（电力电子与电力传动专业论文）开关电源功率因数校正技术的研究与仿真.pdf

t h er e s e a c ha n ds i m u l a t i o no fp o w e r f a c t o rc o r r e c t i o nt e c h n o l o g yi ns w i t c hp o w e r a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fp o w e re l e c t r o n i c s ，t h et e c h n o l o g yo fs w i t c h i n g m o d ep o w e rs u p p l y ( s m p s ) i s g r a d u a l l yb e i n gp e r f e c t h o w e v e r , t h e r ei s n oe n dt ot h ed e m a n df o rah i g hp o w e r h i g hp e r f o r m a n c ep o w e rs u p p l y n o w a d a y s ，p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n 饵f c ) t e c h n i q u ei sw i d e l yr e s e a r c h e d t h e yh a v e b e e np r e v a l e n t l ya p p l i e di nl o wp o w e rs 皿s a n d a r es t i l lu n d e r r e s e a r c hf o ra p p l y i n gi nh i g hp o w e rs m p s t h i st h e s i sd e s c r i b e st h em a i nc h a r a c t e r sa n dd e v e l o p m e n to fp o w e r f a c t o rc o r r e c t i o n ( p f c ) t e c h n o l o g y i t si n v e s t i g a t i v en e c e s s i t ya n di m p o r t a n c e a r ec l a r i f i e d t h eb a s i ct h e o r yf o ra l ls o r t so fp o w e rf a c t o rc o r r e c t i o ni s a n a l y z e d 。a n dt h et o p o l o g ya n dc o n t r o lc i r c u i ta r es t u d i e d t h ep r i n c i p l ea n d a p p l i c a t i o no fz e r o c u r r e n t s w i t c h i n gb o o s tp f cc i r c u i t a r eg i v e n b y i n t r o d u c i n gt h e d e v e l o p m e n to fa c i s ) cm o d u l ew i t lp f c t h ek e yt e c h n i q u e s o ft h em o d u l ea r es t r e s s e do nt h ee n g i n e e r i n gd e s i g n s o m ep r o b l e m sa r e r e s o l v e ds u c ha st h em o d u l ei ss os m a l lt h a ts p r e a dt h eh o td i 币c u l t y t h e t h e s i sa l s oa n a l y z e st h ea v e r a g ec u r r e n tt y p eo f p f c i nt h et h e s i st h eh o tp r o b l e m sa n dd e v e l o p m e n to fp f ct e c h n o l o g ya r e a n a l y z e df a r t h e r i te s t a b l i s h e sg o o df o u n d a t i o n sf o rf u t u r er e s e a r c h k e yw o r d s ：p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ，t o p o l o g y ，c o n t r o l ，a c t i v ep o w e rf a c t o r