（电力电子与电力传动专业论文）离子收集直流电源研究.pdf

浙江人学硕士学位论文 a b s t r a c t t h i sp a p e ri sa d v a j l c er e s e a r c ho fi o nc o l l e c t i n gd cp o w e rs u p p l yi ni s o t o p e s e p a r a t i n gf i e l d sw h i c hu s e dl 骶e rm e t l l o d i nt h e6 e l d so fi o ns e p a r a t i n ga n d c o l l e c t i n g ，5 0 h za cp o w e rs u p p l yi ss t i l lu s e dm a i n l y w h i c hi sv o l u m i n o u sa n d l o w e m c i e n t 1 os o l v et h i sp r o b l e m ，a s s o c i a t e dw i t hl o a ds p e c i a l t yo fi o nc 0 1 l e c t i n g p o w e rs u p p l ya n dt h ed i f 矗c u l t yo fh i g l l - v o l t a g eh 谵h f c q u e n c yp o w e rs u p p l y an e w h i g l - f r e q u e n c yh i g l l 一e 衔c i e md cp o w e rs u p p l yi sp m p o s e di nt i l i sp a p e l t h ei o nc o l l e c t i n gd cp o w e rs u p p l yp r o p o s e di nt l i sp a p e rc o m p r i s e st w om a i n p a r t s ： f o n n e r s o r s w i t c h i n g p f cc i r c u i ta n dl a n e r s o r s w i t c h i n gp o w e r t r a n s f o n l l i n gc i r c u i t az v tp f cc i r c u i tu s i n gu c 3 8 5 5 a nc o n t r o lc h i pi sp r o p o s e d 髂t 1 1 em a i n c i r c u i to ff o 咖e rp a n t h eo p e 豫t i n g 埘n c i p l eo ft l l ec i r c u i ti si l l u s 仃a t e di nd e t a i l ， a i l da ni n t e g r a t e dd e s i g np r o j e c ti sp u tf o n a r d b a s e do nt h ef o r g o i n ga n a l y s i s ，a 5 0 0 wp o w e rs u p p l yi sf i n i s h e d d u r i n gt h ec o u r s eo fp r o j e c ts e l e c t i n gi np o w e rt r a n s f o m l i n gc i r c u i t ，b a s e do n t h er e f e r e n c el i t e r a t u r c 【9 】，an o v e lt o p o l o g yo fz e m v o j t a g e - s 、i t c h i n gh a l f b r i d g e d c d cc o n v e n e ri sp r o p o s e d 1 1 l eo p e m t i n gp r i n c i p l ea i l dk e yf e a t u r e so ft h e p m p o s e dz v sh a l fm d g et o p o l o g ya r ei l l u s t m t e da n dt | i e r e s u l t so fs i m u l a t i o n s u s i n gp s p i c ea r i da4 0 we x p e r i m e n t a lp o w e rs u p p l ya r ep r e s e n t e dt ov e r i f yt h e t h e o r e t i c a lf e a s j b i l i t ya n dc o r r e c t i l e s so f t l l en o v e l t o p