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西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 光强：光强是指在特定方向上每球面度发射的光通量，其单位是坎德拉 ( c d ) 。一般来说，光强随着光的发射方向的改变而变化，常用来计算具有一定 排列顺序的若干光源在一个平面上产生的照度。 色温：将一标准黑体( 如铁) 加热，随着温度升高，其表面颜色由深红 浅红橙黄白蓝白蓝逐渐改变，利用这种光色变化的特性，当电光源发射的光 的颜色与黑体在某一温度下的光色相同时，称黑体的这个温度为该电光源的色 温，以绝对温度k 来表示。由于电光源的光谱能量与黑体的光谱能量分布不一 致，故采用“相对色温”这一概念。电光源的光色与黑体在某一温度下的光色 接近时，称黑体当时温度为电光源的相对色温。 1 1 2 电光源的分类及特点 在电光源发展的一百多年来，光源照明电气已经经历了三个重要的发展阶 段，这三个阶段的代表性光源分别为白炽灯、荧光灯和高强度气体放电灯。现 在人们普遍认为大功率l e d 将有望成为第四代光源。 白炽灯是最早成熟的人工电光源，其工作原理是灯泡中的钨丝通电后受热 激发灯泡中的气体而发光。它具有以下特点：体积小，成本低；显色性好，色 温低，给人以舒适感，适用于卧室、客厅等生活居室照明；启动性能好，特别 适合于应急照明；工作电压范围也较宽，光输出随电压变化而连续交化，便于 实现亮度调节。但其发光效率较低，寿命也较短。 气体放电灯这类光源的发光原理是利用两电极间的气体受电子激发而发 光。根据放电管中放电气体的气压不同又可以将其分为两种：低压气体放电灯 和高压气体放电灯( 也叫高强度气体放电灯) 。荧光灯作为低压气体放电灯的典 型代表，是室内照明的主要光源，具有白炽灯无法比拟的优点：光效高，寿命 长，显色性好，色温范围宽，不影响视觉。目前，荧光灯还主导着商业和工业 照明。 高强度气体放电灯主要包括高压汞灯、高压钠灯、金属卤化物灯等。这类 灯的发光原理基本相同，但有不同的光输出。高压汞灯光效相对较低，显色性 较差且寿命短，主要应用于室外照明及某些工矿企业的室内照明。而高压钠灯 西南交通大学硕士研究夏! 磊 韩鞘辎型嚣魁霆：趟黉潦哩i 抽| 海漕；潆囊蓄鍪霎塞匪嚣受氢囊蕃副戥酬鼎型 理埋鏊霎菱辖矾! 罅錾鬻剐联悭直算；掣秽匿业奏陋蠢蓖召曼鎏雯饕。丑i 莹婴髫霾 渊邕襄艮目薹鎏尉搿i 辎糕门* 罄! 豢墨崖璺鬣。 与疆馐海峰= 潦灌翟冀雾幕墓蚕蓿鞭! 蓟疆。豢蔫：e 雀；蔓霪。噬嗟艘j 到茎蠢# j 洫篓誉堡囊设定值两囊瓣萎持甄弼雒嫂“罄酚掣￥饱和带来的不利影响，可以使用防积分 饱和p i 调节器，如图6 1 0 所示： 图6 - 1 0 防积分饱和p j 调节器 用软件实现p i 调节的流程图如图6 1 1 所示： 图6 一1 1p i 调节器流程图调节器流程图 x 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 方区域的少数载流子( 少子) 一部分与多数载流子( 多子) 复合而发光，如图 卜2 ( b ) 所示。 理论和实践证明，光的峰值波长a 与发光区域的半导体材料禁带宽度e g 有 关，即： a 一1 2 4 0 t ( m m )( 1 1 ) 式中名的单位为电子伏特( e 矿) 。若要产生可见光( 波长在3 8 0 姗紫光7 8 0 n m 红光) ，半导体材料的乜应在3 2 6 1 6 3 e 矿之间。 ( a )( b ) 图1 - 2 大功率u m 的实物图以及其p n 结发光原理图【4 l 1 2 2 大功率l e d 的基本参数及其伏安特性 1 基本参数 ( 1 ) 允许功耗只：大功率u d 两端正向直流电压与正向电流之积的最大值。 ( 2 ) 最大正向电流，。：允许加于l e d 两端的最大的正向直流电流。 ( 3 ) 最大反向电压：允许加于l e d 两端的最大反向电压。 ( 4 ) 工作环境温度f 。：发光二极管可正常工作的环境温度范围。 此外，还有结温度、储存温度、焊接时间等参数。 2 大功率l e d 的发光特性和伏安特性 控制大功率l e d 的发光亮度，其实质是控制它的输出光通量。图1 3 ( a ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 1 3 1 电阻限流电路 如图1 4 所示，电阻限流电路控制方式是根据l e d 的i v 曲线来确定预期 的正向电流所需要的电压，通过一个串联电阻来控制u m 的电流。 图1 4 电阻限流电路 电阻限流电路控制方式比较简单，但存在不少的缺点：输入电压的微小变 化都会导致u d 电流的变化，从而影响光通量输出；限流电阻上会消耗大量的 功率而使得整个系统效率不高；当这种调光方式在对白光l e d 灯进行亮度调节 时，会使m 发出的白光颜色发生偏移，不利于把这种控制方式用于日常照明 系统，所以这种方式多用在对光色要求不高的情况。 1 3 0 线性控制电路 线性控制是把工作于线性区的功率管等效为一个动态电阻，通过控制该动 态电阻的阻值来控制负载电流。线性调节器可以分为并联型和串联型两种。 并联型线性调节器又称为分流调节器。它采用功率管与l e d 并联，分流掉 负载的一部分电流。