（电力电子与电力传动专业论文）300kmh动车组辅助逆变器并联控制技术研究.pdf

a b s t r a c t a b s t r a c t ：w i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to fh i g h - s p e e dr a i l w a y , t h ee m u b c c o m 懿 m o r e 甜l dm o r ei i l l p o f t 锄ti nt r a c kt r a n s p o r t v e h i c l e a sa l li m p o r t a n tp a r to fe m u ，t h e l i a b i l i t 、，0 fm ca u x i l i 哪i n v e r t e ri s e s s e n t i a lt ot h eo p e r a t i o no ft h ew h 0 1 e v e h i d e i n o f d c rt oi i l c r e a s et h el i a b i l i t yo fv e h i c l ea u x i l i a r yp o w e r s y s t e m ，a na u x i l i a r ym 删c r p a r a l l e ls c h 锄ei sp r o p o s e d i nt h ep a p e rt oi n c r e a s et h ew h o l ec a p a c i t ya n ds t a b i l i t yo f e m u p o w e rs y s t 锄 f i r s t l y ，a c c o r d i n g t 0t h ee m ua u x i l i a r yi n v e r t e rt e c h n o l o g y i n d i c a t o r s ，as l n 掣e 删i 哪曲e 岫h a s b e e i l d e s i g n e d ，i n c l u d i n gt h em a i n c i r c u i td e s i g na n dc o n 昀l c i r c u i td e s i g n 一 s e c o n d l y ，o nb a s i so fp a r a l l e le q u i v a l e n tc i r c u i to f i n v e r t e r , t h ep a p e ra n a l y z e st h e p f i n c i p l eo fp a r a l l e l i n v e r t e rs y s t e ma n dd e v e l o p sm a t h e m a t i c a l m o d e i sa b o u ti t c i r c m a t i n gc u l 瑚tc h a r a c t e r i s t i c so fp a r a l l e ls y s t e m ，d i s t r i b u t i o nc 0 n 们l o fd i s t o m o n p o w a n dc h a r a c t e r i s t i c sa b o u tc l o s e dl o o pr e g u l a t i o no fv o l t a g e a 坞a l s op m p o s e d ， 尚c hh a sl a i d at h e o r e t i c a lb a s i sf o rt h es y s t e md e s i g n a n dc o n t r o ls 仃a t c g ) ，o l f o l l o w - u p s e c t i o n s 嘶地舢池g t ot h ec h a r a c t e r so fv e h i c l ea u x i l i a r yp o w 盯s y s t 锄，s 吖洲 p o p u l a ri n v e r t e rp a r a l l e lc o n t r o ls t r a t e g i e s a r ea n a l y z e d ，a d v a n t a g e sa l l dd l s a d v 肌t a g e s o fe v e r ys t r a t e g yf o rv e h i c l ea r eg e ti n t h ep a p e r t h e na na d v a n c e ds t r a t e g y 打o m m a s t 胁s l a v es t r a t e g yi sp r o p o s e di n t h ep a p e r t h es t