（电力电子与电力传动专业论文）基于dsp的移相全桥dcdc变换器相关问题研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 a b s t r a c t z e r ov o l t a g es 研七c h i n gf 试lb r i 电ec o n v e r t e r ( z v s f b ) h a sb e e n 、v i d e i yu s e di n m e d i u mt oh i 曲p o w c r1 e v c lb e c a u s eo fi t sm a n ya d v a n t a g e s t h i sm e s i sm a i n l y f o c u s e so n 铆oi s s u e s ：硷m 出c i 工c t 斑c o n 矗g u r a t i o no fz v s f bd c d cc o 埘e r 、v i 也a 1 1 ) ( i l i a r yn e t 帅r k sa n d 龇i m p l 锄e n t a t i o no fd i 画t a lc o n 仃o ls c h e m ez v s f b c o n v e r t e l f i r s t l y ，t l ed i 岱黜et oa c l i 主e v ez v s 耐也d i 岱嬲1 tp a r 懿l e t e r sh a sb e e n d i s 黜s e da n d 也ep r i n c i p l eo fa b n o “n a l 缸a n s i t i o np r o c e s sh a sb e e ni n v e s 吐g a t 曲i n 蛳sp a p e r t h ec o n s t r a i me 掣眦i o n sa r ed e d u c e dq u a 埘矗c a t i o n 缸l yt oe n s u r et l l ez v s r e a l i z e di n d e p e n d c n c eo f l el o a dc o n d i t i o n n l e n ，an o v e lo p t i n l a ld e s i g nm e 也o di s p r o p o s e d t h e s ec o n c i u s i o n sa r ev e r i f i e db yp r o t o t y p et e s t i l l gr e s u l t s s e c o n d l y ，m a n yk i n d so fm 如o d st o 蹦p 芦e s st h cv o l t a g es p i k eo fr e c t i 6 c rd i o d e s i nz v s - f bc o n v e r t c ra r ed i s c u s 8 e d ；也e “s y n c h r o n i z a 主i o np r o b l e m ，w h i c hi sw y i m p o r t a n “n l es y s t e mc o m p o s c do fp a r a l l e lc o n v e n e r so rc a s c a d ec o n v e r t e r s ，i s i n t r o d u c e d 纽ds e v e r a ls y n c l l r o n i z a t i o nm e t h o d sa r ea 以y z e dr e s p e c d v e l yt b r o u g h s i m 试a t i o na 1 1 de x p 渤e n t a lr e s u l t s f 洫a 1 1 xs o m ep i v o t a li s s u e so fd i g h lc o 扛o l 钯c h n o l o g y 甜ed i u s s e 赴t h es m a l l s i g 烈c i r c u nm o d e lo fz v s f bc o n v e r t e rw i t hd o u b l el o o pc o n t r o “sd e d u c e d 鲫dt h e d u t y - c y c l el o s s h a sb e e n i m oa c c o u n t t h e n ，an o v e lp h a s es l l i 丘p w m 鲫e r a t i o nm e t h o di sp r o p o s e da n db a s e do nt h i sm e 国o d ，t h ea r i t h 玎t i ch 剐l d i i n g u n b a l a n c eo ft h em a 印e t i cc o r eo ft r 锄s f d 锄e rh a v eb e e na n a l y z