c o r r e c t i o n ，z e r oc u r r e n ts w i t c h i n g ，b o o s t ，a v e r a g ec u r r e n tt y p e 图1 1 图1 2 图卜3 图l 一4 图l 一5 图l 一6 图l 一7 图1 8 图2 1 图2 2 图2 3 图2 4 图2 - 5 图2 7 图2 - 8 插图清单 开关电源的基本构成2 推挽型变换器4 半桥型变换器4 正激型变换器5 隔离型c u k 变换器5 全桥型变换器5 开关电源前置级6 网侧输入电压和电流波形一6 填谷方式p f c 整流电路1 2 两级p f c 方案1 2 两级有源p f c 变换器方框图1 3 典型的两级p f c 变换器( b 0 0 s t 变换器+ 正激变换器) 1 3 典型的单级隔离p f c 变换器及其工作波形1 4 带有源钳位和软开关的b o o s t 反激单级p f c 变换器1 7 带有源钳位和软开关的b o o s t 反激单级p f c 变换器两个工作单元 图2 9 并联反激式p f c 变换器 图2 1 0 并联反激式p f c 功率传输示意图 图2 1 2 并联反激式p f c 变换器改进的电路拓扑 图2 13 基于f l y b o os t 单元的单级p f c 变换器 图2 一l4f l y b o o s t 模块的两种工作状态及波形 图2 15 基于b 0 0 s t 变换器的a p f c 工作原理方框图 图2 一1 6 乘法器方式p p c 电路 图2 2 0 电压跟随器方式p f c 电路 图2 21 电流波形图 图2 2 2 零电流开关升压式p f c 电路原理框图 图2 2 3 电压误差放大器及幅频特性一 图2 2 4 电感电流波形 图3 1u c 3 8 5 4 内部框图一 图3 2 基于u c 3 8 5 4 的b o o s tp f c 电路图 图4 一l 基于u c 3 8 5 4 的s i m u li n k 仿真模型 图4 2 加功率因数校正时的输入电压与电流波形 图4 3 整流器输出电压波形 图4 4 整流器输出电流波形 1 8 1 8 18 1 9 2 0 2 0 2 1 一2 3 2 4 2 5 2 6 2 7 2 8 一3 0 一3 5 3 7 3 9 一3 9 3 9 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的 研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含 其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得一金胆工些盍堂 或其 他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做 的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签名：哥、六1 虱 签字日期：沙形年胂孑日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解佥匿工、业太堂有关保留、使用学位论文的规 定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被 查阅和借阅。本人授权佥日巴王、业盔堂可以将学位论文的全部或部分内容编 入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学 位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名：吾、夫阈 签字日期：彳年胁月莎日 学位论文作者毕业后去向： 工作单位：爹、c 嘶夕，卅新9 7 、7 7 茚炽 通讯地址： 导师签名：荆蠹八 签字日期：。6 年t 胡r 同 电话：矿r 矽一夕；j ， 邮编：莎t 雎1 驴 致谢 值此论文完成之际，首先向我的导师杜少武教授致以最衷心的感谢! 从论 文的选题到撰写和定稿，都凝结着导师的心血。杜老师渊博的知识、开阔的思 路、严谨的治学态度、精辟的见解令我受益匪浅；孜孜不倦、锲而不舍的进取 精神将激励我在今后的工作中力争上游；宽厚的长者风范、谦和正直的为人态 度值得我终生学习，而且杜老师不仅在学业上给予我悉心的指导，还在工作与 生活上提供了极大的方便。在此，再一次向杜老师表示我诚挚的谢意和深深的 敬意! 感谢工程硕士班的全体同学，正是他f l 两年来无私的帮助，我才得以能够 顺利完成论文。特别让我难于忘怀的是我们在一起度过的艰辛而又快乐的时光， 这个温馨和快乐的集体所带给我的精神上的鼓励和帮助，是我无法用言语表达 出来的，这是我两年多来拥有的最大精神财富。 感谢部队的领导和同事在我攻读硕士期间给予的关心和帮助! 最后，谨以此文献给关心、爱护、帮助过我的所有人! 作者： 2 0 0 6 芷9 第一章概述 l _ 1 引言 电源是利用电能变换技术将市电或电池等一次电能转换成适合各种用电对 象的二次电能的系统或装置。