与电阻限流电路相似，分流调节器也同样需要串联一个限 流电阻r i o a d ，如图1 5 ( a ) 所示。当输入电压增大时，流过l e d 上的电流增 加，反馈电压增大使得功率管q 1 的动态电阻减小，流过q 1 的电流将会增大， 这样就增大了限流电阻r h 耐上的压降，从而使得l e d 上的电流和电压保持恒 定。分流调节器同样由于串入了限流电阻，系统的效率不高，并且在输入电压 变化范围比较宽的情况下很难做到恒流输出。 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 串联型调节器是采用功率管与l e d 串联，当输入电压增大时，使功率管的 动态电阻增大，从而使得功率管上的压降增大，以保持l e d 上的电压( 电流) 恒定，如图1 1 5 ( b ) 所示。这种控制方式与并联型线性调节器相比，由于少了 串联的线性电阻，使得系统的效率较高。但是由于功率三极管或m o s f e t 管 都有一个饱和导通电压，因此输入的最小电压必需大于功率管的饱和电压与负 载电压之和，使得整个电路的电压调节范围受限。 + v i n砗 ( a ) + l e d - v i n r s ( b ) 图1 _ 5 并联型线性控制器和串联型线性控制器 1 3 3 充电泵升压电路 图l - 6 充电泵升压变换器 l e d 、- r s 充电泵升压变换器又称为珏关电容升压控制器。它利用分章电容将电能从 输入端传送到输出端，整个电路不需任何电感。电荷泵变换器设计比较简单， 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 ( 2 ) b o o s t 型变换电路 b o o s t 型大功率u m 驱动变换器电路与传统的b o o s t 变换器结构基本相似， 但由于需要恒流输出，所以这里只采用l e d 负载的反馈电流信号。图1 8 所示 电路是恒定频率、电流模式调节控制的b o o s t 型大功率u m 驱动电路。审于输 出电容通常取得较小，u m 上的电流会出现断续。通过调节电流峰值和占空比 来控制l e d 的平均电流。 ( 3 ) b u c k - b o o s t 变换电路 与传统的b u c k b 0 0 s t 变换器相比，用于大功率l e d 驱动的b u c k - b o o s t 型 变换器电路是将开关管移至输入电压的负端，从而使得开关管的驱动更加简单， 如图1 9 所示。通过控制l e d 的峰值电流及其导通占空比，来调节u d 的平 均电流，以达到u 亮度调节的目的。 。m 图1 9 b u c k - b o o s t 型大功率u 驱动电路图1 1 0 c u k 型大功率驱动电路 ， l ( 4 ) b o o s t - b u c k c u k ) 变换电路 b o o s t b u c k ( c u k ) 型大功率l e d 驱动变换器与传统的c u k 变换器也基本相 似，只是这里对输出电流进行控制，输出侧的电容省略掉，l e d 直接与输出侧 电感串联。如图1 1 0 所示电路采用滞环电流模式控制技术，对输入及输出电流 进行调节。通过设置输出侧电流检测电阻的阻值就可以确定流过蚀d 的平均电 流，从而调节其亮度。 西南交通大学硕士研究生学位论文第儿页 1 4 论文的主要工作 b u c k 和b o o s t 型大功率l e d 驱动电路常采用峰值电流控制方法，然而从 大功率l e d 的i v 特性图可以看出，如果需要精确控制其亮度，必须精确控制 其正向平均电流，峰值电流控制并不能满足这要求。由于现有的开关电路拓 扑决定了取样电阻上采集的电流信号只能是导通( 或是关断) 时段内的部分电 流信号，如果直接采用平均电流控制方法，不仅控制电路复杂，而且由于不能 直接限制u m 最大允许电流，电路容易引起电流超过l e d 的最大允许电流， 从而损坏m 灯。本文拟在传统的峰值控制的基础上对其进行改进，通过电流 的双环控制来控制输出电流平均值，以满足精确亮度调节的要求。本文的主要 工作如下： 1 采用状态空间平均法对b u c k 型和b 0 0 s t 型大功率u d 驱动电路进行分 析，得到其主电路在电感电流连续导电模式( c c m ) 的稳态模型和小信号模型。 2 在对峰值控制的b u c k 型和b s t 型大功率l e d 驱动电路分析的基础上 进行改进，提出了一种1 2 控制方法，并建立了1 2 控制的b u c k 型和b o o s t 型大功 率u d 驱动电路小信号模型，并进行频域仿真研究。 3 分析了i z 控制b u c k 型和b 0 0 s t 型大功率l e d 驱动电路的工作原理，并 对在电感电流c c m 下的1 2 控制b u c k 型和b 0 0 s t 型大功率l e d 驱动电路进行 了时域仿真研究。 4 设计制作了一台用于1 w 大功率l e d 的b u c k 型u m 驱动变换器，分 别采用电流峰值控制、i ：控制方法进行调光试验，最后对两种控制方法的结果 进行了比较。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 2 页 第2 章b u c k 和b o o s t 型大功率l e d 驱动电路分析 本章将在第一章的基础上，分别对b u c k 和b o o s t 型大功率l e d 驱动变换 器主电路的工作原理进行了分析，并采用状态空间平均分析方法建立两种主电 路的小信号模型，为下一章的闭环控制系统小信号分析做准备。