p i 调节器对d 轴和q 轴两个电流分量分别进行控制，使实际的i 。、i q 分别追踪设定的给定值o i ：。 如果电机实际电流值与设定电流值相符，就实现了对永磁同步电机的控制。 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 图2 3 永磁同步电机矢量控制系统基本结构框图 当电机转子永磁体的励磁磁链和纵、横轴电感确定后，电机的转矩便取决于定子电流 矢量t 。 隐极电机作为凸极电机的一个特例，其纵轴等效电感与横轴等效电感相等 ( l 。= 上。= 上。) ，这样隐极电机的电压极限椭圆就简化为电压极限圆，其约束方程曲 线如图2 4 所示。 蚰人输j i l 曲率轨目 。 辱 l 最人转矩电流比轨迹 、恒转矩轨迹 。 ! j j 多 j 翟 j 、：羔 电流限制 l_ ? 。，? 厂，jj 翁雌f t l l l t j i fij fd i ；! r 娥j ? ；l1 ji 。 j 漤一塞j 。 ： 转溉 一： 。 ? - 4 1 流t l l - l 、 图2 4 隐极永磁同步电机约束方程曲线 由于隐极电机的电磁转矩与纵轴电流无关，所以其恒转矩曲线为平行轴的一族直线， 其最大转矩电流比轨迹即为f 。轴。 图25 是电机工作特性简图，图中给出了永磁同步电机输出转矩、输出功率、定子 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 电流及定子端电压随转速变化的曲线。 图2 5 电动汽车用永磁同步电机：【作特性 从图中可以看出，电机的工作特性分为三个区间，不同区间内对电机采取的控制方法 也不同。 ( 1 ) 恒转矩输出区( i 区) 。隐极永磁同步电机在一定的定子电流设定值下运 行，当转速较低时，电流限制圆位于电压极限圆内部或两者交点位于右半平面。此 时电流限制圆与最大转矩电流比轨迹( i 。轴) 交点( 图2 4 中a 点) 位于电压极限 圆内，可以控制电机定子电流矢量为d j ，永磁同步电机以恒转矩输出状态运行。 这一运行区域对应图2 5 的l 区间，即恒转矩区。对于隐极永磁同步电机，在i 区 阳_ j 采用i 。= 0 矢量控制策略，由于隐极电机的最大转矩电流比轨迹与i 。轴重合，因 此采用= 0 控制也就实现了最大转矩电流比控制。当电机转速升高到某一值时， 电压、电流极限圆交点与a 点重合，此时电机定子电流矢量处于电压极限圆边沿， 电机端电压达到极限值；该转速即为永磁同步电机在某一负载下的转折速度。 ( 2 ) 恒功率输出区( 1 i 区) 。随着电机转速进一步升高，电压极限圆与电流限 制圆的交点将位于左半平面( 图2 4 中b 点) ，电流限制圆与最大转矩电流比轨迹 的交点( a 点) 处于电压极限圆外，无法将电机定子电流矢量控制为百互。此时在 保持定子电流矢量幅值不变、电机定子端电压维持在极限值的前提下，为得到最大 的输出转矩，可以将电流矢量控制为o b 。这可以认为是将定子电流矢量按逆时针 方向旋转了一个角度，通过改变定子电流矢量相位，产生d 轴去磁电流，使电机端 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 一 电压维持不变。这区域对应图2 5 中的1 l 区间，即通常所指的恒功率输出弱磁运 山 行区。若f 、 ，即电压极限圆圆心位于电流限制圆外时，则随着转速升高，电 “ 机电压、电流极限圆交点沿电流限制圆逆时针移动，最终落在f 。轴负半轴上。此时 定子电流全部为d 轴去磁分量，电机不输出转矩、功率，只是维持旋转。 w ( 3 ) 最大功率输出区( i i i 区) 。若i ，+ ，即电压极限圆圆心位于电流圆内， l “ m 则当电机转速升高到某一值，= 一时( 图2 4 中c 点) ，此时d 轴去磁电流分 l d 量达到最大，电机达到另一个转折速度。为保证电机输出转矩尽量大，应控制隐极 电机定子d 轴电流分量不变，降低q 轴电流分量来保持电机端电压不变，电机定子 电流矢量控制为万e ，位于电压极限圆和直线f 。= 的交点上。这一区域对应 l 图2 5 中的1 1 1 区间，在这一区间电机的定子电流幅值随电机转速升高而减小。在i 区间内，将隐极永磁同步电机电流矢量控制在最大输出功率轨迹上，电机输出功率 保持不变。该运行区域不属于本文讨论范围，设计控制系统时尽量将该区间设计在 电机工作转速范围之外。 对于凸极永磁同步电机在恒转矩输出区域，同样可以采用i 。= 0 控制。但对于凸 极电机，由于存在磁阻转矩，i 。= 0 控制不是最大转矩电流比控制。