二十世纪八十年代以来，随着电力电子技术的不 断发展，越来越多的电力电子设备被广泛应用到各种不同的领域，如照明、通 讯、交通运输、文化娱乐、工农业生产、国防建设等等，不管什么电子设备都 离不开电源，随着电子、功率集成、自动控制、材料、计算机、电磁兼容等技 术的发展，各种各样的开关电源得到越来越多的开发和应用。不同的领域、不 同的负载要求不同的电源装置，一个特定用途的电源应当具有符合负载要求的 性能参数和外特性，这是基本的要求，而且必须保证安全可靠。对于电源，我 们普遍关注的品质是高效率、高功率因数、低噪音。随着电源技术的发展，无 电网污染、无电磁干扰、省电节能等绿色指标成为热门话题，国际上己经制定 了相关的标准规范，欧美国家己经开始执行。 在现在的电力系统中，大量使用整流电路给人们解决了很多问题，但 同时又引入了新的问题，其中最严重的问题就是使电网含有严重畸变的非 正弦电流这样的谐波电流对电网有危害作用，使得输入端的功率因数下 降。 针对高次谐波危害，我国国家技术监督局1 9 9 3 年颁布了g b t 1 4 5 4 9 9 3 电能质量公用电网谐波，国际电工委员会( i e c ) 在19 9 8 年制定了 i e c 6 l0 0 0 3 2 标准。这些要求迫使交流输入电源必须采取措施降低高次谐 波含量，提高功率因数。本文介绍了一类单级功率因数校正器及其发展情 况，它能以较低的成本降低谐波含量，满足国际国内的标准。 1 2 开关电源的基本构成及分类 1 2 1 开关电源的基本构成 基本构成由d c d c 变化器，采样电阻r l 、r 2 ，比较放大器，p w m 和驱动器 组成，电路图如下图卜1 。 图卜1 开关电源的基本构成 工作原理：变换器输出的电压经采样电路r 1 、r 2 检测其变化，与基准电压 u r 比较放大后通过p w m 控制其占空比，并由驱动器驱动。 1 2 2 开关电源的分类 开关电源可分为a c d c 和o c d c 两大类。 1 d c d c 类开关电源d c d c 类开关电源是将固定的直流电压变成可变的 直流电压，也称为直流斩波器，其工作方式有两种：一是脉宽调制方式，t 不变， 改变t ，二是频率调制方式，t 不变而改变t ( 易产生干扰) 。具体电路分以下几类： ( 1 ) b u c k 电路一一降压斩波器，其输出平均电压低于输入平均电压，极性 入出相同； ( 2 ) b o o s t 电路一一升压斩波器，其输出平均电压高于输入平均电压，极性 入出相同： ( 3 ) b u c k - - b o o s t 电路一一降压或升压斩波器，其输出平均电压大于或小于 输入电压，极性入出相反，电感传输； ( 4 ) c u k 电路一一降压或升压斩波器，其输出平均电压大于或小于输入电 压，极性入出相反，电容传输。 2 a c d c 变换器a c d c 变换器是将交流变换成直流，其功率电流流向可 以是双向的。功率电流流向负载的称为“整流”，功率电流流向电源的称为“有 源逆变”。 a c d c 变换器按电路的结构方式可分为半波电路和全波电路；按电路的特 点可分为不可控、半控和全控三类；按电源相数可分为单相、三相和多相；按 电路工作象限又可分为一象限、= 象限、三象限和四象限。 3 电路结构开关型稳压电源的电路结构有多种： ( 1 ) 按驱动方式分，有自励式和他励式； ( 2 ) 按d c d c 变换器的工作方式分，有单端正激式、推挽式、半桥式、 全桥式、降压式、升压式和升降压式等； ( 3 ) 按电路组成分，有谐振型和非谐振型； ( 4 ) 按控制方式分，有脉宽调制式、脉冲频率调制式和p w m 与p f m 混合式： ( 5 ) 按电源是否隔离和反馈控制信号耦合方式分，有隔离式、非隔离式和 变压器耦合式、光电耦合式等。 1 2 3 开关电源常用的拓扑结构 开关变换器的拓扑结构指能用于转换、控制和调节输入电压的功率开关元 件和储能元件的不同配置。它有两种基本类型：非隔离型( 在工作期间输入电源 和输出负载公用一个电流通路) 和隔离型( 能量转换是用一个相互耦合磁性元件 变压器来实现的，而且从电源到负载的耦合是借助于磁通而不是公用的电流) 。 开关变换器分为非隔离型开关变换器和隔离型开关变换器，常用的有逆变 型变换器、正激型变换器和推挽型变换器三种。 ( 1 ) 逆变型变换器一一推挽型、半桥型。 图卜2 和图1 - 3 分别表示推挽型和半桥型变换器。加在变压器一次绕组 上的是幅度为输入电压u i 、宽度为开关导通时间t o n 的脉冲波形，变压器二次电 压经二极管v d l ，v d 2 全渡整流后变为直流。 j 而 = u o _ 、。一 推挽型变换器 l 一 一 u 。 - - - 。- 。一 lv 0 2 l 。 图卜3 半桥型变换器 ( 2 ) 正激型变换器 如图1 - 4 所示，它是采用变压器耦合的降压型变换器电路。开关断开时， 变压器释放能量，能量通过二极管v d 3 和绕组n 3 反馈到输入侧。开关一断 开，绕组n l 中存储的能量转移到n 3 中。