r a t e g yh a sas p a r em a l n1 n v 锄瓯 帆m em a i ni n 删日i sa b n o r m a l ，t h es p a r em a i ni n v e r t e ru n d e r t a k e s t h em a ml 愀7 s w o r k t h es 仃a t e g yc 撕e so u te v e r yi n v e r t e rm o d e l so u t p u tp h a s es y n c h r o n o u s w l t n o l l es v n c h r o n o u sp u l s ea n da c h i e v e so u t p u tv o l t a g es t a b l e ，o u t p u tc u 盯e n t 。s h a d n g o f e v e r vi n v e 衄m o d e lb yo u t p u tv o l t a g ei n s t a n t a n e o u sf e e d b a c kd u a l _ l o o p c o n t r o la n d c u r r e n t s h a r i n gc o n t r 0 1 f i n a l l v s i m u l “o nr e s e a r c ho f as i n g l ea u x i l i a r yi n v e r t e ra sw e l la sp a r a l i e i s v s t 哪sh a v eb e e nc a r r i e do u tb yu s i n g m a t l a b 7 0s i m u l a t i o ns o 胁a r e t ov e n t yt h e r a t i o n a l i t y o fas i n g l ea u x i l i a r yi n v e r t e rd e s i g na sw e l la st h ef e a s i b i l i 。yo f t h i sa n i c l e p r i 叩o s e sp a f a l l e lc o n t r o ls t r a t e g y , w h i c h i sar e f e r e n c et ot h ee m ua u x i l i qi n v e n e r k e y w o r d s ：a u x i l i 州i n v e r t e r ；p a r a l l e l ；s y n c h r o n o u s ；c u r r e n t - s h a f t n g c o n 仃0 l ； m a t l a b ；s i m u l a t i o n c i a s s n o ：t m 4 6 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书 而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：王爻军 签字日期：2 p 口7 r 年6 月巧日 6 2 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国 家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：王久7 - 签字日期：2 ”7 年月为1 7 1 导师签名：i 匀扔j 鹏 签字日期：2 d 7 年；月7 尹日 致谢 本论文的工作是在我的导师汤钰鹏副教授和陈明惠高工的悉心指导下完成 的。本论文从最初题目的确定、研究到最后定稿完成，其中每一环节都离不开汤 老师和陈老师认真细致的指导。他们严谨的治学态度、精湛的学术造诣、新颖的 学术思想以及渊博的知识使我在研究生阶段的学习和科研中受益匪浅。汤老师不 仅在专业知识学习上和科研能力上给我很多的帮助，还在工作和生活上给予了我 极大的关怀和无私的帮助。在长春轨道客车股份有限公司期间，陈老师丰富的实 践经验和专业知识令我崇敬，对我孜孜不倦的指导和教诲，以及生活上给予我的 帮助令我感动。能够作为汤老师和陈老师的学生，我感到非常的荣幸。在此论文 完成之际，作者特向敬爱的汤老师和陈老师致以最诚挚和最崇高的敬意。 在长春轨道客车股份有限公司实习期间，常振臣部长对于我的科研工作提出 了宝贵的意见；陈国丰、王铁胜等同事对我的研究工作给予了热情的帮助，在此 表示衷心的感谢。 在实验室工作及撰写论文期间，实验室的刘宏亮、张晔、刘承宗、李丽娜、 张瑜、王萌萌等师兄、师妹和同学们给了我无私的帮助，使我在实验室里感受到 了家一样的轻松和温暖。这些都是我的学业和毕设得以顺利完成的重要因素。在 此也向他们表示真心的感谢。 最后要感谢我的父母和家人，j 下是他们的支持才使我能够安心完成学业。