e d b a s e do nt h e s e a n a l y s e s ，也ed i 酊a lc o n 协o lh a r d w a r ei m p l e m e n t a _ t i o na 1 3 l dc o n t r o lp r o 擎鼬o f a5 0 0 w z v s f bp r o t o t y p ea r ed e s i g n e da n de x p e r i m e n _ t a lr e s u l t sa r e 昏v e n k e y w o r d s ： p h a s es 王1 i 盘f l l l l b r i 吨ec o n v e 蛾a b n o 倘a l 咖s i t i o np r o c e s s ， s y n c h r o m z a t i o np r o b l e m ，c i r c u “m o d d ，d i 鳓ic o 曲d n c r 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 在电能的变换、存储、应用领域，电力电子技术发挥了关键性作用。推动电力电子技 术不断前进的动力有两个方面：其一是新能源的开发利用、i t 技术和消费类电子的不断发 展；其二是新型功率器件的开发、变换器新拓扑结构的提出、研究的不断深入和电源设计制 造工艺水平的不断提高。目前，电力电子装置的发展趋势是小型化和智能化。实现小型化的 直接途径是高频化：高频化可以显著降低变换器中电感、电容和变压器的体积，。但是，开 关频率的提高必然导致开关损耗的增加，电路效率严重下降。所以，能够降低开关损耗和开 关噪声问题的软开关技术是目前的研究热点之一。另一方面，在诸多应用场合要求电源系统 具有更高的性能指标且具有与外界交换信息的能力，所以，基于各种微控制器或数字信号处 理器的数字控制技术在电源系统中得到了越来越广泛的应用。 一、软开关d c m c 变换器概述 目前电力电子器件的物理结构和特性决定了在开关过程中必然会产生损耗。这主要是开 关过程中电压和电流的变化曲线中有重叠区域存在，如图1 1 ( a ) 所示为功率m o s f e t 的开 通和关断的电压电流波形，图中的时段产生损耗。这种开关过程一般称为硬开关，其特 征是开关过程中的孚和宰很大，通过电路中处处存在的寄生电感和寄生电容耦合，引起 d fn l 严重的电磁干扰问题。图1 1 ( b ) 给出了软开关的示意图，其基本思想为：尽可能减少电压 和电流重叠区域并降低要和掣；根据软开关作用对象为开关过程的电压还是电流，可以 d td f 分为零电压开关或零电流开关。而根据软开关技术发展的历程又可以将开关电路分成准谐振 电路、零开关p w m 电路和零转换p w m 电路“，其各自特性和电路结构见下表和图1 2 。 ： ； v t h 一 太 叮+ y 商高尚m il i 吒：_n l l r i k l 陵 v h 掠 l k k ， o 搿(叠 开通 ab 图1 1 功率s f e t 开通、关断波形及软开关示意图 t 七 浙江大学硕士学位论文 表1 1 基本的软开关电路类型和特征 准谐振电路零开关p 眦电路零转换p 删电路 包含类型 z v s _ q r cz c s 咱r cz v s 一陬cz v s 删z c s p 删z v t p 瑚z c t p 1 】| l m 特征 电路中电压或电流波形为引入辅助开关；谐振仅发生引入辅助开关；谐掘电路 正弦半波于开关过程前后与主开关并联 优点 电路的开关损耗和开关噪开关应力小于准谐振电路；谐振过程受输入电压和负 声大大下降可采用恒频控制载的影响小，宽范围软开 关；无功交换小 缺点 谐振单元电压峰值或电流 需要外加无源元件和辅助需增加无源元件和辅助开 有效值根高；存在大量无功开关，控制复杂度增加 关，控制复杂度增加 功率的交换；导通损耗增 加：谐振周期随输入电压、 负载情况的变化而变化，无 法实现恒频控制；变换器驱 动电路和控制环路的设计 都困难 叶叮智棚可 ( 且) 准谐振电路的3 种基本开关单元 ( b ) 簪开关p w m 电路的2 种基本开关单元 母譬 ( c ) 零转抉p w m 电路的2 种基本开关单元 图1 2 三类基本型软开关电路单元 上面所述仅仅为基本的软开关电路结构，目前出现了许多适用于不同拓扑结构的新颖的 软开关电路a 半 别是从第二类软开关电路中衍生出来的无源无损软开关电路是目前研究的一 个熟点。由于从理论上讲无源无损软开关电路中无源元件l 、c 的储能可全部传递给负载， 所以有利于提高变换器的效率】；同时，它另外的一个突出优点是无需额外的控制，不会 增加控制电路的复杂度，只需在基本变换器设计完成后，按照软开关电路设计流程选取合适 的无源器件即可。图1 3 是类无源无损软开关电路结构，它可以适用于b u c k 、b o o s t 、 b i l c k - b o o s t 等一系列基本d c ，d c 变换器中 】【1q 。 4 浙江大学硕士学位论文 t 蕞丁【蟊一i 簧，譬；l q 卜 无源无掼软开关单元结构l t l 菡一，裔i ；：；l 叫卜 i m j 歪。