o l o g y b a s e do nt h ec o n t m s to f m r e et y p i c a lr c s o n a n tc o n v e n e rt o p o l o g i e s ，t 1 1 i sp a p e r p r o p o s e su s i n gs e r i e s - p a m l l e lf e s o n a n tc o n v e r t e rw i t l lc a p a c i 6 v eo u t p u tn l t c ra st 1 1 e m a i nc i r c u i tt o p o l o g yo fl a n e rp a n t h ed e s i g nm 】e so ft h ec i r c u i ta r ea n a l y z e d ，a n d a2 0 0 wlk vp o w e rs u p p l yi sf i n i s h e dt ov e r i 母t i l ef e a s i b i l i t ya n ds u p r i o t yo f 山e t h e o r e t i c a la n a l y s i s k e y w o r d s ：z v tp f c ，r e s o n a l l tc o n v e n e r ，t w oa s s i s t a n tm o s f e t sh a l fb r i d g ez v s c o n v e r t e r 3 浙江人学钡 学位论史 第一章绪论 1 1 离子收集直流电源技术现状 放射性同位素的应用已遍及医学、工业、农业、能源、军事以及科学研究 等各个领域。同位素的分离技术主要有离心法、扩散法和激光法，而激光法分 离同位素( a 、，l i s ) 是目前最先进的同位素分离技术，具体过程如图l 一1 所示。 由2 0 k v ，3 0 k w 大功率直流电源激发电子枪，使目标原子产生蒸发。由1 0 k v ， 1 0 k w 大功率直流电源激发铜蒸汽激光发生器产生特定波长的染料光，在分离 器中与目标原子蒸汽发生作用，使目标原子电离为离子云。最后由5 k v ，2 5 k w 的脉冲电源和直流电源供给离子收集器对目标离子进行选择性收集。 图1 一l 激光法分离同位素系统示意图 整个系统包括三个部分：蒸发系统，激光器系统和尾料收集系统。需要四 个高压大功率电源：电子枪用2 0 k v ，3 0 k w 直流电源，激光器用l o k v ，l o k w 直流电源以及离子收集器用5 k v ，2 5 k w 脉冲电源和直流电源。 以电予枪用直流电源为例对整个电源系统的技术现状加以说明。 6 浙江人学硕 一学位论文 采样信号 图1 2 电子枪用电源系统框图 该电源虽然可以实现数字化控制，但在其核心的高压电源功率变换部分， 仍然采用的是可控硅调压的工频电源，虽然用可控硅调压设计成熟，系统可靠 性高，但也使得整个电源系统存在以下一些突出的问题： 1 ) 工作频率低，导致电源系统体积大而笨重： 2 ) 效率不高，功率因数低； 3 ) 谐波含量高，纹波大，开关峰值应力大； 4 ) 系统响应速度慢，快速响应特性差。 由于整个同位素分离系统所用的高压大功率电源( 包括部分从国外进口的 电源) 基本都是采用可控硅调压的工频电源，因此上述问题是提高同位素分离 技术所急需解决的问题。 1 2 本课题研究的意义 电力电子学的飞速发展和开关电源的采用，使得高压大功率电源高频化成 为必然的趋势，且在国外已有快速发展，文献f l 】的恒流高频高压开关电源的输 出电压已达2 0 k v ，输出功率达到2 0 k w ：而国内目前仍以工频高压充电电源和 高频高压小功率开关电源为主，高频高压大功率开关电源技术还不成熟。因此， 本课题研究的目的在于研制一种采用软开关技术的高压大功率丌关电源，应用 于离子收集场合，满足所要求的各项设计指标，并最终推广到整个离子分离和 收集系统。 浙江人学硕士学位论文 1 2 1 离子收集电源负载特性对电源的特殊要求 离子分离系统尾料收集所用5 k v ，2 5 k w 直流电源其负载特性如下图所示 t 图l 一3 尾料收集直流电源负载特性示意图 本电源的负载为脉冲式的离子云，非连续状态，在离子云从光作用区运动 过来的瞬间负载很大，可达到平均值的好几倍，并随着目标离子的不断减少而 减小，直至离子收集完成，负载变化为零。在离子云的脉冲间隔期间，电源工 作在开路状态。同时在尾料收集当中，由于目标离子会剥落到收集区的底部， 可能造成电源出现瞬间短路的情况。由于本电源应用于特殊场合，因此对于安 全性和可靠性有很严格的要求，结合以上的负载特性，要求如下： 可实现快速短路自保护功能： 可工作于开路状态，并能实现开路电压调节： 可实现负载大范围变化的稳压要求； 可实现输出电压在一定范围内的调节( 3 5 k v ) 。 