为了防止变压器饱和，在开关断开 期间内变压器必须全部消磁。 ( 3 ) 隔离型c u k 变换器 如图1 - 5 所示，开关断开时，电感l 1 的电流1 1 给电容c 1 1 充电，同 时c 1 2 也充电( 二极管v d 导通) 。开关s 导通时，二极管v d 变为截止状态， c 1 2 通过l 2 向负载放电。 v d 3 1 一 n 3 = lu i 乡厂 l 而 j _j v d 2 ： 。 图1 4 正激型变换器 c 1 2 i - 2 u 限j 酒札 蹄 一“ 图卜6 全桥型变换器 1 3 功率因数校正( p f c ) 问题的提出 直接接入电网的开关电源应用己经非常普遍，一般来说，其前置级a c d c 变换部分都采用二极管桥式整流加大容量电容滤波电路，如图l 一7 所示。工频或 中频交流电经整流桥转换为非稳的直流电，这种通用的整流方式仅当输入正弦 电压的幅值高于电解电容c 两端电压与整流器正向压降之和时，才从电网取电 流，故网侧输入电流的导通时间相当短，般不超过4 m s ，系统的输入阻抗很小， 等于电解电容的等效串联电阻及整流桥的正向动态电阻，故网侧输入电流的瞬 时值相当高( 约为输入电流有效值的2 3 倍) ，波形如图卜8 所示，呈现严重非正 弦性特征，在电容充电期间形成脉冲电流，其电流峰值高，谐波电流及波形失 真大，造成了功率因数低，一般仅为0 5 o 7 6 。而且开关电源由于受浪涌电流 和电流的瞬时峰值的冲击，系统可靠性受到了很大的影响，在设计中必须选用 技术指标高的元器件，最基本的如增加功率管的容量，增大保险丝、断路器及 传输线的规格等，这些都提高了开关电源整机的成本。 么么 - - c 8 d = 一 么z 图1 7 开关电源前置级 图i - 8 网侧输入电压和电流波形 同时，由于电流的t h d ( t o t a lh a r m o n i cd is t a r t i o l l ) ，用市电供电时，引 起电网的电压波形失真，三相电压不平衡，中线电流加大，对电网造成严重的 谐波污染和干扰，增加了损耗，浪费了能源；用柴油发电机供电时，对电站系 统产生很大的冲击，对发电机带来很大的危害。 除了对电力系统产生污染，电压和电流的谐波对通信系统还产生干扰，还 可引起仪器仪表和保护装置的误测量、误动作。随着用电设备日益增多，谐波 污染问题引起了越来越广泛的关注，使用有效的校正技术把谐波污染控制在较 小的范围已是当务之急。 1 4p f c 技术的发展 传统的功率因数概念是在线性负载( 如电阻、电感等) 条件下得到的，这时， 交流电路中的电压和电流为同频率的正弦波，相位差为，功率因数阡= c o s ， 最早由于使用大量交流电动机和各种电磁开关以及照明用电大量使用日光灯等 感性负载，对于功率因数校正( p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n 简写为p f c ) 技术的 研究，入们通常在感性负载两端并联移相电容，用容性无功功率补偿感性无功 功率。 进入上世纪八十年代以来，电力电子设备中开关电源、相控整流器等非线 性负载大量投入使用，给p f c 技术提出了新的问题，人们最初采用电感器和电 容器构成的无源网络进行功率因数校正，能使p f 值提高到约为0 9 。随着功率 半导体器件的发展，开关电源技术突飞猛进，有源功率因数校正( a c t i v ep o w e r f a c t o rc o r r e e t i 0 1 3 简写为a p f c ) 技术应运而生。1 9 8 6 年美国公布功率因数 等于1 的电源的专利，这是最早的较完整的升压式p f c 电路。八十年代是现 代有源功率因数校正技术发展的初级阶段，此间的研究工作主要是基于b o o s t 变换器，工作方式围绕连续导电模式或不连续导电模式的理论研究。 进入九十年代后，p f c 技术取得了长足的进展。有关论文不断出现，1 9 9 2 年以前的p e s cr e c o r d s ( i e e e 电力电子专家会议论文集) 上有关功率因数校正 技术的报道很少，自1 9 9 2 年起，p e s c 设立了单相功率因数校正技术专题，这 被看作是单相有源功率因数校正技术发展的里程碑，从此，不断有新颖的功率 因数校正原理、拓扑结构及控制方法出现。有源p f c 控制器由分体电路发展到 集成电路，p f c 技术由理论研究也逐渐发展到实用化，已有部分商业化产品出 现。 我国尽管p f c 技术研究起步较晚，目前仍取得不少进展。1 9 9 4 年有关学会组 织了p f c 技术的专题研讨会。小功率带p f c 的开关电源也开始进入实用阶段，个 别单位开始小批量生产，其p f 值达到o 9 9 。 我国从1 9 9 4 年3 月开始执行国家标准g b t 1 4 a 4 9 9 3 电能质量，公用电网谐 波，但对于电源工作者，能使所有开关电源都带p f c ，任重而道远。 