书 h 皤 n s 3 j 图1 3 一种无源无损软开关电路及应用示例 二、移相控制全桥d c ，d c 变换器概述i 描1 在中大功率应用场合，有类采用移相控制策略的软开关全桥变换器褥到了深入 研究和广泛应用。这类变换器实现软开关的方式与前节介绍的电路有很大不同：它基本 不用添加额外的无源或有源器件，在不改变主电路拓扑的前提下，依靠移相控制方式以 实现软p w m 开关，所以这类软开关变换器也被称为拄制型软开关”“。根据开关器件 软开关方式的不同可以分成三类；z v s 全桥d c c 变换器、z v z c s 全桥d c ，d c 变换 表1 2 穆相控制全桥d c ，d c 变换器基本类型特性 z v s f bd c d c 变换器z y _ z c sf bd c d c 交换器z c s 珊d c d c 变换器 控制方式 移相控制；同一轿臂上下移相控制；同一桥臂上下两开移相控制；同一桥臂两开 两开关管p 删信号有死区关管p 髓信号有死区关管p 咖信号有重叠区域 特征 所有开关管z v s ，一般采超前桥营z v s ：# * 后桥臂z c s ：所有开关管z c s i 采用i t 用m 0 s f e t 作为开关器件：超前臂用m 0 s f e t ，滞后臂为作为开关器件：性质为电 性质为电压源变换器i g 盯i 性质为电压源变换器 流源变换器 优点 利用开关管结电容和变 软开关范围宽；消除了原边环大功率场台可在较高开关 压器漏感实现软开关； 流；由于大功率场合中i g b t频率下工作且导通损耗 导通损耗较小。适用于更大功小：副边整流二极管不存 率场合 在反向恢复，零点压关断。 共同缺点 存在占空比丢失现象( z v s 或z v z c s 为电压占空拢丢失，z c s 为电流占空魄丢失) 各自缺点 两桥臂z v s 实现的难易程滞后桥臂需另加阻断二极管两桥臂实现z c s 难易程度 度不同；原边存在较大电压应力高；z c s 软开关的实 不同 两桥臂都另加了阻 环流；大功率场合中现与i g b t 特性有关一定情 断= 极管电压应力高于 m o s f e t 导通损耗太；副边况下重载难以实现：副边二极 z v s 呷b 整流二极管存在关断电管存在电压尖峰 压尖峰 5 塑垩查堂塑主堂堡丝苎 v 图1 4 三种基本移相全桥d c ，d c 变换器电路结构 器和z c s 全桥d c 仍c 变换器。表1 2 和图1 4 分别给出了它们的基本特性和电路结构。 三、数字控制技术在电力电子系统中的应用 传统的变换器模拟控制技术具有它自身的一些优点，例如，可以通过小信号建模对系统 在s 域进行比较深入地分析，可以利用非常成熟的控制理论和分析手段( 如波特图、根轨迹 等) 对控制环节进行设计，可以选用大量的专用控制芯片、成本较低。这些优点使得模拟控 制技术仍然是当前主流的变流器控制手段，特别是在中小功率以及要求成本低、体积小的一 些应用场合应用普遍，比较典型的例子有电源适配器a d a p t e r ，d c d c 模块b r i c k 等。 随着信息技术和微电子技术的迅猛发展，近年来数字技术得到的飞速的发展，已经深入 到工业生产和人们生活的各个领域，也逐渐向电力电子技术中渗透“”。对于变换器的控制 系统来说，以专用模拟i c s 为核心的传统模拟控制方法电路结构复杂，需要较多的分立元件， 实现的控制策略也非常有限，使得变换器的可靠性和一致性都受到影响。解决这个问题的方 法是采用数字控制策略。电力电子装置的数字化控制应用类型如图1 5 所示。电力电子装置 的数字化大致可以分为两类：装置系统的数字化控制和开关功率变换器的数字化，其中前者 中又可分离出系统间及人机的通讯数字化。开关功率变换器的数字化是指对功率开关的状态 实时控制，它极大地简化了变换器控制的硬件，并且由于数字控制系统自身所具有的受元器 件参数变化影响小、抗干扰能力强等特点，从而提高了系统的长期稳定性、可靠性和控制精 度。高频开关功率变换器的数字化至少还具有以下优点：易于实现片上系统，易于实现生 产标准化，控制参数灵活，可以采用先进算法以提高控制性能等。 制约电力电子系统数字化发展的一个重要因素是数字化控制系统核心处理器的价格。随 着i c 技术的发展，数字信号处理器的成本不断下降。目前，5 0 0 万晶体管、5 0 0 0 m i p s 的d s p ( d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r ) 价格在1 5 美元左右“”。同时，专门针对高频功率变换器的d s p 芯片也已经出现。这类d s p 内部集成了精度较高的a - d 转换器和硬件实现的p w m 单元，非常适 合电力电子领域的应用。 6 浙江大学硕士学位论文 图1 5 电力电子装置的数字化示意图 四、课题选题意义 综上所述，在中大功率的应用中，采用移相控制策略的全桥变换器是优选拓扑”1 。同 时，由于数字控制技术的诸多优点，在电机传动控制、逆变器和变频器控制领域d s p 已经得 到了广泛应用。