2 1b u c k 型大功率l e d 驱动变换器主电路原理分析 211 b u c k 型大功率u m 驱动变换器主电路结构 传统的电压型b u c k 变换器主电路如图2 1 ( a ) 所示，b u c k 型大功率l e d 驱动变换器是在其基础上变化而来的。开关功率管s 从输入端移到电感后面， 使得开关s 源极接地，从而更有利于开关管s 的驱动。大功率i 卫d 负载与电 感串联后，再与续流二极管d 反并联连接。与电压型b u c k 变换器拓扑相比， 由于省掉了滤波电容，使得电路的结构变得简单，如图21(b)所示。由于电压型buck变换器控制输出电压，需要引入电压反馈；而驱动大功率led的buck变换器控制输出电流，需要引入电流反馈，所以需要在变换器开关管源极串入检测电阻咫。这两种变换器的被控量不同。d电压型buck变换器buck型大功率led驱动变换器(b)图2-l电压型buck变换器和buck型大功率led驱动变换器主电路图图2-1电压型buck变换器和buck型大功率ud驱动变换器主电路剧 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 3 页 2 1 2b u c k 型大功率l e d 驱动变换器主电路工作原理 为了简化分析，假设开关器件、二极管均为理想开关元件，电感为理想元 件，即电感的寄生电阻为零，将大功率l e d 看成等效电压源屹与等效电阻吃d 的串联。此时，变换器的等效电路图如图2 2 所示。 d 匕( f ) 。( f ) + 吃( f ) 图2 - 2b u c k 型大功率u d 驱动变换器及其等效电路图 啪。j e 工三二三e 工二二 i 节蠼 工二二三 工二二 ，v o l 二j = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = ：= = j l = = = = = ：= = = = = = = = = = = = = ：= = = i 一 k m ：| e t 三二耋二 二 臀= 匡至三三三z 三三三三羽 “臀雌i e 童三二二土二 三二 毒? j i蔓? 耋一二i 釜|一享?孽；一要! 亍jj ei三二二上j三二i o 。0 2 pi l f jo l jl=t=e=j=lj兰=t=：i=l一f d t s a 一d t 刊2 62 007 2 o 2 0 0 9 201 z01 篡_ts割柏 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 4 页 当开关管s 导通时，电流流过电感l ，电感电流t 增加；当s 关断时，电 感电流通过二极管d 续流，电感电流下降。由于大功率l e d 与电感串联， 流过大功率u 3 d 的电流等于t 。若在一个周期内不为零，则电感电流工作在 连续工作模式( c c m ) 下。本节所有的分析都是建立在电感电流c c m 模式下。 在电感电流c c m 模式，电路的主要波形如图2 - 3 所示。 2 1 3b u c k 型大功率l e d 驱动变换器主要关系式 设开关周期为嚣，开关导通时间为d 不，其中d 为导通时间占空比。在输入 电压不变的前提下，当开关导通时，电感电流上升，如图2 2 所示。由于检测 电阻较小，这里忽略e 上的电压降，如果认为电感电压在 t 。，t 。 近似不变， 则电感电流的增量近似为： 蚧f 型孚一牮 ( 2 - 1 ) 式中： a 屯。电流增量( a ) ；t 电感电流( a ) ； 匕输入电源电压( v ) ；大功率u d 的等效电压( v ) ； l 电感( h ) ；8 m 大功率m 的等效电阻( q ) ； 瓦开关周期( s ) ；d 开关导通时间占空比。 当开关关断时，如图2 1 ( b ) 所示，如果认为电感电压在 t 。，t 2 近似不变， 则电感电流增量为： 挑：= f x 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 8 页 f 4 = _ ( r + g 錾li 蚕，l 魏 l罐一莹 墼辫型会篓乔霭；孥戮瓢射电墨目一ll l 墼雾t 黧一羹鋈薹鬻：番 ；世塞2 耄 | 鬈j _ l i ! 鎏7 萝 掣! i 基一藤。薹 ! 糍一i 争一；，薹l i 萋。| p i 须$ 羹 台。鲫| 致世s 二 i i 藿l 一一i 薹哩誊奏。i i 奏 ! 善冀f _ 羹 垄l ；鲤菱甏 l一鬻 x 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 9 页 它可以表示成下列各传递函数的形式 堕盟。里 ：s s n d r s + r u n f z o ) 1 ；f s l + d r s + r l e d 垒盟。墨堡肇塾 ： ( 吐+ 矾+ ) 眦+ ) 郇一卷一最 v ，o ) “+ “k “切 。 ；。o ) 8 巩( d k 一) + d 2 r + r 墨。( 2 d 一) 。