1 5p f c 技术研究的意义 进入二十一世纪，p f c 技术的研究方兴未艾，特别在我国，对于这方面的要 求和标准规范还不健全，选择此课题研究的目的和意义具有如下几点： ( 1 ) 开关电源功率因数校正技术作为电源的门新兴技术，它的作用和重 要性已得到广泛的认可，如何提高功率因数己成为当今电力电子界的研究热点； ( 2 ) 提高功率因数是节省能源，提高电能质量保证电力系统安全稳定运行 的要求； ( 3 ) 针对谐波污染，国际上己制定了各种相关的标准和规定，以限制谐波 的危害，净化电磁环境，如m i l - s t d 1 3 9 9 ，b e l l c o r e 0 0 1 0 8 9 ，i e c 5 5 5 2 ，i e e e 5 1 9 等，其中i e c 5 5 5 2 标准自1 9 9 4 年起在欧盟国家全面实施，所有不符合此标准的 用电装置不准在欧洲销售。随着这些标准的强制执行，以及i c 厂家的积极努力， 推动了p f c 技术的发展： ( 4 ) 在用电设备中采用p f c 来提高功率因数，提高效率，减少了电源整机 成本，提高了可靠性，对于提高产品的竞争力具有十分重要的意义。 1 6 本课题的选题背景及研究的内容 经过过去几十年的发展，功率因数校正技术伴随着电力电子产品更加广泛 的应用已经日趋完善，其控制方法和手段也目趋灵活多样。目前，基于已有原 理或新原理下的新拓扑结构的提出、把其他类型变换器的新技术引入这领域 以及对于新拓扑结构采用新的控制方法，这些进展都在不断地丰富着功率因数 校正技术。随着社会的进步和人民生活水平的提高，对电能质量的要求也越来 越高。谐波限制标准的实施也进一步促进了高功率因数电源的研究。 但是，许多有源功率因数校正技术给电器设备带来了附加成本和复杂性， 这极大地限制着这一技术的广泛应用。比如高功率因数电子镇流器带来的过高 成本很大程度上妨碍了这个产品的推广应用。因此，高性能、低成本的功率因 数校正技术具有极大的市场潜力和应用前景。 本文主要研究内容也是在以上背景下产生的，包括如下： ( 1 ) 系统分析各种功率因数校正的基本工作原理和特点； ( 2 ) 从理论上分析和研究了u c 3 8 5 4 控制的p f c 电路的原理和应用； ( 3 ) 从设计到仿真，系统深入地研制基于u c 3 8 5 4 控制的有源功率因数校正 电路； ( 4 ) 深入地研究了基于u c 3 8 5 4 控制的s i f r i l l l i n k 仿真并对结果做了详细的 分析； ( 5 ) 分析p f c 技术的热点问题和发展方向。 第二章有源功率因数校正技术的原理及控制方法 2 1 功率因数校正概述 目前采用的功率因数校正( p o w e ff a c t o rc o r r e c t io i l ) 方法主要有 两种，有源校正和无源校正。无源校正网络是用电容，电感，功率二极管 等无源器件组成，主要是通过提高整流导通角的方法来减小高次谐波。它 虽然控制简单，成本低，可靠性高，然而体积庞大，难以得到很高的功率 因数。有源功率因数校正器可以得到很高的功率因数，而且体积小，但 是电路复杂，造价高，电磁干扰( e m i ) 大，平均无故障时间( m ib f ) 下 降。有源功率因数校正已广泛应用于开关电源，交流不问断电源等领域。 而有源功率因数校正( a c t iv ep o w e rf a c t o rc o r r e c t io n a p f c ) 电 路根据输入电压的不同，又可以分为单相和三相两类，三相a p f c 有着 些优点，如输入功率高，然而它的一个严重缺点就是三相之间的耦合问题， 控制机理比较复杂，本章主要介绍相对比较成熟的单相a p f c 。 2 1 1 功率因数的基本概念 功率因数p f 的基本定义是指交流有功功率p 与视在功率w 的比值， 如下式： dd p f = 二= 二一 ( 2 1 ) w u s x i m s 其中：u 。为电网电压的有效值，。为电网电流的有效值。 对于线性负载条件下，交流电路中的电压和电流为同频率的正弦波， 相位差为，功率因数表示为： p f = c o s( 2 2 ) 对于非线性负载条件下，交流电路中的输入电流为非正弦波，功率因 数体现为相位差和波形失真导致的总谐波含量( t h d ) ，此时，功率因数表 示为： 1 p f = 1 ： c o s ( 2 3 ) 1 + t h d 2 其中：为输入电流基波与输入电压间的相角。t h d 定义为： 成谐波电压，谐波电压叠加在电源的基波电压上就会引起电源电压失真 电源电压总谐波失真为： t h d = ( 2 5 ) 其中：u 。为电源的基波电压，u 为各次谐波电压。 2 1 2p f c 技术的分类 从不同的角度看，p f c 技术有多种分类方法。按电网供电方式可分为 单相p f c 电路和三相p f c 电路；按电路构成形式可分为无源p f c 电路和有源 p f c 电路。当今，市场上较多地使用单相高频开关电源，针对这种情况， 我们对单相a p f c 作一简单分类。 