1 2 2 高频高压变压器的分布参数问题对电源的要求 现代电力电子技术的发展对开关电源的研究与设计提出了越来越高的要 求，高频化、小型化、智能化和高效率是必然趋势。但随着开关电源频率的不 断提高，在满足了丌关电源体积小型化的同时，也带来了一系列新的问题，其 中最为突出的就是元器件的分布参数在高频化的条件下对电路的影响已经不能 忽略。在开关电源电路中，高频变压器是电气隔离、能量传递和电压转换的重 要元件。存高频高压情况下，如何解决变压器的分布参数对电路的影响是个尤 为重要的问题。 浙江大学硕士学位论立 高频高压变压器的等效模型和简化模型分析如下1 4 0 1 ： c r ll 】 l 2r 2 c 2 图1 4 高频高压变压器等效模型 以上l 。、l 2 为初级和次级的漏电感： c - 为初级绕组等效分布电容； c 2 为次级绕组等效分布电容； r l ，r 2 为初级和次级绕组的电阻； t x l 为理想的铁氧体铁磁芯变压器； 考虑到高频高压变压器次级电流较小，故r 2 、l 2 可忽略不计，而初级匝数较少， r l 也可忽略不计。再将c 2 折算到初级后得到如下的简化模型( 图l 一5 ) 。考虑到 次级匝数是初级匝数的1 0 0 倍，且绕制工艺一样，可以得到c l 。1 0 0 c 2 。将c 2 折算至 初级后，有c 。= 1 0 0 2 c 2 = 1 0 0 c l 。 l l 图1 5 高频高压变压器简化模型 高频高压变压器较高的匝比和较高的绝缘等级要求使得变压器的漏感和分 布电容大大增加，由图l 一5 的简化模型可见，这些分布参数在高频条件下很容 易形成谐振回路，从而造成很大的电磁干扰和噪声，并使得变压器无功功率增 大，限制功率的输送，严重时会导致变压器无法向副边传送功率。另外在空载 时导致变压器原边空载电流大，功率因数低( 功率因数角接近9 0 。) ，空载发热 问题突出。 对待高频高压变压器的分布参数的处理主要有两种方法。一是通过变压器 制作工艺j ：的改进来减小分布参数对电路的影响，如采用交叉叠绕的方法来减 9 浙江大学坝士学位论文 小漏感，或者采用变压器真空油浸处理并采用大磁芯以保证足够的绝缘距离， 以减小变压器分布电容及其影响。但减小漏感和减小分布电容总是相互矛盾的， 并且工艺上的改进对于分布参数的抑制总是有限的和被动的。另一种方法则是 主动利用这些分布参数并将它们纳入整个工作电路加以考虑，从而将分布参数 的影响减小到最低。 1 3 本文研究的主要内容 本文主要包含三个部分的内容软开关功率因数校正电路、双辅助管半 桥零电压开关电路和串并联谐振功率变换电路。 1 3 1b 0 0 s t 型软开关功率因数校正电路 国际标准i e c 5 5 5 2 中关于谐波限制标准和1 9 9 6 年开始实施的电磁兼容法规 使得传统的采用桥式整流和大容量滤波电路从工频市电直接转换直流电的方法 已经不能符合要求，因为a c d c 的直接转换方式不仅使得输出电压不稳定，效率 低下，更为主要的是会导致交流输入电流波形出现严重畸变，功率因素一般只有 0 6 。为了减少a c d c 变换电路输入端谐波电流的噪声和对电网产生的谐波污染， 提高输入端功率因数，在a c d c 开关电源中已广泛采用了有源功率因数校正技 术( a p f c ) 。 按a p f c 电路结构分有降压式、升降压式、反激式、b 0 0 s t ( 升压式) 。鉴 于b 0 0 s t 电路是简单电流型控制，p f 值高、t h d ( 谐波总畸变率) 小、效率高、 并且可实现升压，因此广泛应用于5 0 w 5 k w 较大功率范围内的电力变换应用场 合。本文采用双闭环控制单相b o o s t 型a p f c 电路，整个p f c 电路可以看作是一 个双环控制系统：电流环是内环，控制输入电流波形跟随输入电压波形；电压环 是外环，调节和维持输出电压稳定。双环的控制均依靠开关管占空比的复杂变化 来实现。对输入电流的控制有平均电流型、电流滞环型、电流峰值控制三种。本 文设计的b o o s t 型p f c 电路采用平均电流型控制方式。 本文鉴于传统硬开关式p f c 电路的缺点，设计了采用u c 3 8 5 5 a n 控制芯片 所构成的z v tp f c 电路，以满足谐波限制的要求，提高功率因素，并进一步提 高转换效率，降低电磁干扰和元器件应力。同时该电路还作为后级功率变换电 路的调压( 升压) 电路和预稳压电路。 1 3 2 双辅助管半桥零电压开关变换器 1 0 浙江人学坝l 学位论义 在中小功率场合，半桥电路由于其电路结构简单、功率器件少以及开关管 电压应力低等突出的优点而在隔离式开关电源中得到广泛应用。 在离子收集直流电源研究初期的方案论证阶段，在文献【9 】的基础上，本文 提出了一种基于p w m 控制的新的半桥软开关电路，利用变压器的漏感储能， 通过添加两个辅助开关管，从而实现主管和辅助管零电压零电流开通、零电压 关断，并详细分析了该电路的工作原理、特点、零电压开关的条件以及参数选 择方法。最后通过4 0 w 的小功率实验验证了理论分析的可行性。 