还 有我的朋友以及电气学院所有帮助过我的老师和同学们，祝好人一生平安。 1 1 选题背景及意义 1 引言 本论文是以长春轨道客车股份有限公司3 0 0 k m h 动车组为项目背景，重点研 究3 0 0 k m h 动车组中辅助逆变器的并联控制方法，以提高动车组辅助逆变器的供 电可靠性。 根据我国国情，要缓解铁路客运的紧张局面，同时又要解决旅行速度快、安 全、能耗低、土地占用少、环境污染小、运输能力大等问题，因此在我国修建高 速铁路就显得很有必要【l 】。为了适应高速铁路的发展，研制高速动车组就成为必 然的需求。由于高速动车组具有安全高效、节能环保等优势，因此得到了许多国 家的认可。在国外，高速动车组的研制已经达到了很高的水平，并已投入商业运 营。但在我国还是处于刚刚起步的阶段，经过近几年的研究与实践以及对国外技 术的引进、消化和吸收，高速动车组的国产化率越来越高。在我国，现阶段高速 铁路进入了大规模发展时期，自我发展与引进、消化和吸收国外先进技术齐头并 进的同时，大力发展拥有自主知识产权的高速动车组将是我国高速铁路发展的必 由之路。 作为3 0 0 k m h 动车组辅助供电系统的一部分，辅助交流电源主要提供稳定的 单相2 3 0 v 三相4 4 0 v ，6 0 h z 交流电供空调机组、通风装置、空压机、电加热器、 客室照明等交流辅助负载使用。早期的电力机车辅助电源采用旋转辅助发电机组 供电方式，存在体积大、重量大、噪声大、效率低及维护工作量大等诸多缺点。 随着电力电子技术和计算机控制技术的发展，出现了采用电力电子技术的静止逆 变器。它可以提供幅值及频率稳定的交流输出电压，且具有损耗小、噪音低、体 积小、集成方便、易于维护等优点，进而可以提升机车车辆的整体性能，成为现 代机车车辆辅助交流电源的必然选择【2 】。 目前，国内多家科研单位已进行了车辆辅助逆变电源的研究，如铁道科学研 究院、株洲电力机车研究所。但这些辅助逆变电源均为单机运行，逆变器容量较 大，可靠性不高。因此，为了提高动车组辅助供电系统的供电可靠性，为辅助供 电提供冗余，可将多台辅助逆变器并联运行。当一台逆变器出现故障时，其他逆 变器仍可以正常运行，继续为辅助交流负载供电，使其仍可以正常工作，增加了 系统的可靠性。同时，多台逆变器并联运行，减小了单台逆变器的输出容量要求， 进而减轻了逆变器功率器件的应力。 1 2 辅助逆变器的总体要求、构成及特点 采用静止逆变器的现代辅助逆变器的单台额定容量一般都在几十至二百多千 伏安之间，属于中小功率的“直交型变流器。辅助逆变器通常需要满足如下基 本要求【2 】【3 】： ( 1 ) 输出电压为三相四线制，输出电压和频率满足规定的精度要求。 ( 2 ) 在宽输入电压变化范围内，输出额定容量的工作能力。同时，输出电压与 频率应能满足额定负载容量的正常工作能力。 ( 3 ) 输出电压为正弦波形或准j 下弦波形。在整个输入电压范围内，辅助逆变器 输出电压的总谐波含量( t h d ) 都要求小于规定值( 一般1 0 ) 。 ( 4 ) 负载突变能力。具备允许空调压缩机、通风机、空压机等负载直接启动和 切除的能力，并且其输出电压的瞬时变化不超过规定值及在规定的时间内恢复稳 定，以满足在带有部分负载的情况下空调机、通风机、空压机等负载频繁投切的 要求。 ( 5 ) 安全性。装置直流输入与交流输出间通过变压器隔离，并且具有良好的接 地，以保证人身和设备的安全。 ( 6 ) 噪声低，以保证乘客乘车的舒适性。 ( 7 ) 一定的冗余度。一台辅助逆变器故障时，在切除部分负载的条件下，正常 工作的辅助逆变器应可同时向故障辅助逆变器的负载与正常辅助逆变器的负载供 电。 ( 8 ) 电磁兼容性。辅助逆变器在各种负载条件下产生的电磁干扰( e m i ) 不能干 扰列车其它设备的正常运行，辅助逆变器输入端的各种频率下的等效干扰电流不 能超过允许的e m i 限制值，以避免辅助逆变器对轨道电路的干扰。 随着电力电子技术和计算机控制技术的发展，采用静止逆变器的现代辅助逆 变器有如下主要特点p j ： ( 1 ) 高频化。早期的辅助逆变器采用的功率器件有品闸管、功率晶体管和g t o 等，这些功率器件开关频率较低。随着i g b t 的出现，器件的开关频率大大提高， 可达2 0 k ，这大大减小的滤波装置的体积，减小了散热难度。同时，i g b t 的驱动电 路简单，自我保护能力强，控制方便，这些特点都大大增加了辅助逆变器的可靠 性。 ( 2 ) 模块化。辅助逆变器的模块化设计可以提高整个系统的集成度，减少成本， 且易于维护，维修方便。同时，模块化设计可以使辅助逆变器适应不同车辆的要 求，提高了通用性。 ( 3 ) 数字化。随着计算机技术的发展，辅助逆变器采用数字控制，应用d s p 、 2 单片机等微型计算机作为控制器，提高了响应速度和处理精度。例如，t i 公司的 t m s 3 2 0 f 2 8 1 2 型d s p 系统时钟频率可达1 5 0 m h z ，这使得控制器具有很强的实时 控制能力，从而提高了控制精度。