一般主要有两种基本的a p f c ，一种是变换器工作在不连续导电模式的 “电压跟随器”型( v 0 1 r a g e f o l lo w e r ) ：一种是变换器工作在连续导 电模式的“乘法器”型( m u l t i p l i e r ) 。另外还有磁放大p f c 技术、三电 平( t h r e e l e v e l ) p f c 技术和不连续电容电压模式( d c v m ) p f c 技术等。 还可以从采用的软开关技术的角度进一步对上述的两种模式的a p f c j j i 以 分类。 从软开关特性来划分，a p f c 电路可分为两类，一类是零电流开关( z e r o c u r r e l 3 ts w i t c h i n g 简写为z c s ) p f c 技术，一类是零电压开关( z e r o v 0 1 r a g es w i t c h i n g 简写为z v s p f c 技术。按欹开关具体实现方法还可进 一步划分，为并联谐振型( p a r a l le 1r e s o n a n tc o n y e r t e r ) 、串联谐振 型( s e r i a lr e s o r l a i q tc o n v e r t e r ) 、串并联谐振型( s e r i a lp a r a l l e l r e s o n a n tc o n y e r t e r ) 以及准谐振型( q u a s j r e s o l 3 a n tc o n v e r t e r ) 等 软开关谐振a p f c 技术。 从控制方法来分，a p f c 电路可以采用脉宽调制( p w m ) 、频率调制( f j l ) 、 数字控制、单环电压反馈控制、双环电流模式控制等多种控制方法。 2 1 3p f c 技术的基本原理 无源功率因数校正法是在a c d c 变换器的输入端增加无源元件，以补 偿滤波电容的输入电流，如在输入回路中串联电感器，限制输入电流的上 升率( d i d t ) ，延长导通时间，功率因数可以提高到0 9 。 无源p f c 技术电路简单，容易实现，但校正效果有限，在实际应用中 还受到体积、重量、性价比等各种因素的限制，目前主要在电力系统中有 些应用。 近年来，无源p f c 技术也有所发展，典型的新型无源p f c 技术就是利用 电容和二极管网络构成的填谷( v a l le yf i l l ) 方式p f c 整流电路，其基本 9 结构如图2 1 所示。当输入电压高于电容c 1 和c 2 上的电压时，两个电容处 于串联充电状态；当输入电压低于电容c 1 和c 2 上的电压时，两个电容处于 并联放电状态。由于电容和二极管网络的串并联特性，因此这种结构增大 了二极管的导通角，从而使输入电流的波形得到改善。 v z 抑托 一一c 1 一 s 0 3 基 d 二 d 2 _ 一卜j y l r _- zz zd 1 二二 c 2 图2 1 填谷方式p f c 整流电路 2 2 单相有源功率因数校正的分类 单相a p f c 可以分为两级a p f c 和单级a p f c 。 2 2 1 两级a p f c 两级a p f c 方案如图2 2 所示，两级指的是p f c 级和d c d c 级。方框 图如图2 - 2 所示 图2 2 两级p f c 方案 p f c 级使输入电流跟随输入电压，作用在于提高功率因数，后接的 d c d c 变换器使输出电压达到要求。前级的p f c 级可以是b u c k 、b o o s t 或 b u c k - b o o s t 等，但是由于b o o s t 电路本身的一些优点，比如电感适合 电流控制等，现在用的最多的还是b o o s t 拓扑。后级d c d c 可以用正激、 反激或其它电路拓扑。两级p f c 虽然功率因数校正效果比较理想，但是由 于用b o o s t 升压电路母线电压大于输入电压峰值，电容电压过高。另外由 于两级传输，从而使得控制复杂，传输效率较低，成本也较高，据统计， 使用两级的p f c 电路比不使用p f c 的电路成本上升15 ，这就限制了它 在中小功率场合的应用。 两级p f c 技术经过多年大量的研究，相对来说比较成熟，是最常用的方案。图2 3 为两级p f c 方案的方框图。 d c j d c 拓 图2 - 3 两级有源p f c 变换器方框图 图2 - 4 是个典型的两级p f c 变换器，前级p f c 级是一个b o o s t 变换器，后 级是一个r c d 箝位的正激变换器。 tr c 牛牝； ， nn 1 8 1 半c 。o ：i ： * 。? iis 2 1 hj 1 l 匕i v 叫一盘ih i 。厨i 一一蔓一 图2 - 4 典型的两级p f c 变换器( b o o s t 变换器+ 正激变换器) 两级p f c 方案具有优良的性能，如输入电流的总谐波失真度( t o t a l h a r m o n i cd is t o r t i o n ，t e d ) 一般小于5 ，功率因数可达0 9 7 0 9 9 或更高； 由于v b 近似恒定，d c d c 变换器可以被优化；但两级p f c 方案因为具有至少 两个开关管和两套控制电路，增加了成本和复杂度。 