丽可蕊面瓦孤面瓦厂 ( 2 2 3 ) ( 2 2 4 ) ( 2 - 2 5 ) ( 2 - 2 6 ) ( 2 2 7 ) ( 2 2 8 ) 这里选取主电路参数为一1 ，一2 2 肋日，r o 1 q ，大功率l e d 等 效电压源斥一缈，咒。= 1 2 q ，则此时的频谱图如图2 5 所示。根据它们的频 谱图可以看出，b u c k 型大功率u d 变换器主电路小信号模型为一阶系统。其 中， 吼，瓯，的转折频率为5 6 1 0 3 。曲于为负，其相位要与( k 差1 8 0 。 而g v 。含有一转折频率为5 1 1 0 4 微分环节的微分环节，随着频率增加，其增益 会趋于一3 眦口，相位也趋于0 。 熹 趋粕 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 1 页 过串联一个小的检测电阻咫，可以很简单的检测大功率l e d 的电流，主电路 如图2 6 ( b ) 所示。 2 3 2b o o s t 型大功率l e d 驱动变换器主电路工作原理 这里同样假设开关器件、二极管均为理想元件，电感为理想元件，即电感 的寄生电阻为零，将大功率l e d 等效为电压源圪与等效电阻r 。的串联。 ld 匕o ) 图2 玎b 0 0 s t 型大功率l e d 驱动变换器及其等效电路图 。；正1 二二= 弋二虿 o l 一! = = = ：= = = = = = = = = d i j = = = = = = = = = = = = = = ! 一 努。噤 三互二王三 二二四 訾j e 二工二二e 二工二卫w 詈iiii ij 0 r l 。：2 ) 端匕二二主二二毒二二二二二剑 ”四5 ：i e 二j 二三t 三二 三三 磐8 甏e 二j 二三至三二e 二：三日 o v 0 0 ) 0 ，v 图2 _ 8b o o s i 型大功率l e d 驱动变换器稳态波形 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 2 页 当开关管s 导通时，电流流过电感l ，电感电流屯增加，此时大功率l e d 上的电流为零；当s 关断时，电感电流通过二极管续流，电感电流t 下降，此 时大功率l e d 上的电流为屯。这里的b o o s t 型变换器工作在电感电流c c m 模 式下，变换器的等效电路图如图2 7 所示，电路的主要波形如图2 8 所示。 2 3 3b o o s t 型大功率l e d 驱动变换器主要关系式 设开关周期为五，开关闭合时间为d 五，其中d 为导通时间占空比。在输 入电压不变的前提下，当开关导通时，电感电流上升，如果认为电感电压在 t 。，t 。 近似不变，则在d 瓦时间内电感电流的增量为： 蚧j ：争专腮 g - 柳 当开关关断时，如果认为电感电压在 t 。，t ： 近似不变，电流增量为： 肾前型争与一半睨 ( 2 3 0 ) 式中的，恐。表示为咒个大功率l e d 的串联等效电压与串联等效电阻。 由于稳态时周期内电感电流增量为零，即a 。一l 屯：i 。则： 。弓一半蚂= 半( ，- d ) 五 ( 2 3 - ) 化简得： 。一鬻 ( 2 - 3 2 ) + r e d 、 7 ( 2 3 2 ) 式如果忽略其中的屯e d 部分，则变为： d ：毕( 2 - 3 3 ) 矿 、7 由( 2 - 3 3 ) 式可以看出，占空比近似等于与之差与的比值，如果将 ，屹看作是输出电压，则( 2 3 3 ) 式与电压型b o o s ! 变换器的输入输出电压关系 式相似。 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 3 页 2 4b o o s t 型大功率l e d 驱动变换器主电路小信号模型 图2 - 9 所示为b o o s t 型大功率l e d 驱动变换器分别在( 周期内开关导通 时间) 、( 周期内开关关断时间) 内的电路模型。取状态变量z = t ， k h 咋 7 为输入变量，y v o 为输出变量。 ( b ) + v 0 图2 9b o o s t 型大功率l e d 驱动变换器分别在0 和。时间内的电路模型 在开关导通期间，电路模型如图2 9 ( a ) 所示： f4 t o 且互 1 三o 】 【 c l o 在开关关断期间，电路模型如图2 9 ( b ) 所示： 僚= 一等等t + 半 【2 r 则： ( 2 3 4 ) ( 2 - 3 5 ) ( 2 - 3 6 ) 匕一工o i _ 扼万 ，_-_-l_l 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 4 页 f 4 = 一( r + t 。) ，三 吃= 1 胆一1 c 2 = r 由( 2 1 1 ) 式可得： f 彳一一( 1 一d ) ( e + 尽l e 。) 三 b = 【1 三一( 1 一d ) 工】 lc 一( 1 一d ) 足 由( 2 - 1 5 ) 式可得b o o s t 型l e d 驱动变换器主电路的稳态解： ，咋一( 1 一d ) k 气。f 可瓦i 口 ( 2 3 7 ) ( 2 3 8 ) ( 2 3 9 ) 屹。措b ( 2 - 4 0 )1 ( b + 具l e d ) 一5 p 7 从( 2 - 3 9 ) 式的电感电流稳态解可看出，b o o s t 型大功率u d 驱动变换器 的占空比d 同样与电感电流有关，这与理想的电压型b 0 0 s t 变换器不同。