控制器的数字化使得辅助逆变器的输出电压在 幅值和频率的精度上可满足更高的要求，从而使各种车辆负载在车辆中得到可靠 应用，也使得系统在突发故障时保护措施更可靠，提高了系统的稳定性。 静止式逆变器的发展已经有很多年，随着电子技术的飞速发展，采用静止逆 变器的现代辅助逆变器也发展了多种主电路结构形式【2 l 【4 】： ( 1 ) 1 2 脉冲逆变器结构。采用1 2 脉冲控制技术的辅助逆变器，其开关频率只 为基波的3 倍，输出滤波器小，却可获得优良的正弦波输出。其开关频率低的特 点，使得它特别适用于对e m i 和损耗要求很高或是基波频率较高的大功率辅助逆 变器。由于1 2 脉冲逆变器电路需要两个逆变器与输出变压器，存在电路结构复杂， 开关元件数量多，输出变压器复杂的缺点。 ( 2 ) 多重逆变器结构。电路由滤波电容将得到的直流输入电压均分，再由各逆 变器逆变为交流p w m 波电压。由于每重逆变器的功率和输入电压平均分配，逆变 器装置功率小、电压低、开关元件电压与电流额定值小，因此它特别适用于输入 电压高的大功率辅助逆变器。但多重逆变器电路需要多个逆变器、输出变压器和 滤波器，存在电路结构复杂、部件和开关元件数量多的缺点。 ( 3 ) 三电平逆变器结构。采用三电平控制技术的辅助逆变器，在使用低电压等 级开关元件及低开关频率下能得到高次谐波成分少的j 下弦波输出电压，所需的输 出滤波器也小，并能构成高压、大功率辅助逆变器。但三电平逆变器电路所需的 开关元件是其它类型逆变器的两倍，同时还增加了6 只二极管，存在逆变器设计 和控制复杂的缺点。 ( 4 ) 二电平逆变器结构。输入电压直接通过二电平逆变器逆变为高频交流p 1 】| m 波电压，经过交流滤波器滤波，接近正弦波的电压施加到变压器，进行变压后得 到正弦波电压输出。与以上几种电路结构相比，由于采用二电平控制技术的辅助 逆变器主电路结构简单，电路元件少，体积更小，重量更轻，更好的利用了i g b t 元件工作频率高的优点，在现代机车车辆中得到了最广泛的使用。 1 3 辅助逆变器并联系统的基本技术要求 当单台辅助逆变器设计满足要求，为了使供电系统有一定的冗余度，需要将 多台辅助逆变器并联运行。逆变器并联最基本的要求是每台逆变器输出电压的幅 值、频率、相位、相序、波形一致，以满足稳态下各逆变器的输出均涮5 1 。除此之 外，辅助逆变器的并联系统还应满足如下要求： ( 1 ) 单台辅助逆变器正常启动后可自动并入并联系统；且在运行过程中当单台 逆变器出现故障时，可自动从并联系统中切除，其他逆变器继续正常工作，为辅 助负载供电。 ( 2 ) 因空调机、通风机、空压机等辅助负载投切非常频繁，应保证辅助负载投 切时每台逆变器输出均流。 ( 3 ) 并联系统出现输出过流、过压等异常状态时可以迅速采取保护措施，且尽 量保证正常供电，以保持整个系统的稳定性。 在保证了单台逆变器输出及并联性能均满足要求后，动车组辅助逆变器并联 系统才能为辅助负载提供可靠的供电。 1 4 逆变器并联技术的现状与发展趋势 世界上许多国家( 如日本、美国、德国、荷兰等) 的逆变器公司在逆变器的并 联控制技术方面已经做了大量的工作，并有一系列的产品投入了实用。目前，这 些品牌的逆变器并联控制技术的特点及发展表现在以下几个方面【6 j ： ( 1 ) 可并联单元数增多，以多种途径实现高可靠并联运行。目前，几种知名品 牌的逆变器如西门子、三菱、东芝、a p c 等公司可以实现并联运行，但最大并联 单元数不超过1 0 个，因而并联单元数的增多是今后的发展趋势。而并联系统控制 方式呈现多样化，其中只有少数公司产品采用无互联线独立控制的并联方式，而 其他公司多以主从控制或分散逻辑控制方式为主。 ( 2 ) 采用新型的逆变器控制策略。以往对逆变器的研究侧重于新型功率器件实 现高频开关和s p w m 控制，减少滤波器尺寸，通过滤波器的优化设计，实现其输 出低阻抗，从而达到抑制输出波形失真和改善负载适应性的目的。在新型功率开 关器件技术逐渐成熟之后，为了进一步提高逆变器的动态和静态特性，相应提出 了许多新的控制方法，如瞬时电压控制基础上的电流前馈控制、滞坏电流控制、 无差拍控制等，这些新型控制方法在很大程度一卜提高了逆变器的各项性能指标。 ( 3 ) 采用高频链结构技术。为完成逆变器的并联、提高逆变器的性能和减小逆 变器的体积，大多采高频链结构技术。逆变器内减少了工频变压器，装置的体积 重量大为减轻，同时也节约了成本，减少了装置的复杂性。 ( 4 ) 采用全数字化控制技术。为了提高系统的控制性能和完成并联控制的复杂 算法，逆变器的控制一般应采用全数字化控制方案，如应用单片机或数字信号处 理器d s p 完成系统的检测、运算和控制。数字化控制技术使得各种复杂的控制策 略容易实现，而且使设备的体积、重量进一步减小，性能更为提高。 我国在逆变器并联技术方面的研究起步甚晚，而且还没有形成国产的系列化 4 产品，大多以合资的形式投入市场。因此在逆变器的并联理论和控制策略的研究 方面还需要做大量的工作。 