在恒功率输出区域， 时凸极电机的弱磁控制与对隐极电机的控制方法相同。在最大功率输出区，对凸极电 机的最大输出功率控制比隐极电机要更加复杂。 2 ，2 永磁同步电机弱磁运行控制策略的实现 22 1隐极永磁同步电机弱磁运行控制系统基本结构 由永磁同步电机矢量控制系统结构框图( 图2 3 ) 可以看出，电流p i 调节器的输出 量通过坐标变换后，作为给定电压值输入逆变器进行s v p w m 调制。电流p i 调节器一 般都含有饱和环节，以保证其输出的给定电压值不超出逆变器所能提供的最高电压。随 着电机定子端电压的升高，p i 调节器的输出值就逐渐接近饱和值，使调节裕量减小， 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 电流p i 调节器的调节能力逐渐下降。当电机端电压达到定值时，p i 调节器进入饱和 状态，失去调节电流的能力，从而使电机电流失去控制。为使电机能继续正常运行，就 必须加入一定的控制环节，来防止电流p i 调节器失效。 由永磁同步电机的弱磁运行原理可知，当电机定子电流值一定时，通过增加d 轴电 流的负向分量，同时减小c l 轴电流的正向分量，即定子电流矢量在d b c l 坐标平面上由 c l 轴按逆时针方向转过一定角度( 如图2 6 ) ，可以依靠d 轴电流分量的去磁作用减小 气隙磁通，保持电机端电压不超过极限值，防止电流p i 调节器饱和h 5 1 。 i 一| | 磷 z “ i jj 。j ：、。? 。 一一r 削2 6 隐极力( 磁l 司步弱磁运行电流矢量 电流p i 调节器发生饱和的原因是电机定子端电压达到了逆变器所能提供的最高电 压，而逆变器所能输出的最高电压一般是由直流母线电压决定的。因此永磁同步电机弱 磁运行时，d 轴去磁电流分量值必然和电机端电压值及直流母线电压值有关，可以用电 机端电压控制定子电流的相位，构成对永磁电机的闭环弱磁控制。基于这样的控制思想， 可以得到带弱磁控制环节的永磁同步电机控制系统框图( 图2 7 ) ： 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 图27 隐极永磁同步电机弱磁控制框图 从图2 7 可以看出，同l = 0 控制相比，该控制系统中增加了一个电压p i 调节器，由电 机定子端电压和直流母线电压之间的差值通过电压p i 调节器来控制电机定子电流矢量 t jq 坐标轴之i b j 的夹角。电机端电压和直流母线电压可以由电压传感器得到，系数m 为直流母线电压利用率( m 的具体定义见2 3 节) ，通过设定不同的m 值，可以得到不 同的电压利用率。当电机端电压较低时，由于饱和环节的作用，电压p i 调节器处于饱 和状态，输出值为零，此时相当于i 。= 0 控制系统，电机运行在恒转矩输出区。当电 机端电压升高到一定值，电压p i 调节器输入为负值时，调节器开始退出饱和，输出负 的相移角度，这样就使电流空间矢量在d - q 坐标平面上逆时针转过角，产生负向 d 轴电流分量，电机进入弱磁工作区。另外对电流d 轴分量还要采取一定的限制，即 川i s j 。= ，避免电机进入最大功率输出区运行。 l d 图2 7 的控制系统直接从永磁同步电机弱磁运行原理出发，由于电压p i 调节器的 作用，电机可以平滑的由恒转矩输出区过渡到恒功率输出区，但这种控制策略在实现时 存在着问题。由于使用逆变器供电，永磁同步电机定子端电压是高频p w m 波( 本系统 l f 采用5 k h z p w m 计算频率) ，对每一个采样点，其瞬时电压值并不等于其时间平均值， w l 叮只依靠电压传感器和采样电路无法正确获得电机的瞬时端电压基波值。如果使用低 通滤波器将逆变器输出电压高频分量滤除，可以得到所需要的电压基波值。但低通滤波 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 器会使滤波后的电压信号产生一个滞后的相移，如果两路电压采样电路中的低通滤波器 产生的相移相同，那么对最后算得的电机端电压矢量幅值没有影响：如相移不等，则会 造成影响。因此，采用低通滤波器使电机控制系统环节增多，而且为保证两路滤波器的 相频特性相同，又使控制系统复杂化。 2 2 2 隐极永磁同步电机弱磁控制实现方案 在本课题中，永磁同步电机的矢量控制系统采用数字式控制，控制回路中电流p i 调节器输出的给定电压值反映了对逆变器直流母线电压的利用率。