由于 检测电阻r 通常取得较小，如果忽略( 1 一d ) r 项，则占空比变为 d - ( 一k + 毛r 。) ( + 吃。) ，与前面的( 2 3 2 ) 式相同。( 2 - 4 0 ) 式表明 稳态时电流检测信号只包含了一个周期( 1 一d ) 时间内的部分电流信号。 b 0 0 s t 型大功率u d 主电路的动态小信号模型可以由( 2 1 4 ) 求得，它可 以表示成下列各传递函数的形式： 卷一面高矗面 p 4 ， 丽2 面f 硕两 2 。4 ” 卷一研瓶 p 4 2 ) 0 ( s )止+ ( 1 一d ) 慷+ 尽一) m 1 卅 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 5 页 岽= 而两老翻二( 。) ( 1 一d ) ( 正+ ( 1 一d ) ( 璐+ ) ) 吆；卷= 厕 ( 2 - 4 4 )。” 以o ) 此+ ( 1 一d ) ( b + 吃d ) 毕v 一黑一d v ，o ) 趾+ l 卜u 八+ j 一舞- 黜等蒯券黜 。丽。1 i f 研再瓦丽西丽而 ( 2 删 图2 - 1 0b o o s t 型大功率l e d 驱动主电路的小信号模型频谱图 这里选取丰电路参数为k 2 5 y ，e = j o ? 坩，r ；o - 1 q ，大功警u 等 效电压源坏= 3 x 3 矿，咒。= 3 l 2 q ( 表示3 个大功率l e d 的串联) ，则此时 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 6 页 的频谱图如图2 1 0 所示。根据它们的频谱图可以看出，b o o s t 型大功率l e d 变 换器主电路小信号模型为一阶系统。其中，吒，g 一的转折频率为3 1 0 3 。由 于g ，为负，其相位要与吒差1 8 0 。而瓯。含有一转折频率为2 2 1 0 4 微分环节 的微分环节，随着频率增加，其增益会趋于一3 0 扭，相位也趋于1 8 0 。 2 5 小结 本章详细分析了b u c k 型和b o o s t 型大功率u d 驱动变换器的工作原理， 得到其占空比的表达式，并运用状态空间平均方法得到了两种变换器直流稳态 模型和小信号模型。通过分析得出： 1 b u c k 型和b 0 0 s t 型大功率l e d 变换器占空比与电感电流有关，与理想 的电压型b u c k 和b o o s t 变换器占空比表达式不同。 2 b u c k 型和b o o s t 型大功率l e d 变换器的电流检测信号只是部分电流信 号，分别为一个周期内开关导通期间和开关关断期间的电感电流信号。 3 通过建立两种主电路小信号模型，得出两种变换器主电路小信号模型都 为一阶系统。 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 7 页 第3 章峰值电流控制大功率l e d 驱动电路分析 现有的大功率l e d 开关驱动变换器常采用与u 、d 串联一个电流检测电阻 的方法来测量其电流大小，通常采用峰值电流控制方式。这种方法能控制大功 率u m 的峰值电流，但与其平均电流存在一定的误差。本章研究的主电路都工 作在电感电流c c m 模式下。 3 1 峰值电流控制b u c k 型变换器工作原理 3 1 1 工作原理 峰值电流控制的b u c k 型u d 驱动变换器如图3 1 ( a ) 所示。主电路拓扑 结构与第一章介绍的b u c k 型大功率l e d 驱动主电路相同，主要由电源， m 0 s 肿开关s ，大功率i e d 灯，电感l ，续流二极管d 以及检测电阻r s 组 成。控制电路则由参考电压，斜坡补偿电路，p w m 比较器，r s 触发器以及驱 动电路组成。其中v h f 为基准电压，n 为p w m 比较器。 峰值电流控制b u c k 型l e d 驱动变换器工作原理如下【2 3 创： 在一个开关周期开始时，r s 触发器的s 端置位使得开关管导通，电感电 流随之增加；当检测电阻r 。上的电压达到控制电压v c 时，p w m 比较器输出 状态翻转，触发器复位，驱动信号为低，功率管s 截止。这种控制是一种固定 时钟开启、峰值电流关断的控制方法。由于大功率l e d 上的电流等于电感电流 t ，所以可以通过控制电感电流的峰值来控制其平均电流，实现l e d 调光，整 个电路的调光控制比较简单。 从图3 - 1 ( b ) 波形可以看出，参考信号k 与反馈信号k 比较，直接控制了 功率开关管通断的占空比，使功率开关的峰值电流的大小始终受基准电压的控 制。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 2 页 输出与所要求的亮度会有一定误差。 埭值电流控制方法 d 1 2 0 1 0 o o 加 0 2 口 0 v g 图3 4 峰值电流控制b u c k 型大功率m 驱动电路仿真原理图 ； ：s 孬蕊：态悉：蕊、瑟：压态压瑟：瑟：态态：悉：蕊：态态 ， | | | t 柏o ( m s ) 图3 - 5 峰值电流控制b u c k 型大功率u 驱动电路电感电流波形 如果将输入k 降为5 v ，此时的占空比将大于o 5 。