1 5 本论文的主要研究工作 根据动车组辅助逆变器并联系统的发展背景及设计要求，本文重点研究了逆 变器并联的控制策略。本文的主要内容包括以下几个方面： 1 引言。主要介绍了本论文的研究背景以及研究意义。 2 单台辅助逆变器设计。单台辅助逆变器性能设计的优劣将直接影响并联系 统的性能，所以单台辅助逆变器的设计就显得尤其重要。主要包括主电路设计和 控制电路设计，以得到单台可稳定输出的辅助逆变器。 3 逆变器并联运行系统模型分析。主要针对逆变器并联系统，在逆变器并联 系统等效电路的基础上对逆变器并联系统的并联原理、数学模型、环流特性、功 率特性、闭环电压特性进行了详细深入的分析，为后续章节的系统设计和控制策 略奠定了理论基础。 4 现有逆变器并联控制策略分析。通过比较现有的并联控制策略，分析这些 控制策略应用于动车组辅助供电系统的可行性。 5 辅助逆变器并联控制策略。根据对现有并联控制策略的分析，确定辅助逆 变器并联系统所采用的控制策略。 6 仿真研究。利用m a t l a b 7 0 仿真软件对单台辅助逆变器及并联系统进行仿 真研究，从理论上验证本论文所提出的并联控制策略的正确性。 7 结论。对前面工作进行总结，并提出有待改进的地方。 2 单台辅助逆变器设计 单台辅助逆变器性能设计的优劣将直接影响并联系统的性能，所以单台辅助 逆变器的设计就显得尤其重要。其主要设计包括主电路设计和控制电路设计。 2 1 技术指标 单台辅助逆变器的主要设计技术指标为【7 】： 额定输入电压：d c 3 0 0 0 v 电压波动范围： d c 2 7 0 0 v d c 3 6 0 0 v 输出交流电压：4 4 0 v 输出电压偏差( 静态) ：4 - 5 输出电压偏差( 动态) ：4 - 2 5 频率偏差：4 - 1 h z 输出频率： 6 0 h z 输出功率： 1 6 0 k v a 逆变效率：芝9 0 谐波含量： 峨的高频段， 一( m ) * ( 噱，m ) 。，l ( 砷“- 4 0 1 9 0 0 - 困此，其频幅特性的低频段渐近线是一条零分 f i g u r e2 - 5v o l f a 由图2 - 5 ，在 电感上能量守恒， s t e a d ys t a t e 保持不变，由 a v t , = ( 2 e 一，) ( 霉一) ( 2 - 5 ) 其中a v = e 一匕，e 为直流母线电压。 则的表达式如式2 - 6 所示： f l ：等互( 2 - 6 ) 2 e 在时间内流过滤波器电感的脉动电流她的表达式如式2 - 7 所示： 瓴一a 三v t l = ( e - v o ) ( e + v o ) t 。= 型22l2 e2 e l z( 2 7 ) 三 、7 从上式可以看出当v o = o 时，电流脉动最大。最大脉动电流t 一的表达式如 式2 - 8 所示： k = 鲁= 去 倍8 ， 由式2 8 可以看出，滤波电感上的最大脉动电流屯一和滤波电感量三成反比， 已知直流母线电压e 和开关管的开关周期霉后，即可根据三值控制最大脉动电流。 结合式2 4 和式2 8 ，最后选取的滤波电感和电容的值如下： 滤波电感：l = 1 2 m h 滤波电容：c = 8 4 4 t f f i g u r e 2 - 6t h er e l a t i o n s h i pb e t w e e nl o a da n dd a m p i n g r a t i o 由于阻尼比f 为： f = 去后 仁9 ， 1 2 在滤波器l 和c 确定后，根据上式画出负载r 和n n l t 6 的关系，如图2 - 6 所示。 2 3 控制电路设计 图2 7 电压瞬时值内环反馈双环控制框图 f i g u r e 2 - 7d o u b l e - l o o pc o n t r o lb l o c kd i a g r a mo ft r a n s i e n tv o l t a g ei n n e rl o o pf e e d b a c k 开发一种好的辅助逆变器不仅需要设计优化的主电路，而且还必须有良好的 控制电路【1 0 1 。依据本文所采取并联控制技术的特点( 选择原因将在第5 章中详细 介绍) ，本课题中采用电压瞬时值内环反馈双环控制，如图2 7 所示。内环为瞬时 值环，外环采用有效值环控制。这样，内环通过瞬时值控制获得快速的动态性能， 保证输出电压畸变率较低，外环使用输出电压的有效值控制，可以保证输出电压 有较高的精度，稳定性好【l i 】【1 3 】【1 4 1 。 上面逆变系统对应的结构框图如图2 8 所示： 图2 - 8 逆变器控制结构框图 f i g u r e 2 - 8i n v e r t e rc o n t r o lb l o c kd i a g r a m 图中g ( s ) 为被控对象，其中墨m = e 为逆变桥的等效增益， r ( l c r s 2 + 三s + 尺) 为l c 滤波器传递函数。日。