基于这一点，可以在 电机弱磁运行控制系统中将电压传感器及采样电路部分取消，而依靠控制回路中的电流 p i 调节器的输出值作为电压p i 调节器的输入控制量，控制电机的弱磁运行。该控制策 略框图如图2 8 ： 图2 8 隐极永磁同步电机弱磁控制方案1 该控制方案省去了电压反馈环节，控制系统硬件更为简单。采用这种控制方案时，各 p 1 调节器参数都是在一定的直流母线电压下整定的，因此直流母线电压的变化会对p i 调节器的性能产生影响。但只要直流母线电压变化不过大，基本可以保证电机的稳态 运行性能。 永磁同步电机的弱磁控制也可以采用以下方案，即电压p i 调节器直接调节d 轴电 流分量值，再通过计算得到q 轴电流分量值f 。，这样使系统更加清晰。具体控制框 j 訇如图29 。 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 图2 9 隐极永磁同步电机弱磁控制方案2 本论文中采用图2 8 所示的控制系统框图，其中控制策略部分由软件实现，采用数 字化控制，可以实现对永磁同步电机在恒转矩输出区和恒功率输出区运行时的不同矢 量控制策略以及电机在两个运行状态间的平滑过渡。 2 3 s v p w m 过调制控制 对于电压型s v p w m 逆变器而言，三相逆变器本身可以看作一个开环控制系统( 图 21 0 ) 。逆变器输入给定电压矢量0 ，输出经脉宽调制后的电压口。如果逆变器输出电 压矢量d 与给定的电压矢量口相等，就实现了对逆变器输出电压的控制。 图2 1 0 电压型逆变器控制原理 2 3 1电压型s v p w m 逆变器调制原理 三相桥式电压型逆变器共有八种开关状态，根据空间矢量理论，输出的电压矢量 定义为： 口= 弘2 + 画+ + 西2 “。) ，其中厦= e 亭 ( 2 1 0 ) 依捌一个桥臂丌关的不同组合，逆变器可以输出八个基本电压矢量，包括六个非零矢 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 n ( 0 r 口。) 和两个零矢量( d 。，0 ，) ，其定义如图( 2 1 1 ) 所示。 jl 】m 7 7 二= - 佩 心 胗z 心 谢一 7 图2 1 1s v p w m 电压矢量图 s v p w m 调制的基本原理是时间平均值等效原理，即在一个p w m 开关周期内通 过对基本电压矢量加以组合，使逆变器输出电压的时间平均值与给定电压矢量相等。 刺t - 个输出电压矢量口，与其相邻的两个基本电压矢量分别为谚和o i + l ，则驴可以 用口，和口+ ，在时间上组合得到： 口：坠塑坐( 2 1 1 ) f 和r + ，分别为0 ，和0 。的作用时间，r 为逆变器的开关周期。在正弦调制s v p w m 算法中，各基本电压矢量作用时间由下式推得： 正2 i i “呈了 n c 詈一口， 。：，：， 巩母打铷n 口 g 1 2 其中t o 为零矢量的作用时问，0 ，为给定电压矢量，0 为0 ，与0 。的夹角，u 。为直流 母线电压。 在f 弦s v p w m 中，逆变器通过基本电压矢量的组合，使输出的电压矢量在空间 以均匀速率按圆轨迹旋转，逆变器输出三相正弦电压。根据矢量合成法则可知，逆变 中国科学院电工研究所硕士研究生毕业论文 器所能输出的任何一个电压矢量必然位于口口。为顶点的正六边形内。因此，采用 s v p w m 的逆变器输出的空间电压矢量在正弦调制时，其幅值最大为正六边形的内切 圆( 图2 1 1 中a 圆) 。 在正弦调制时，s v p w m 逆变器输出的线电压基波有效值最大为0 7 0 7 u 。为便 于计算，定义调制比m ： m ：j 掣，式中口，为给定电压矢量。 ( 2 1 3 ) 当逆变器给定电压矢量幅值为正六边形内切圆时，输出电压矢量幅值也等于内切圆半 径，逆变器输出电压达到正弦调制时的最大值，此时调制比m ：1 。 用逆变器输出线电压有效值和直流母线电压的比值定义逆变器的电压利用率m ， 可以推得在正弦调制时： m = 捱型= 层县= 万m ，其中m 为调舭t 。 c z 。， 由式( 21 4 ) 可以算出丁f 弦s v p w m 逆变器的最高电压利用率为0 7 0 7 。 逆变器采用f 弦s v p w m 调制时，其输出电压值与给定电压值相等。因此在直流 母线电压不变的6 h 提条件下，逆变器输出电压幅值与调制比也成简单正比关系，即： p i = p ，i = 与争m 。c m 。 2 3 2s v p w m 过调制控制原理 调制比m 1 ，即为s v p w m 过调制。给定电压矢量口，的幅值超出六边形内切圆 范围( 如图2 1 l 中b