目前，随着d c 电源应用的需要，数字控制技术在p f c ( p o w e rf a c t o r r e g u l a t o r ) 、d c d c 变换器和v 脒s ( v 0 1 t a g er e g l l l a t i o nm o d u l e s ) 中的应用开始得到关注。 所以，基于数字控制技术的d c ，d c 变换器系统将是未来一个发展方向。本课题研究的出发 点是将d c 他c 变换器的高频化和数字化结合起来，尝试对以上方面做一些探索性的工作。 五、论文内容结构和主要工作 本文的框架结构如图l 五昕示。在全面综述零电压开关全桥( z e r o v o l t a g e s w i t c h i n g f u l l b r i d g e ，以下简称z v s 邱) d c ，d c 变换器及其数字控制技术发展现状的基础上- 进行了以下 研究工作： 首先，对实验中观察到的带有辅助网络的一类改进型z v s f b 变换器非正常换流过程进行 了详细分析，定量推导了该类z v s f b 变换器能够全范围实现软开关的约束条件，提出了一 种电路参数优化设计方法。 其次，详细阐述了控制芯片的时钟同步对多级变换器稳定工作的影响；重点讨论了适用 于多台并联或级联变换器的时钟信号同步方案以及z v s - f b 变换器副边整流二极管关断电压 7 浙江大学硕士学位论文 尖峰抑制的副边吸收电路和原边箝位电路。 再次，提出了一种新颖的、简单可靠的移相脉冲产生电路；推导了考虑占空比损失的 z v s f b 变换器电压电流双环模型；对如何利用数字控制实现高频变压器磁偏的自动校正进 行了探讨并提出了一种设想方案。 本课题主要完成了以下一些工作： ( 1 )设计并调试了一台3 k w 带有p f c 级的z v s - f bd c d c 变换器样机。 ( 2 ) 设计调试了基于d s p1 m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 的数字控制z v s 椰变换器样机。 图1 6 论文框架结构图 本章参考文献 1 1 王兆安，黄俊，“电力电子技术”，中国机械工业出版社，2 0 0 1 年4 月第四版。 【1 2 c h i n g j u n gt s e n g a n d c h e m - l m c h e n ，“a p 踮s i v e i o s s l e s ss n u b b e rc e l l f o r n o n i s o l a t e d p w md c ，d co o n v e n e r ， i e e et r a i l s a c 廿0 n so ni n d u s 矾a le 1 e c 廿o i l l c s ，1 9 9 8 ，4 5 ( 4 ) ：5 9 3 6 0 1 1 3 】s m i l hkmj r ，s m e d l c ykm ，“e n 百n e e 血gd e s i g no f l o s s l e s sp a s s i v es o f is w i t c h i n gm e t h o d s f o rp w mc o n v e n e r sw i mn o r m i n i m 啪v o l 协瘩es 仃c s sc i r c u i tc e l l s ，i e 腿t r a l l s a c t i o n so n p o w e re l e c 仃叽i c s ，2 0 0 2 ，1 7 ( 6 ) ：8 6 乒8 7 3 1 4 s m i 血kmj r s m e d l e ykm ，“n g i n e e r i l l gd e s i 舒0 f l o s s l e s sp a s s i v es o f cs 州t c h i n gm e t l l o d s f o rp w mc o n v e m r s i w i t hm h i m u mv 0 1 协g es 廿e s sc i r c 血c e l l s ”，1 e e e1 h n s a c 廿o n so n e l e c 订o n i c s2 0 0 1 ，1 6 ( 3 ) ：3 3 6 - 3 4 4 1 5 阮新波，严仰光，“宜流开关电源的软开关技术”，科学出版社，2 0 0 0 1 6 林渭勋，“现代电力电子电路”，浙江大学出版社，2 0 0 2 年7 月第一版 1 7 张军明，“中功率d c d c 变流器模块标准化若干关键问题研究”，浙江大学博士学位论 文，2 0 0 4 年 1 - 8 吕征宇，陈国柱，钱照明，汪棵生，“电力电子中的数字化控制技术”，机电工程2 0 0 1 年第1 8 卷增刊，p p 卜4 1 9 】m 删i n gx i e ，“d 培i 乜lc o n 订o l f o rp o w e rf a c t o rc o 廿e c t i o n ，m 鹊t e rm e s i so fv 吆i n i a p 0 1 ”e c h n i ci n s t i m t ea 1 1 ds t 融eu n r s 蚵，p p4 - 5 ，j u n e2 0 0 3 浙江大学硬士学位论文 1 1 0 阮新波，严仰光，“脉宽调制d c d c 全桥变换器的软开关技术“，科学出版桂。