则此时必须采用斜坡补 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 4 页 脉冲信号置位，开关管s 导通。检测电阻r s 上检测出的电流信号在叠加一稳定 的斜坡信号后反馈到p w m 比较器n 的正向输入端。当该电压超过n 的负向输 入端的电压时，r s 触发器复位，开关管s 关断，等到下一个开关周期r s 触发 器置位。电路主要波形如图3 7 ( b ) 所示。这里，n 的负向输入端电压为误差 放大器e a 输出电压，为检测电阻r 。上的反馈电压与v r c f 之差的放大信号。误 差放大器e a 是电感l 的峰值电流给定。如果e a 端的输出电压增加，大功率 l e d 上的电流将增加；如果e a 端的输出电压减少，则流入u d 的电流也将减 小。由于输出电容c 通常取得较小，所以l e d 上的电流会出现断续。这里电 感电流峰值一定，所以流过l e d 的脉冲电流峰值一定。通过这种p w m 方式可 以调节u d 上的峰值电流，从而调节其亮度。 时钟 k k 锁存 糗出 t 呵 k l 、 、 、 ( a )( b ) 图3 7b o t 型大功率u 驱动变换器峰值电流控制原理图 3 4 峰值电流控制b o o s t 型变换器仿真研究 仿真原理图如图3 8 所示，电路的主要参数为：屹= ，= o 0 3 5 y ， ；6 0 m 日，rz r m = o 1 q ，= 2 0 脏。其中大功率l e d 等效为电压源 ；6 y ，丘d = 2 4 q ( 用一个l e d 参数来等效两个l e d 的串联等效参数) 。 从图3 - 9 可以看出，采用峰值电流控制方法，大功率l e d 上的电流是脉冲 电流，其峰值为0 3 5 a ，它的周期关断时间内的脉冲电流平均值为0 1 3 2 a ，并没 有达到流过的额定平均电流，与要求的亮度有一定的误差。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 6 页 给出了加入斜坡补偿前后的电感电流波形。从图中可以看出，未加入斜坡补偿 时，电感电流发生了次谐波震荡，电感电流不稳定。 撞匿薹垂重蚕蚕霾重匪匡耍霾 霆匡薹垂垂垂垂薹薹茎至重量 餐巨至垂垂垂耍豆垂蚕蚕蚕羽 壤匪重垂垂垂羹蚕霾蚕匿蚕匿酉 羹匡薹垂重叠垂薹蒌垂垂重量蚕 翟匡三兰至竺竺壁皇兰i 西三耍至l 王三煎量匿兰；圭蔓匿兰lml 。o 。o o 一 3 5 小结 图3 1 0 加入斜坡补偿前后电感电流对比 本章详细分析了峰值电流控制的b u c k 型和b 0 0 s t 型大功率l e d 驱动变换 器的工作原理，讨论了其稳定性问题，并对峰值电流控制的两种电路进行了时 域仿真，通过理论分析和仿真研究得出： 1 峰值电流控制b u c k 型和b o o s t 型l e d 驱动变换器是通过对电感电流峰 值的控制来限制l e d 上的峰值电流。这种控制方式在占空比d ) 0 5 时电感电 流会发生次谐波振荡，需要对其进行斜波补偿。 2 由于峰值电流控制的b u c k 型和b o o s t 型大功l e d 驱动变换器参考信号 只给定大功率l e d 上的电流峰值，与其发光亮度要求的正向平均电流存在一定 的误差，需要对峰值电流控制方法进行改 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 7 页 第4 章i z 控制大功率l e d 驱动电路分析 从第一章绪论可知，大功率l e d 发光亮度调节的实质就是调节其正向平均 电流，而上一章介绍的现有采用峰值电流控制的大功率l e d 驱动变换器只能控 制l e d 上的峰值电流，与亮度要求的平均电流存在一定的误差，所以本章在前 一章峰值电流控制方法的基础上，通过增加一个电流外环，提出了一种新的控 制方法：i ：控制法。该方法与峰值电流控制方法相比，能精确控制大功率l e d 上的正向平均电流，并且具有更好的启动和负载调节特性。 4 1i ：控制b u c k 型变换器工作原理 4 1 1 基本电路结构 图4 1 所示为i z 控制b u c k 型大功率u 驱动电路原理图。主电路拓扑结 构与第一章介绍的b u c k 型大功率d 驱动变换器结构相同。控制电路主要由 误差放大器a 1 和a 2 及其外围电路。斜坡补偿电路，删比较器和r s 触发器 以及驱动电路组成。其中放大器a l 与电阻r ，r 2 ，r 3 ，r ，组成减法器电路， 而放大器a 2 与r ，c 组成积分电路。图中，一表示斜坡补偿信号的斜率。 i z 控制b u c k 型大功率u d 驱动电路与第三章的峰值电流控制b u c k 型大 功率u d 驱动电路相比，主电路完全相同，控制回路有区别。i ：控制方法是在 峰值电流控制方法的基础上，增加一个电流外环，由基准电压v 二和检测电压v 的差值积分来调节控制电压v ，使得稳态时单个周期开关导通期间电压v s 的平 均值等于基准电压k ，从而精确控制大功率l e d 的平均电流。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 8 页 d 图4 11 2 控制b u c k 型大功率u d 驱动电路原理路 4 1 2 工作原理 1 2 控制的b u c k 型大功率l e d 驱动电路的工作波形如图4 - 2 所示，整个电 路有两个工作状态。 