( j ) 和见o ) 分别为内环和外环 1 3 的p i ( 比例积分) 控制器。输出电压经过有效值计算后，将得到的有效值与给定 参考信号的有效值进行比较，得到的误差信号经过外环丹调节器后的输出作为内 环参考正弦波的幅值，这个幅值乘以单位正弦波后作为内环给定信号。内环给定 信号与输出电压瞬时值比较，得到的误差信号经过内环调节器运算，得到内环 的控制信号。最后这个控制信号被送入p w m 发生器，与三角载波调制比较后产生 的p w m 信号经驱动电路后对逆变桥的半导体开关i g b t 进行控制。 2 3 1 瞬时值内环设计 图2 - 9 瞬时电压内环控制框图 f i g u r e 2 - 9b l o c kd i a g r a mo ft r a n s i e n tv o l t a g ei n n e rl o o pc o n t r o l 由逆变系统控制结构框图2 8 可以得到瞬时电压内环控制框图，如图2 - 9 所示。 从图中2 - 9 可以看出，内环被控系统的开环传递函数为( 反馈系数k 取1 ) ： ) = 丽 ( 2 1 0 ) 从上式可以看出，被控系统是个二阶振荡环节。滤波器的转折频率为： z2 石面1 ( 2 - 1 1 ) 内环采用的是丹控制器，在没计用控制器的参数时，把尸，控制器的零点设 置在滤波器的转折频率处，即： z 2 杀嚣2 丘o o h z q 。2 其中，k ，p 、k ，分别为内环控制器的比例和积分系数。 接下来要确定的是补偿后的穿越频率五。在图2 1 0 中画出了补偿前后幅频特 性的示意图。其中曲线1 为补偿前被控系统的幅频特性，曲线2 为仃控制器的幅 频特性，曲线3 为补偿后的幅频特性。从曲线3 中可以看到，补偿后的幅频特性 在低频段以一2 0 d b d e c 下降，过了滤波器的转折频率式后以4 0 d b d e c 下降，保证了 对高频段的衰减。 1 4 a j 3 | 芝_ 絮卜4 0 曲触ck - 2 0 蕊港：厂 - 4 0 d b d e c 图2 - 1 0 补偿前后幅频特性不恿图 f i g u r e 2 1 0c o m p e n s a t i o nb e f o r ea n da t t e rt h ea m p l i t u d e - f r e q u e n c yc h a r a c t e r i s t i cd i a g r a m 在确定穿越频率厶时，如果穿越频率选得比较低，则在低频段的增益比较小， 会影响系统的快速跟随性能；如果穿越频率比较靠近滤波器的转折频率，则在低 频段能得到比较大的增益，改善系统的快速跟随性能。但另一方面从图2 - 4 中可以 看到，如果穿越频率靠近滤波器的转折频率，在阻尼比f 小( 逆变器空载或轻载) 的情况下，转折频率及其邻近频率的增益有可能大于l ，同时如果穿越频率靠近滤 波器的转折频率，也会使补偿后的相位裕度y 变小。从上面分析可以得到下面结论： 穿越频率往低频靠，可以提高系统的稳定性，但会使快速跟随性能变差：如果穿越 频率往滤波器转折频率移，可以改善系统的快速跟随性能，但会使系统不稳定。 所以在确定穿越频率时，应在系统稳定性与系统动态响应中得到一个比较折衷的 选择。在本课题中选穿越频率为转折频率的四分之一，所以有： 厶= = 1 2 5 h z ( 2 - 1 3 ) 补偿后的内环传递函数为： g l = 堕笋历叁毪鬲 ( 2 - 由于在穿越频率处，丌环增益为1 ，再结合式2 1 2 可以得到： 墨! ：5 0 0 2 7 t k l p 邋sl：c：rj!slr f，：，：。：，= 2 + j + 1 ， ( 2 1 5 ) 式中r = 7 6 f 2 ，= 1 2 m h ，c = 8 4 4 t f ，k p ，。= e 吆= 3 0 0 0 ( 在设计时把 三角载波的幅值当成1 ) 。 由式2 1 5 可以解得内环控制器的参数为： k p = 7 6 5 x 1 0 5 ，k ，= o 2 4 所设计的内坏肼控制器如式2 1 6 所示： e ( s ) ：7 6 5 x l o - s s + 0 2 4 ( 2 - 1 6 ) 。 墨 根据上面设计的内环用控制器，可以画出系统补偿前后内环开环传递函数的 波特图，如图2 1 1 所示。上图中，曲线l 为补偿前被控系统的幅频特性；曲线2 为用控制器的幅频特性；曲线3 为补偿后的幅频特性。下图中，曲线1 为补偿前 被控系统的相频特性：曲线2 为肼控制器的相频特性；曲线3 为补偿后的相频特 性。由相频特性图的曲线3 可以读出补偿后内环开环的相位裕度为9 6 5 。由于相 位裕度y = 9 6 5 。 0 ，相位裕度为正，所以闭环系统稳定。 ： 。；ji 1 j ；j o j 。 -，；- 、“ j ! ；i ； 。_ _ ，：i ： ： 辩簧蚕 ： j 一? ： ! - 刊 - 荨： ，? ： 兽| ， 吣 。 ? 一ii j -_ 、0 - 、k 0 o k 土i ! _ = 二二二k 、 h 、 _-。