1 9 9 9 年9 月第一版 1 1 1 郑尊标，“数字化智能电源模块研究”，浙江大学硕士学位论文，2 0 0 1 年3 月 1 1 2 许道飞，“基于d s p 的在线式u p s 数字化控制技术”，浙江大学硕士学位论文，2 0 0 3 年3 月 1 1 3 熊乐进，“基于d s p 的单芯片数字控制u p s 电源”，浙江大学硕士学位论文，2 0 0 2 年3 月 1 1 4 】j c a n v a f d i n e 觚df k 妇z u s ，“t r e n d si l lm el l s eo fd i 舀扭it e c h n o l o 科f o rc o n 臼o la n d r e g l l l a t i o n o fp o w e rs u p p l i e s ”，i n e n l a 廿0 n a lc 0 n f e r e n c eo na c c e l e r a t o ra n d l a r g e e x p e r i m e r 蹦p h y s i c sc o n 的ls y s t e m ，1 9 9 9 ，t h s 钯，i t a l y 1 1 5 】r 0 b e nw 蹦c k s 吣d r a g a l lm a l ( s i m o v i c ，胁d 锄e n 诅1 so f p o w e re l e a 仃0 n i c s ，k 1 u w e r a c a d e m i cp u b l i s h e f s ，s e c o n de d i t i o i l ，1 9 9 9 1 1 6 】n e dm o h 妣，t 0 r em u n d e l a n d ，w i l l i 锄p r o b b “p o w e re l e c 订o n i c s ，c o n v e n e r s ， a p p i i c a t i o n sa n dd e s i 鲁时，n 蜘e d i ：c i o n ，j o h nw u e y s o 船i n c ，2 0 0 3 【1 1 7 】m u b a m m a d h r a s h i d ，p o w e re l e c t r o n i c s h 卸d b o o k ”，a c a d e m i c p r e s s ，2 0 叭 9 浙江大学硕士学位论文 第二章移相控制全桥d c d c 变换器特性分析 2 1 普通z v s 全桥d c d c 变换器的电路结构 2 1 1z v s 全桥d c d c 变换器的控制方式。+ ” 对于纯电阻性负载的传统全桥d c d c 变换器一般采用对称p 啪控制方式。这种控制方 中。 式下，在一个开关周期t 。的前半周，q 1 和q 2 导通d 等时间；后半周期中q 3 和q 4 导通， 二 导通时间与q l 和q 2 相同，也为d 等。上面式中d 为占空比，定义为：d = 青。变压 o 器原边绕组上的电压在斜对角两组开关管导通时为m 或一m 对应的半个周期中变压器 磁芯的伏秒值为，d 芸。在“n 恒定的情况下，调节占空比d 的大小就可以调节磁芯 z 伏秒值的大小，从而调节变压器端电压v m 有效值的大小和变压器传递的能量。这种控制方 式一个明显的特征是斜对角两组开关管开通和关断是同时的，如图2 1 ( a ) 所示 强 一 越 ( a ) 传统对称p 釉控制方式( b ) 移相p 蹦控制方式 图2 1 全桥变换器两种不同的控制方式 移相控制方式的开关管脉冲形式与上面的对称p 州控制方式有显著的差异，如图2 1 ( b ) 1 0 浙江大学硕士学位论文 所示这种控制方式下，两个桥臂四只开关管的门极脉冲宽度相同，忽略同一桥臂上下两管 n 之间死区时间的情况下，该脉冲宽度均为詈；斜对角两只开关管的门极脉冲之间根据需要 z 的占空比大小发生相移；两脉冲重叠部分宽度也就是占空比时间宽度。重叠部分越大，加在 变压器原边绕组上的电压方波越宽。同理，在输入电压恒定的情况下，伏秒值也越大。所以， 移相控制方式是通过调节全桥变换器斜对角两组开关管门极脉冲的相位来实现占空比的调 节。 实际上，全桥变换器的控制脉冲形式不单只有图2 中的这两种结构，在文献 2 1 中还 介绍了其他多种控制方式。但是，工程实际中用的最多得还是上面这两种方式。 2 1 ，2 移相控制z v s f bd c d c 变换器换流过程 图2 2 为移相全桥变换器的主要工作波形。图中分别给出了变压器原边的电压和电流波 形以及变压器副边的电压波形。关于一个开关周期中电路的8 个换流等效电路在文献 2 1 中有详细分析，本文就不再敖述。但为了方便后面的分析，就一些重要的概念和结论在这里 作简略的分析和说明。 1 - 摹 ：* f 寸 ? f ：i墙 r 轴曩，ll 一 口l ：啦警0 ：。