第一个工作状态，r s 触发器置位( q 为高电平) ，开关s 导通。检测电压k 近似线性上升，控制电压k 由参考电压p k ( 足为比例系数) 与检测电压k 的差值积分所得，它随着k 的上升而下降，当k 上升到与k 。相等时，电路进入 第二个工作状态。 第二个工作状态，r s 触发器复位( q 为低电平) ，开关s 关断。此时的检 测电压k 变为零。而k 则变成k p ，通过积分环节而线性增加，直到下一个 工作状态而下降。 开关关断时刻由k 和k ，决定，如图4 2 ( f ) 所示。整个系统的工作过程可 以通过上面的两个状态来进行描述。这是一种固定周期的开关定时导通控制方 式，通过这种方式可以使得在稳态时，检测电压v 。在开关导通期间的平均值等 于参考电压，从而可以控制大功率l e d 的平均电流。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 9 页 ( g ) 图4 - 21 2 控制的b u c k 型大功率l e d 驱动电路的工作波形 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 l 页 4 2 2 1 2 控制b u c k 型变换器控制环节小信号模型分析 图4 3 所示为采用斜坡补偿的b u c k 型变换器1 2 控制环节的稳态波形，其中， 匕为参考电压，虚线y 为检测电压k 在一个周期导通期间的平均值，一肼。为斜 坡补偿电压的斜率，为检测电压纹波上升阶段的斜率。这里如果不考虑咋的 波动，可以将其近似看成一条直线。从图中的稳态波形可以看出，电流检测信 号的平均值v 实质上表示了大功率l 王m 的平均电流值。 一m c 、7 少 厂怠 蝇 一d z 一 图4 - 3b u c k 型拓扑1 2 控制环节的稳态波形 由图4 3 所示的稳态波形可得： 妄州互一心一v 一肌。d t( 4 - 6 ) 对( 4 - 6 ) 式中相关变量取小信号扰动得： ，l i 暑m 1 + 肼lk 鲁k + v 。v i 矿+ v d 矗d + d( 4 - 7 ) 其中，大写的变量是稳态值，带有“ ”的变量是小信号扰动。 将( 4 7 ) 式代入( 4 6 ) 式可得： 詈( 肘- + 二。) ( 。+ 二) = k + ；c y 一；一”气( 。+ 二) 互( 4 - s ) 化简( 4 - 8 ) ，并将二阶小信号变量忽略掉，可以得到直流稳态和交流小信号特 性表达式。 稳态特性表达式： 肛毒惫一斋( x 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 4 页 图4 41 2 控制b u c k 型大功率l e d 驱动变换器小信号模型框图 。南 ( 4 - 2 2 ) 一日一d降2 5 ) 啪卜剖。一器 v c 0 ) l 以o 1 。m 。v ” 、 一羔l 。誊鼍 p 呵q ) 1 + 以e 瓯+ 当e 巴 、 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 8 页 3 0 0 咖 2 00 1 00 研n 0 0 0 m 1 0 0 0 m 5 00 0 m 4 0 3 0 m 2 00 0 m 1 00 0 m 00 0 m 0 4 0 03 0 02 0 0 1 0 00 0 o d 1 2 控制b 埘k 型大功率l z 鸪e 动电路 d 图4 71 2 控制b u c k 型变换器的时域仿真电路 图4 81 2 控制b u c k 型变换器主要 西南交通大学硕士研究生学位论文 第4 9 页 图4 _ 91 2 控制与峰值控制b u c k 型电路电感电流波形 图4 - 1 0 不同的k 。参数对应的电感电流波形 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 0 页 从图4 9 可以看出，1 2 控制与峰值控制相比，由于加入了积分环节，启动 过程中电流上升更为平缓，有利于保护开关。稳态时i z 控制与峰值控制相比， 流过大功率l e d 的平均电流更接近参考电流o 3 5 a ，更能精确控制其发光亮度。 图4 1 0 所示为i z 控制b u c k 型大功率l e d 驱动电路在不同的积分系数时对 应的电感电流波形。从图中可以看出，积分系数取得较大时，响应速度较快， 但容易引起电流超调，从而损坏大功率u d ；当积分系数取得比较小时，系统 响应速度较慢，启动时间过长。选择合适的积分系数，就可以满足系统在无电 流超调时的具有较快启动速度的要求。 4 4i ：控制b o o s t 型变换器工作原理 4 4 1 基本电路结构 图4 - 1 1 所示为i ：控制b o o s t 型大功率l e d 驱动电路原理图。主电路拓扑 结构与第三章介绍的用于大功率u m 驱动的b o o s t 型拓扑结构相同，主要由电 源v i ，m o s f e t 开关s ，大功率u d 灯，电感l ，续流二极管d 以及检测电 阻r 。组成，省略了与开关s 相串联的检测电阻。控制电路主要是由误差放大器 a 1 和a 2 及其外围电路，斜坡补偿电路，p w m 比较器，r s 触发器以及驱动电 路组成。其中a 1 与电阻r 。，r ：，r 3 ，r ，组成减法器，而a 2 与r ，c 组成 积分电路。 