j 。， ： i ： 。 、i - ： 。_ ： 一 ： 一 7 1 一 - _ 、j j + - - 一f - 1 ： 、j ：彰篪貔黝孕鬻猢僦黝孽燃算籀绣弦荔鹱黝臻搿潲彰野黼|徽线黝貉# 缀搿罐霸辩黝弱燃臻；二自灞| 氨“e ) l i ：砖珏簿翟铭彰瓣蓦谚彩l 巍缢釜盥泛 ：j _u- 一一一一_一- “ k 、 ，r 1 ；、 ，一， 卜 一一t 一一。f_ 133 ： | - - j 。*“-h 。弋 l 3 - 扣 拶 ： l i7 j j 舅 b ： 7 j 。：三 s 7 j j。 、矛 。i t 毋 。? o “j 。jj 。? j j 。? 誊s ；鹣? i 知葛瓿i 甚j t ：j i i ? 鼍i ? r 蠢? f 7 5 ；、? ? 。瓷一j ? i 。t 转碡弗唯锋鸹尚避? lj # ；z 0 盘i 二l ”j ，| 蠢? ? 。2 t ，j ? “h 稿j ：毒_ t 图2 11 系统补偿前后的波特图 f i g u r e 2 - 11c o m p e n s a t i o nb e f o r ea n da f t e rt h es y s t e m sb o d ep l o t 瞬时值内环加入控制器后的闭环传递函数为： g 7 l + 日。( j ) g ( s ) k 刖。尺k l p j + 足，。r k l ， ( 2 一1 7 ) c r 。s 3 + l s 2 + ( r + k 舯。r k i 尸) s + k p 。r k i ， 由此，可以画出补偿后内坏闭坏传递函数的波特图，如图2 一1 2 所示。 1 6 鬟熏惹爱鬈嚣黧嚣鬣赫霞黧瑟鬈震黧黧蒸纛爨篇赫蕊巍氟搋篇矗謦。吲牮戮，f ：i 戮；勘蹴；么i 施磊_ r 缀：如麓# 聃l = | ；二藏自幺貔蠹： 幺盔磊磊露幺施瑚糍z ：磊磊蕃i 弘；凝誊荔i 熟磊菇蠹：；菇蠹稿蹴，僦 ? 鉴 _p ，。 。 。p - 一- _-。_ 。0 、 *_-+ k 俐棼糍蔫辫磁兢“剜瓣g 描；译谚籀荔臻黝自缴搿女s ：潞黔蕊= i 尊赫搿群翳棼麓荔燃+ ；j 渤鞠魄拢渤赫女渤玩爱鬣臻磁 b ，- ，h 一 - 。， 整 0 ；i i 1 j 量叫冲。j 。? i 。j 。7 。j 。碌。川“。：。7 ? j| 1 j 挚。j；”i 警i j | 、：辨f 鸯j 鼍+ j j i 一“j | “。j 。糍。幺。么奴：i 磊旋i 垂璺_ 勰氨名；么癌艺磊i ：么羹：磊彤，i 髀妻燃奠a i ，磊；女么勃旋藏赫i 施垂蠡磊# 玉施垂i i 劈锄：磊施i 乏 磊磊 图2 1 2 内环闭环传递函数的波特图 f i g u r e 2 - 1 2b o d ep l o to f i n n e rc l o s e d - l o o pt r a n s f e rf u n c t i o n 2 3 2 有效值外环设计 图2 一1 3 有效值外环控制框图 f i g u r e 2 - 13b l o c kd i a g r a mo fr m sv a l u eo u t e rl o o pc o n t r o l 在设计有效值外环时，以瞬时电压内环闭环作为被控对象，有效值外环的控 制框图如图2 1 3 所示。外环的参考值是输出电压的参考幅值，反馈量是输出电压 的幅值信号，这两个量都是直流量。由于外环仅调节输出电压的幅值，外环的输 出只是改变内环参考正弦波的幅值。从控制的角度看，被控对象的输入是6 0 h zj 下 1 7 弦波的幅值，输出也是6 0 h z 正弦波的幅值，实际上被控对象的传递函数就是瞬时 电压内环闭环传递函数幅频特性上6 0 h z 频率对应的增益。因此可以把瞬时电压内 环闭环环节等效为一个比例系数k 。： k = i q ( s ) b 2 万6 0 o 8 7 所以可将有效值外环控制框图简化为如图2 1 4 所示。 h 2 ( s ) 在设计外环控制器时，把外环的反馈系数取为1 ，即如= 1 。外环控制 器的零点设置为丘= 6 0 h z ，补偿后系统的穿越频率设置为厶= 1 0 h z ，可以列得 舻万? ：) 万 1i 幽氐i ：l u 。1 驯 皿( j ) ：0 1 8 9 s + 7 1 2 5 ( 2 1 9 ) 啪，5 嵩轰 协2 。， -。 i ”r 。r _ *n 二_ 、 _ 、 _-、。 - h 、冬j j 7 。 ， ll ：i： 每搿黪缓缨箍麓攒麓黝驻黝缓僦黝荔獗孙链臻穗嚣麓缓缓彩弼荔驻麓燃弱殇黝搿臻# 移霸籀爨荔露誊弱缀臻荔熬锾臻麓端缓貉缨缵臻翳驴彩臻 嚣g翳嬲缀黝獬雾。 - _ ： ，一 j ； i ；。 。 ， ? 。 二二一 j 厂 图2 1 5 有效值外环开环传递函数的波特图 f i g u r e 2 1 5o p e n - - l o o pt r a n s f e rf u n c t i o nb o d ep l o to f r m s v a l u eo u t e r l o o p i ，习 - -_ ? 