：i ；_ 0 越 蠹 f 瑚 瞳 嘲 ： q t 础 一 v 5 图2 2 移相全桥变换器主要工作波形4 “ 上图中从t 2 时刻开始到“时刻结束的这段时间里，a b 两点间承受正向电压胁? ，但由 于变压器副边所有整流二极管都导通，使得变压器原副边都处于短接状态。因此，时n 加在 了变压器原边串联的谐振电感( 包含漏感) 上，使得漏感中电流迅速减小过零并反向上升直 到变压器脱离短接状态，能量才开始从原边向副边流动。由于上面的这段时间里没有能量的 流动，所以相当于电路的有效占空比减小了，也就是存在占空比丢失现象。占空比丢失的大 小与电路的众多参数都有关系，可以通过下式计算： 浙江大学硕士学位论文 妣：业竺坐业坦 亿，、 式中，f f 。”为一个周期中丢失的占空比对应的时闻ij 2 和厨c o ) 为变压器副边开始进入 短接状态和脱离短接状态时流过的电流值：为变压器的原副边匝比；厶为变压器原边谐 振电感和漏感之和；翰为输入电压。从上式可以看出，当变换器输入电压越低，功率等级 越高厶越大的时候，越大造成更大的能量损失，降低了变换器的效率。由于电源设 计指标的要求，和功率等级往往不能改变，为了减小f 妇，只有减小厶。在另一方面，厶 的值又与变换器的软开关实现有紧密联系。特别是对于滞后桥臂o + 1 1 的开关管，其实现z v s 开 通所需要的能量全部由上，提供。厶越大。储存的能量越多，使得滞后臂z v s 的实现更容易。 由于在重载下，原边电流有效值大，存储在上r 中的能量足够多，能满足下面的关系式实现 开关管的z v s ：圭l “2 詈g 玩2 。但是，在轻载时，原边电流很小，厶的能量可能无 法满足软开关条件，所以滞后桥臂的软开关在轻载下丢失。因此，设计时一般都只能做到在 一定的负载范围内实现z v s 。同对，对于副边的整流二极管来说，厶会和其等效结电容、 变压器的等效结电容发生谐振，在二极管关断时产生很高的电压振荡尖峰，其频率为 声= - 二；一。该电压尖峰往往对整流二极管的可靠工作构成严重威胁增加了二极管的 。 2 刀 电压应力，导致吸收电路损耗上升，开关噪声也相应增加。从上面的分析可以看出，上述几 个方面指标的优化彼此间存在矛盾。这些问题再加上移相全桥变换器变压器原边存在的电流 环流问题即是移相全桥变换器拓扑结构存在的主要缺点。 2 2 改进型的移相控制z v s f bd c d c 变换器电路结构 2 2 1 厶采用饱和电感“” 图2 3 ( a ) 为采用饱和电感的电路结构。在厶为普通电感的情况下，一时间段内变压 器原边电流近似为线性上升，斜率为二竺。如果把厶换成饱和电感并设露其在某一电流范围 厶 内进入饱和状态，其电流变化率将明显上升，换流过程时间减小，从而s 减小，如图2 3 ( b ) 所示。图中虚线部分为传统z v s f b 变换器原边电流波形，黑线所示为改用饱和电感后的电 流波形。在t 。时刻，s 4 关断，在给s 4 和s 2 的漏源极问结电容充放电完成后续流二极管 d 2 自然开通，这时上r 承受反向电压，原边电流开始减小并反向过零、正向增加，一旦电流 1 2 浙江大学硕士学位论文 达到使得厶饱和的阈值，厶进入饱和状态，撅边电流迅速增大。 t m 理 f 一 采冉蛙睦皂譬 - _ 一举 扣 、采用可地和电 一 区 l 、 、 璺化事；v i ，ir dl - 斗 娩lf 鲫 叽x 盐 ? 地 i o h- 。 口r # _ b - 一 竹1 1t 2t 3 1 5 ( a ) 电路结构( b ) 工作波形 图2 3 采用饱和电感的改进型移相全桥变换器及其关键波形4 ” 在t o 时刻，导通的两只开关管s 3 和s 4 中的s 3 关断，c 3 被充电，c 4 放电，原边电流显 著下降，饱和电感很快脱离饱和区；在t o 到t t 这段时间里原边电流在d 1 和s 4 之间单向循 环流动。线性电感存储的能量与流过其电流的平方成正比，但可饱和电感却不是这样，二 者的特性如下图2 4 所示。从曲线( b ) 可以看出：饱和电感在，五后，电感中存储的能量 并不会上升，理想情况下保持恒值。因此，在适当增加厶值，扩大电路软开关范围的情况 下，原边循环能量不会增加。这一点也可以从图2 3 ( b ) 中看出：t o t ，和t 。一t 时间段的环流 比虚线部分的要小得多，从而减小了电路的通态损耗。 0 i c 电感电流o i c 电感电流 ( a ) 电感量一电流曲线( b ) 存储能量一电流曲线 图2 4 线性电感和可饱和电感的特性 另外，在副边二极管承受反向阻断电压进入关断换流状态时，由于原边谐振电感厶处 于饱和状态，电感值很小，所以二极管关断电压尖峰得到了有效的抑制。采用饱和电感的这 种方法除了上面介绍的这种把原边谐振电感厶换成饱和电感外，还可以在副边整流电路中 添加可饱和电感，电路结构如图2 5 所示，图中l r - 和k 即为外加可饱和电感。 1 3 浙江大学硕士学位论文 v v 圈z 5 两种在副边整流电路中添加饱和电感的电路结构 总的来说，采用饱和电感的方法使得z v s f b 变换器的性能大为改善，解决了电路参数 优化难于取舍的问题。但是，制作可饱和电感的磁芯材料比较特殊。