i ：控制b 0 0 s t 型大功率l e d 驱动电路与第三章的峰值电流控制b 0 0 s t 型大 功率l e d 驱动电路相比，主电路相同，控制回路则完全不同。i ：控制方法b o o s t 型变换器只检测流过大功率l e d 的断续电流信号，通过基准电压k ，k ( k 为 比例系数) 与检测电压v 差值积分调节控制电压，来控制开关的导通。如果 稳态时单个周期内开关关断期间电压v 的平均值等于基准电压v r c ，就可以直 接控制流过大功率l e d 的平均电流。 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 3 页 1 2 控制方法可以使得检测电压k 在一个开关周期关断时问内的平均值等 于参考电压，使得一个周期关断时间内的大功率l e d 正向平均电流等于参 考电流。 4 5i z 控制b o o s t 型变换器小信号模型 这一节将建立1 2 控制的b 0 0 s t 型大功翠u m 驱动电路工作在电感电流 c c m 模式下的小信号模型。同样先推导几个重要的控制方程，建立其控制环节 的小信号模型，结合第二章的功率级模型建立整个系统小信号模型。 4 5 1 控制方程推导 从图4 1 1 可以看出， 匕。( 半) ( 志) 匕一鲁 当这里取： k 一鲁噜 r飓 一7 此时，式( 4 3 0 ) 变为： 心= 匕一鼢 ( 4 3 2 ) 由于控制回路引入了对误差信号匕的积分环节，所以在稳态时，匕在一个周期瓦 内的增量为零，即： i 。- 杀式匕疵- 志j ：( 。一托_ 皿一志r ( 匕一厨_ x 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 4 页 u m 在开关关断期间的电流平均值为r ，应取k ；d 。 4 s 2 i ：控制b o o s t 型变换器控制环节小信号模型分析 如图4 1 3 所示为加入斜坡补偿的1 2 控制环节的稳态波形。其中，屹为控制 电压，虚线v 为检测电压v | 在d t 期间的平均值，为斜坡补偿电压的斜率， 聊。为检测电压匕( 近似线性) 下降的斜率。从图中的稳态波形可以看出，电流 检测信号v 平均值实质上代表了一个周期关断期间u d 上的平均电流。 从图4 - 1 3 可以得到稳态时： 1 胁：d 一y 一心一m 互( 4 3 5 ) 夕 、! ! 杉， 塑l 2 - i d t援 4 - 1 3b s t 型拓扑1 2 控制环节的稳态波形 对( 4 - 3 7 ) 式中相关变量取小信号扰动得： 小2 置肘2 + m 2匕昌k + v 。 v = y + vd 耳d 一d ( 4 3 6 ) 其中，大写的变量是稳态值，带有“ ”的变量是小信号扰动。 将( 4 3 8 ) 式代入( 4 - 3 7 ) 式可得： 吾( m ：+ 名：) ( 。一二) a 矿+ ；一k 一；c 一肌。( 。一。) 正( 4 - 。7 ) 化简( 4 3 6 ) ，并将二阶小信号变量忽略掉，可以得到直流稳态和交流小信号特 性表达式。 稳态特性表达式： 。东等。蠢( 肛屹) 去m 2 i + m 。互 n 朋一s p 。3 印 亘壹窒道盔堂硕士研究生学位论文第5 5 页 其中： m ：一m ： n ：1 + 丝 m 2 上式中吖：，m 。为，卅：的稳态值。 交流小信号特性表达式： ( 吾蚴必正) 二；赫半二z 式( 4 - 4 3 ) 可写为： 以商( 江。制 。矗( ；一+ 警二：) 对于图4 - 1 1 所示1 2 控制b o t 变换器，可求得检测电压u 下降的斜率为： 研：。华置( r 5 、。， 其中，咋为玎( n 土2 ) 只串联大功率l e d 的等效电压，这里忽略其等效电阻。 对( 4 - 4 3 ) 式中的四个变量取小信号扰动得 历2j 凹2 + m 2k 奄k + h置咯+ ，fv = 矿+ v( 4 4 4 ) 将( 4 4 4 ) 式代入( 4 - 4 3 ) 式中，可得到直流稳态和交流小信号特性表达式。 直流稳态表达式： m ：；堡二；当足( 4 4 5 ) 交流小信号表达式： 去 x 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 8 页 结合式( 2 - 4 4 ) 、式( 2 3 6 ) 、式( 4 - 5 1 ) ( 4 - 5 4 ) 可得峰值电流控制的“输 入一输出”传递函数： 啪，= 烈1 0 - 篱 v g ( s ) 铀 ”。m 。v r “7 而对应的i ：控制法的“输入输出”传递函数： 咿瓢，焉纛 o ) 眵。1 + 匕e 吼+ 等曩 r “7 4 6i ：控制b o o s t 型变换器仿真分析 4 6 1i ：控制b o 惦t 型变换器频域仿真 采用前面所述的电路的基本参数：圪；5 y ，一6 0 0 讲，r ；o 1 q ， ，一2 0 0 姚，墨一0 4 8 7 ，墨一2 2 1 0 4 。其中大功率u m 等效电压源 一3 缈，吃。一3 1 2 q ( 表示3 个大功率l e d 的串联) 。利用式( 4 - 5 3 ) 一 ( 4 5 6 ) 小信号模型进行频域仿真，可以画出电流峰值控制和i z 控制b u c k 型大 功率l e d 驱动变换器的“控制输出”传递函数和“输入- 输出”传递函数的波 特图。 1