季 、叫 。：k 量雹 -_ 。- _ _ -_x_ ：。 - 0 l - ii- _ 、 = ，； _ _v ”f # ，；一勰 j 鼎搿掰删 嚣：缓嚣缬l 嚣嚣臻缨獬燃搿辨孝甥多缀罄燃磐缨 秽纺? 恻垆母竹 鬻垆j搬t 努一。：，￥伽， 4 车 i | ； 罾o 。 - 蔓 已 、 ；7 一j ： i ! ， 趟 、 i | 、 窭 。 ： 、 4 s ! 一一 、二；， ，一 _ = ： g 。、 、 ww j 。j 。? _ 二o ? 砧? 鼎旌k ；：ij 。r 澎j 蠢? 材i 。27 _ 二。| j 勃碡荤聚毽魂饥一。，。j。j 。：_ 。= t 。五： 一i ，j 图2 1 6 有效值外环闭环传递函数的波特图 f i g u r e 2 16c l o s e d - l o o pt r a n s f e rf u n c t i o nb o d ep l o to fr m s v a l u eo u t e rl o o p 1 9 2 3 3 模拟控制器的离散化 在上面已经设计了模拟域上瞬时值内环和有效值外环丹控制器的参数，在本 节中主要是把模拟域上的控制器离散化成数字控制所需要的差分方程。把模拟控 制器离散化主要有三种方法：冲激响应不变法，阶跃响应不变法，双线性变换法。 这里选用了冲激响应不变法得到了数字肼方程。 设肼调节器的输出量为“( f ) ，输入量为p ( f ) ，调节器的比例系数为k 。，积分 时间常数为z ，则调节器的传递函数为： 掣= k ，( “当) ( 2 - 2 1 ) 它的时域方程为： 砸m 卜+ 批1 ，卅 对上式进行离散化，采用矩形法进行数值积分， 到( 七一1 ) 次和第j 次采样时刻调节器的输出： 蚝= 群扣叫 ( 2 2 2 ) 即以求和代替积分，分别得 ( 2 2 3 ) = 蜂卜净织 协2 4 ， 式中，z 为调节器的采样周期。 采用增量式算法，由式( 2 2 3 ) 和式( 2 2 4 ) 可得到两个采样时刻间调节器输出的 增量幽。为t = 一一i = k p ( 吼一e k 一。) + 群詈气 ( 2 - 2 5 ) 从而可得n - = 一i + k p ( 气一e k 1 ) + k d 吾气 = “ 一i + k p ( 1 + 吾) 一k p e k l ( 2 2 6 ) = 心一i + ( k p + k z ) 气一k p e k i 这样就得剑了数字控制所需要的肼调节器差分方程形式。 上面各式中，各符号意义如下： ：调节器的第k 次输出值； 一。：科调节器的第( j i 一1 ) 次输出值； e k ：第k 次采样时，给定量和反馈量之间的差值； 气_ ：第( 后一1 ) 次采样时，给定量和反馈量之间的差值。 根据上述，可以得到设计的丹调节器的数字h 方程如表2 1 所示。 表2 1 模拟、数字p i 控制器对应方程 t a b l e 2 - 1c o r r e s p o n d i n ge q u a t i o no f a n a l o g ，d i g i t a lp ic o n t r o l l e r 模拟方程采样周期数字方程 内环 p i 控 h i ( j ) ：7 6 5 x 1 0 弓s + o 2 4 2 1 0 4 u k = 一+ 1 2 4 5 x 1 0 - 4 e , - - 7 6 5 x 1 0 - s e k q s 制器 外环 p i 控 哎( s ) ：0 1 8 9 s + 7 1 2 5 2 10 4 心= u k i + 0 2 0 3 3 一o 1 8 9 气一i 制器 s 为了对模拟控制器与离散化后的数字控制器进行比较，图2 1 7 和图2 1 8 分别 给出了上面设计的内外环模拟控制器与数字控制器的伯德图的比较。其中，上图 为控制器的幅频特性，下图为控制器的相频特性。从这两个比较图中可以看出， 模拟控制器与数字控制器的特性吻合得较好。 ；莹 萨 蠹。、 蘸 露7 。恐强黧磊拳纛二鸶麓j 强鼍? ：。j 溉戮獬饿? 。鬈毒麓：。j ，| i i j 纛i j o l 。曩o 一o - - w ：二 。 暑 _-i-_- 叶。 -_-_ _-_k。 “，i _ 。l ? 咻 i| -_- - 、 乏 、 -_-。 _-i 二蝴-_-_ 群锈嬲黼缓黝戮霹嚣 篓蠡鞴黝参；臻籀鹭僦豁 荔赫荔鬻缓鬈舞黝爱黝兹茹菇黝 尊? 蚀麓一* 2篓j ，。；誉蚤 - ；， 。 jz ! j j j 7 ：i ： “模拟：； j 。泌 ； ，= = ；= - 一 鲲# 涵赢教i 么淼赫搋篪缀魏藤蕊蕊蕊瓣蕊黼鼙鎏蠡! 蕊s 叔是硝女鹣豢熟毽东罗；，掣溅怠赢，j 巍毫基。，蠢。岛赫囊缓 图2 1 7 内环模拟控制器与数字控制器伯德图比较 f i g u r e 2 - 17b o d ep l o tc o m p a r i s o no fi n n e rl o o pa n a l o gc o n t r o l l e ra