一般为非晶材料或特殊 牌号的铁氧体，比如p h i l 工p s 公司3 r 1 型号铁氧体；电感的设计存在困难。由于可饱和电感 在实际中从非饱和到饱和及其逆过程中存在较大的损耗，磁芯发热严重，要求使用较大尺寸 的磁芯，增加了变换器体积和成本。这些因数一定程度上限制了这种方法的使用。 2 2 2 副边采用耦合滤波电感1 这种方法是把输出端l c 滤波器中的电感换成耦合电感，电路结构如图2 6 所示。k 和d t 所在之路既起到了箝位电路的作用又是一条辅助换流支路，为滞后桥臂的z c s 开通和 关断提供条件。图2 7 为该电路在半个周期内的换流过程等效电路图。从模态0 到模态1 ， 是其超前桥臂的换流过程，与普通移相全挢变换器相同。从模态2 开始，当电压v n 降低到 一! ! l 点b ，二极管d t 开始导通，变压器副边绕组中的电流开始向k 中转移，到模态4 副边 n 1 + n 2 已经没有电流；同理，原边只剩下变压器激磁电感l _ 中的激磁电流。由于该电流很小，所 以s a 的关断是零电流关断。在这之后s a 是零电流开通。通过调节电路的相关参数就可以在 需要的范围内实现超前臂的z v s 和滞后臂的z c s ，而且超前桥臂一般选用m o s f e t 作为开关 器件，而滞后桥臂选用i g b t 作为开关器件更为合适。 图2 6 采用耦合输出滤波电感的z v z c s 移相垒桥变换器 1 4 浙江大学硕士学位论文 辩p 2 斟铡 瑚醯4 婚畸 图2 7 换流过程等效电路图“” 2 2 3 原边谐振电感采用耦合电感“。5 1 原边采用耦合电感方式的z v s f b 变换器是一簇全薪结构的移相全桥变换器。其统化 的电路结构如图2 8 所示。图中的电压源y ，和v z 实际中是由两个容值较大的高频隔直电容 1 5 浙江大学硕士学位论文 构成，它们的作用是滤除原边两条分支电流中的直流分量，防止耦合电感饱和。由于在一个 开关周期内，耦合电感r 和h 上电压平均值为零，且每只开关管导通时间为半个开关周期， 所以这两个隔真电容上的电压为堡，在等效电路中就用两个电压源表示。t ；和t 。副边接的 2 x 和y 模块表示的是这两个地方都可以作为负载端，接l c 滤波电路后与负载相连。所以， t i 和t v 中其中一个是一个变压器，另一个为耦合电感。在这种电路结构中，不需要利用变压 器漏感或者外加电感来储能，变压器漏感做得越小越好：而耦合电感的激磁电流在分析中是 不能忽略的。 一 蘑 5 2 r 掣、 o 叫h ： ：1 l - 一 t 对“蕊 l 鼍制 h 擎闽 挚锄劂 n 一 缢筮 i 挚跣黝 t 图2 8 原边采用耦舍电感的一族新颖的z v s f b 变挟器忱5 1图2 9t x 作为输出调制端时控制脉冲。5 1 当把t x 作为输出端时，占空比定义与普通移相全桥变换器相同，如图2 9 所示；但把 t y 作为输出端时，理想情况下原边向副边传递能量的时亥i 是s l 和s 3 都开通的时刻，占空比 时段正好与一般的z v s f b 占空比时段互补。需要注意的是不论哪个耦合电感作为输出调制 端，在有效占空比时段中。加在变压嚣原边上的电压都是电源电压的一半，即堡；而普通 2 全桥变换器是电源电压。这意味着在相同负载等级的情况下，变压器原边电流有效值比 普通全桥变换器大倍。 该类变换器几乎可以在全负载范围内实现开关管的z v s 。t x 和t ，的伏秒值变化趋势 相反，一个增大时另一个减小；伏秒值的大小反映的也就是其磁芯存储能量的大小。比如， 在上图中，当d = o 时，加在t x 两端的电压为零，通过t x 磁芯的伏秒值为零；同时，通过 绕组a c 的电压v * 和通过绕组c b 的电压v 。的极性相同且必须满足关系= 玩c + 白= 0 ， t ， 所以n c = = o 。因此加在变压器t v 原边上的电压您o = 芸，其伏秒值达到最大。同理， z 当占空比d 最大时，加在t x 上的伏秒值达到最大而加在h 上的是最小值零。利用两个耦合 电感伏秒变化趋势互补的规律可以帮助z 、，s f b 扩大软开关的范围。当作为输出调制端的耦 1 6 一塑婆盔堂塑主堂垡望塞 a t v 调制电路结构 ；i | i ；针_ i = ：i “一 铷 i ；f ! i研 州l蟾f “ 翻 il l 辨 川l fi if 弦卡_ 簿m kf艮 i t ! -1 1 喜辞嘛卜 t ：卜t l 地i ，= i h h + j 硼l 簪| ! 。= i f 一 ，寸 jks l ，。，i m ! ! 墨彰hk b 调制电路结构 ； ；：；：；= ：； 2 “ 鞋：8川jj ； l w 湖。“州 目嘲一； 媸 ； 臻u 懈 ： 。i： ；lf jk = r k 1 = 一j h 。 【， 锇 l 。 ；、l ；i ? 撩； 卅一卜c 。i v 舀：w 叫时! = ：【1c 1 一m + 嘛 埘一 ! r l ( a ) n 调制关键波形 ( b ) h 调制关键波形 图2 1 0 分别用b 和n 作为输出端的电路结构和关键波形。” 合电感( 也即为变压器) 副边的负载较轻时，变换器需要向副边传递的能量较小，加在变压 器上的伏秒值较小，加在另一个耦舍电感上的伏秒值就比较大，存储的能量较多，这部分能 量正好可以用来帮助开关管漏源极间结电容在开关过程中的充放电，在轻载时实现z v s 。