2 2 2 单级a p f c 2 0 世纪9 0 年代初，美国科罗拉多大学的研究人员等将前置级b o o s t 电路和后随级反激( f ly b a c k ) 或正激( f o r w a r d ) 变换器环节m o s f e t 公 用，提出了单级a p f c 变换器。它与两级方案相比，控制简单，器件的数 目减少，成本降低。因为它的控制是只是让d c d c 级快速稳定的输出，对 于功率因数则需要功率级自身获得，所以它输入电流有些畸变，但仍能满 足i e c l 0 0 0 3 2 对电流谐波含量要求。单级a p f c 变换器特别适用于小功 率场合。 ( 1 ) 典型的单级p f c 变换器 单级p f c 电路通常由b o o s t 变换器和d c d c 变换器组成，图2 - 5 ( a ) 由升压型p f c 级和正激式d c d c 变换器组合。有源开关v t 为共享开关， g 为缓冲电容，通过控制v t 的通断，同时实现对输入电流的整形和输出 电压的调制，电路工作波形如图2 5 ( b ) 所示。 _ i 5 v d 2、z w d _ j - 一_- i j 写v t = zl z c b 图2 5 典型的单级隔离p f c 变换器及其工作波形 如图2 5 ( a ) 所示，在单级功率因数校正变换器中，p f c 级和d c d c 级共用一个开关管和一个控制电路，通常控制电路用来控制d c d c 级获得 一个稳定的输出电压，无需对p f c 级进行控制。这样，就要求p f c 级本身 具有功率因数校正的功能。众所周知，电流断续模式( d c m ) 的b o o s t 变换 器在占空比固定时输入电流自动跟随输入电压，因此p f c 级工作在d c m 状态可以得到较高的功率因数。所以，将工作在电流断续模式的b o o s t 变换器和d c d c 变换器结合在一起，既可实现功率因数校正，又能够获得 稳定的输出。为了提高变换器的效率，d c d c 级一般工作在电流连续模式 ( c c m ) 。 ( 2 ) 单级功率因数校正变换器的工作原理 由于诸多单级p f c 电路拓扑都由这种基本的b o o s t 型单级p f c 变换器 演变而来，下面对b o o s t 型单级p f c 变换器的工作原理进行分析。 图2 - 5 给出了最基本的单级p f c 电路，该拓扑是由b o o s t p f c 级和正 激式d c d c 变换器组合而成。在该电路里，输入瞬时功率是不断变动的， 而输出功率要恒定，所以要加上一个缓冲储能电容c 。来平衡输入输出能 量，而正是这个储能电容给单级电路造成了不可避免的缺点。当负载变轻， 输出功率减少时，由于占空比只调节电压增益，占空比并不立即发生变化， 这样输入功率不变，这样多出的功率就要储存在储能电容cn 上，导致其 上电压升高。这时输出电压才有升高的趋势，控制电路开始工作，减少占 空比保证输出电压稳定，达到输入和输出的功率平衡，可以看出这是一个 动态过程，这样的平衡是以电容电压上升为代价的。 a 工作过程分析 图2 - 5 中，“。为交流输入电压，厶为b o o s t 电感，g 为中间储能电容， 曰为变换器负载，叽，为开关管v t 的驱动信号，曩为开关周期，口为占空 比。因为开关频率远大于交流输入频率，因此可假设在一个开关周期内 以。为恒定值，在一个开关周期内，电路工作过程： 状态1 ( t 。一t 。) ：v t 、v d ：和v d 。导通，v d 和v d ；截止，电源以c 给电感 多 厶充电储能，流过电感厶的电流线性增加，g 经过变压器向。( 7 和厅放 电。v t 在f - 时刻截至时电感电流达到最大值，即 k ：掣d 疋( 2 6 ) i r a 、= 0 ； i v d ，= i k ( 2 7 ) 状态2 ( f - 一：) ：v t 、v d 。和v ba 截止，v o ，和v d 。导通，以。和厶通过 v d - 给g 充电，负载亓两端电压由l 。和g - 储能维持。在t 。时刻，厶中能量 完全释放，电流为零。在此期间，有 t 吒一掣。一d 正) ( 28 ) i v d ，= i k ； i v d ，= 0( 2 9 ) 状态3 ( f 。一如) ：v t 、v dz 和v d 。截止，由于v d 的存在，l ，中的电流不 能反向而保持为零，即v b 。截至，v d 。继续导通，负载斤两端的电压由l 。 和f 储能维持。 b 输入电流分析 在状态1 和状态2 期间，b o o s t 电感l ，中能量完全释放，根据伏秒 平衡原则有 j ，a c d 五= p c b j ，a cj 尥五 ( 2 1o ) 整理得 耻精。 川 在一个开关周期内平均输入电流为 气协) 5 拉。