反 之，在重载情况下，加在变压器原边的伏秒值很大，加在另一个耦合电感上的伏秒值就很 小，存储能量小；通过合理的设计，既可以使得z v s 得到保证，又可以减小循环于变压器原 边的环流，减小了变换器的损耗。 上图2 1 0 ( a ) 和2 1 0 ( b ) 分别给出了把r 端和t 趟作为输出调制端的电路结构和主要 工作波形。需要注意的一个问题是；流过两支桥臂的电流f l 和f 2 的大小不同，在t y 调制的 1 7 塑垩壅堂堡圭堂垡兰塞 情况下，电流为： 仁 驴r = 一十凇 ， 舻r = 一凇 2 在n 调制的情况下，电流为 z m z l = z + 1 p x z 2 = l 一一 ( 2 2 ) ( 2 3 ) 上面两式中，妇和扫r 、玩r 和厶盯分别是两种调制下变压器原边电流和耦合电感励磁电 流。这种桥臂中电流的不对称性使得设计时在功率器件的选取上需要格外注意。 2 3 采用辅助网络的z v s 全桥d c d c 变换器特性分析 2 3 1 辅助网络结构和正常换流过程分析 上一节介绍了一些改进型的z v s f b 变换器电路结构和基本特性。除此之外，还有一大 类改进型的z v s f b 变换器在实际中被大量研究应用。这类变换器附加了无源或有源的辅助 调络为滞后桥臂的z v s 创造条件4 ”7 ”1 。它们在本质上都可以等效为一个独立的电 流源。在电路换流过程中，为处于换流状态的开关管并联的结电容提供独立的充电或放电电 流，使z v s 的实现变得容易。带有辅助网络的z v s 全桥变换器的等效电路和几种无源辅助网 络结构如图2 1 1 所示。前两种辅助网络基本是相同的。电容的作用是用作分压电容，电容 值足够大。最后一种辅助网络结构类似一个半桥，l 与巳t 、c 吐谐振，c 一巴：的值较小，它 们的谐振周期需要仔细设计4 ”：d 。t 和是辅助网络的续流二极管。根据电流增强原理“， 如在滞后桥臂开关关断时同变压器原边电流审一起流入或流出节点b ，给开关管的输出结 电容充电或放电。只要充电或放电电流足够大，那么就可以做到在门极信号到来之前，使管 子的漏源极间电压降为零，从而实现开关管z v s 开通。 1 8 浙江大学硕士学位论文 v 图2 1 1 带有辅助网络的琊f b 变换器等效电路和几种无源辅助网络 由于上述辅助网络帮助实现z v s 的基本原理都基本相同，所以我们选择( b ) 形式的辅助 网络做换流过程的详细分析，图2 1 2 为电路结构，2 1 3 为电路工作关键波形。因为辅助网 络是加在滞后桥臂上辅助滞后桥臂开关管在轻载下实现z v s ，所以这里主要分析滞后桥臂的 换流过程。分析前首先作如下假设： ( 1 ) 所有开关管、二极管均为理想器件，但输出结电容不能忽略。同一桥臂上下管的 死区时间为如。 ( 2 ) 分压电容c 口1 、2 足够大，1 = 0 2 = o ，。：土m 输入电压矸为理想直流， z 无纹波，开关管并联输出电容c c ：= c ，= c = g 。 ( 3 ) 厶为外加谐振电感和变压器漏感之和，变压器除了含有漏感外其他参数认为理想。 ( 4 ) 电路已经进入稳态。 v 弛 峨 啦 嘲 且 廿 协 ji 7 。 。 、 i ，一一 u 图2 1 2 采用( b ) 辅助网络的z v s 吓b 变换器 图2 1 3 电路工作关键波形 1 9 t t 3 浙江大学硕士学位论文 模态l ：( t o t t ) ：在t a 时刻之前，s 。和s - 的体内寄生二极管d ，导通续流。在t 。时刻， s 。关断，c 2 充电，c 放电，上升，v c ，下降，辅助网络储能电感中电流和原边电流一同流出 结点b ，二者之和同给电容c - 和c z 充放电，帮助s 。实现z v s 开通。 模态2 ： 一 咖厶 浙江大学硕士学位论文 下面图2 1 6 和图2 1 7 分别给出了不满足上述约束条件与满足约束条件的情况下，电路 滞后桥臂开关管的开关波形。从图中可以看出，当厶小于约束条件给出的最小值时，随着 输出功率逐渐增大，滞后桥臂开关管结电容存在重新充放电现象，其软开关特性开始丢失。 当l 取一个优化的值时，在全范围内变换器可以实现软开关，并且占空比丢失满足要求。 一”、v m # o o v ，d i 、“”“ lp “- “ _ r * _ - _ 。 警? ，： ：一 一 7 _ ： 。 一 ，一 扎： y | j l q 咖“ ，lt qr f 2 0 0 v1 t l s 1 、f “lk f 量l ，”s ， “) 轻载下滞后桥臂开关波形 ( b ) 重载下滞后桥臂开关波形 图2 1 6约束条件不满足时滞后桥臂开关波形 孓 ! ? 1 ! ! ； 矗。i ，j 掣靴一； l r垤 ：， jr r # 自o “十”“十“”? ， f， l 。o 0 0 7 。 l 匠黑；掌j j 熬_ _ j ( a ) 轻载下滞后桥臂开关波形 ( b ) 重载下滞后桥臂开关波形 图2 1 7约束条件满足对滞后桥臂开关波形 2 4 移相控制z v s f bd c d c 变换器