q ，毋) 2 百i u s c d 2 瓦两g c b ( 2 1 2 ) 设f v a c l = j u p s i n o t l ，其中睇为输入电压的峰值，则 ”学慨丽g c b = 够辐 ( 2 1 3 ) 上式中：竺坐：口：u p 弘 u c 。 在单级p f c 变换器中，b o o s t 电感2 1 1 作在不连续导电模式下，在一个 开关周期内，占空l v , 恒定，输入电流被分解为三角脉冲波，电感电流峰值 将自动跟随输入电压。但是，这种通过电压跟随方式取得的电流波形并非 理想的正弦波，由于b o o s t 电感的放电时间受到储能电容电压的影响，因 此平均输入电流会呈现一定程度的畸变。由式2 13 可知，跟平均输入 电流之间存在一定关系，即很小，输入电流接近正弦波，接近1 ，电 流畸变严重。 c 功率因数表达式 输入电流有效值为 z l ( m ) 2厮1丽kpsin c o t 2 ( 2 14 ) 令z = f s i n c o t 石) d ( c o t ) ，则有 f f l i ( 珊s ) 2 妒辑 2 1 5 变换器平均输入功率为 鼻= 圭r i u a c h ( 。) d ( 研) = 扣印i r 嵩羔d 沏) - u p 厅k f l y ( 2 1 6 ) 其中y = j r 而s i n 2 c o t j 沏) 变换器功率因数可表示为 胛：上：、土y ( 2 17 ) u r | i l s i l ，( m s ) v 万x z 。 其中u r 。；u p j ，由式2 17 可见变换器功率因数跟也存在一定的关 系。 ( 3 ) 常见的单级p f c 变换器电路拓扑 a 基于反激式变换器的单级p f c 电路 图2 - 6 给出了基于反激式变换器的单级p f c 电路，该拓扑是由 b o o s t p f c 级和反激式d c d c 变换器组合而成。这是一种最基本的单级隔 离式变换器，与普通的a c d c 变换器相比，具有电压应力较高、损失较多 等缺点。因此出现了应用软开关技术来减少开关损耗和降低开关应力的新 犁单缀p f c 变换器，提高了变换器的转换效率。 4 a c 一 _ 2 。 一 il i ! v d _ z 二v d ， d _ f - c b一_ 。 s j l v t= 2 圈一 图2 - 6 基于反激式变换器的p f c 电路 b 带有源筘位和软开关的单级p f c 变换器 基于反激式变换器的单级p f c 的一个缺点就是电压应力过高，开关损 耗大。应运而生的一种用有源箝位和软开关技术来减小单级p f c 变换器的 开关损耗和电压应力的电路拓扑如图2 7 所示。 a 一一 ji l ，v d l l 1 ： z 、 ，v 。z 。l 1 ： 一 u 。j _ c c 一_ _ 三i zlz 。刊与 习= c b 1 v t 卜 = 图2 7 带有源钳位和软开关的b o o s t 反激单级p f c 变换器 图中，v t 。为主开关，v t 。为辅助开关。c 为筘位电容，g 为储能电容， g 为开关v t 和v t ：的寄生电容以及电路中其他的寄生电容之和。b 0 0 s t 单元工作在d c m 下，保证有高的功率因数；为避免d c m 有较高的电流应力， f 1y b a c k 设计为c c m 。由于g 非常大可以认为其上电压在一个开关周期不 变，可以把电路分为b o o s t 单元和带有源钳位的软开关反激电路两个单 元，两个单元的工作情况可以单独进行分析，如图2 - 8 所示。采用有源筘 位和软开关技术限制了开关的电压应力，再生了储存在变压器漏感中的能 量，由于二，和的谐振为主开关管v t 。的开通创造了软开关开通条件。而 ，和c 的谐振为辅助开关管创造了软开关开通的条件，由于g 的存在使 v t 或v t ：关断时其电压上升相对缓慢，在一定程度上减少了开关管关断 时的损耗，提高了变换器的效率。主开关管两端的钳位电容c 使得开关 管关断时两端电压被限制不会过高，降低了电压应力。这种拓扑的主要问 题就是引入辅助开关管，增加了器件和成本。 a r 。 b 8 囱尺 ( a ) b o o s t 单元( b ) 有源钳位和软开关单元 图2 8 带有源钳位和软开关的b o o s t 反激单级p f c 变换器两个工作单元 c 并联反激式p f c 交换器 在单级p f c 电路中由于能量经过p f c 级和d c d c 级的两次传输，单个 开关管必须同时流过p f c 级和d c d c 级的两个电流，效率和输出特性都不 理想，为了解决这些问题有人提出了并联p f c 的构想，如图2 - 9 所示，给 出了一种单级反激p f c 变换器的拓扑，当输入功率高于输出功率时，输出 功率直接由输入提供，当输入功率小于输出功率时，少的那部分能量由储 能电容提供，这样就减少了二次传输的能量。根据计算有6 8 的功率是一 次传输的，两3 2 的功率是通过储能电容二次传输的，这样就减少了能 量损失。图2 1 0 为该方法的功率流图，p 。经过两次功率变换到达输出， 其余部分p 经过一次功率变换达到输出。 2 _ f m 7v d ， o lzi ! 二v d 3 f