但由于负载较低时，原边电流较小、变压器漏感储能不足会导致电路零电 压开关条件的丧失，以及该电路不具有短路自保护能力，故没有选择其作为离 子收集直流电源的功率变换主电路。 1 3 3 容性输出滤波串并联谐振功率变换电路 综合前文所述的离子收集直流电源的技术现状、本电源负载特性对电源设 计的特殊要求以及高频高压变压器突出的分布参数问题，本文在研究传统的电 源变换器拓扑并对比三种典型谐振变换器拓扑的基础上，提出了采用容性输出 滤波串并联谐振变换器拓扑作为功率变换部分的主电路，并完成了2 0 0 w ，1 k v 实验电源的研制，验证了方案的可行性和正确性。 采用谐振变换器对本电源的意义： 1 ) 可以实现电源的高频化，从而减小整个电源系统的体积； 2 ) 实现了开关管的零电压零电流丌通，提高了电源系统的效率； 3 ) 谐振开关电源的工作波形近似于正弦波，谐波含量低，器件峰值应力小； 4 ) 实现了系统的快速响应； 5 ) 基本解决了高频高压变压器的分布参数问题，降低了变压器损耗； 6 ) 满足了负载特性对电源系统的要求。 浙江人学坝f j 学位论文 第二章u c 3 8 5 5 a 软开关功率因数校正电路设计 2 1 传统b o 吣t 型硬开关式p f ( ：电路的问题 目前b o o s t 型单相硬开关p f c 电路应用非常广泛。但是由于其整流二极 管和开关管工作方式为硬开关，因此造成开关损耗大、开关管电流应力大和快 恢复二极管开关噪声大。在电感电流连续型功率因数校正电路中，整流管的反 向恢复特性不仅限制了最高频率和效率，也是电磁干扰( e m i ) 的主要来源。电感 电流不连续型p f c 能解决上述问题，但需要较大的滤波电感来平滑输入端的电 流。因此，这种方式只适用于中小功率场合。在开关电源中也可以采用无源缓 冲电路来降低干扰，但是这样不仅影响电源效率，也限制了开关频率的提高。 限制电感电流连续型p f c 电路工作频率和效率提高的主要原因是整流二级 管的反向恢复特性。当主开关导通时，开关管的电流迅速上升至主回路滤波电 感的电流值。此时整流二极管的电流开始反方向流动并释放储存电荷。主开关 电流因整流管电荷移动而继续上升，一般会超过升压电感内电流的2 倍，结果 在整流二极管截止时会有很大的冲击电流经主开关管流至电源地。一般高速高 压整流管都有这种特性，恢复特性越陡峭的整流管越严重。在大电流、高d i d t 及高d v d t 综合作用下，主开关管导通时将产生很大的高频辐射和损耗_ “。 为了保证可接受的功耗，b o o s t 型硬开关p f c 电路的开关频率一般限制 在1 0 0 k h z 以下。在功率较大或者对效率要求较高的场合，须采用无源缓冲电 路。无源缓冲是通过将一个电感串联在主开关上，使主开关在近似零电流的情 况下导通。导通时的d i d t 由电感量控制。无源缓冲的问题是电感器必须在主开 关管关断时释放储能，如果工作效率要求不太高并且开关频率较低时，可用二 极管串联电阻后并联在电感器上，主开关截止时，电感储能通过缓冲电路消耗 掉。这种方法大大减小了高频辐射，但工作效率较低。在一般功率因数校正电 路中，为了减少失真，当交流端输入电压处于过零点时，开关管的占空比接近 1 0 0 ，这意味着让电感器释放储能的占空比接近于零，为了使电感器能够释放 储能而不至于饱和，电感两端电压必然大大升高。由于主开关必须承受此电压， 所以需要采用高耐压元件，造成成本增加。缓冲电路的能量消耗也可用无损耗 浙江人学硕士学位论文 型放电电路来解决但电路的复杂程度也随之增加【4 ”。 2 2 z v t p f c 电路的优点 零电压转换( z v t ) p f c 技术能够较好的解决p f c 电路整流二极管的反 向恢复和开关管电流应力问题，从而降低二极管和开关管开关损耗，降低电磁 干扰，提高效率和频率。z v tp f c 电路是以有源谐振缓冲方式来控制整个开关 周期的工作，并将大部分缓冲能量传输到负载。这种方式使主开关能在零电压 下导通，从而有效的降低开关损耗并提高电源的效率和频率【3 6 1 。 但是，z v tp f c 电路中谐振参数l r 和c ，的优化设计以及大功率时如何合 理的设计电流互感器来取样p f c 电感电流这两个问题，仍然是影响z v tp f c 电源广泛应用的主要制约因数【拍j 。 本电路采用u c 公司的z v t p f c 控制芯片u c 3 8 5 5 a n 为例，设计一个5 0 0 w 输出的软开关功率因数校正电源，并探讨z v tp f c 电路的设计规则。 2 3u c 3 8 铬功能简介 2 3 1u c 3 辐5 控制芯片的基本原理 u c 公司推出的u c 3 8 5 5 b 包含了大功率高频p f c 升压变换器的所有控 制功能。u c 3 8 5 5 a b 采用了平均电流型控制技术，不需要斜率补偿就可获得稳 定的、低失真交流市电电流。同时，u c 3 8 5 5 还采用有源缓冲与零电压转换( z e r o v 0 1 t a g e t r a n s i t i o n ) 技术，大大降低了二极管恢复时间和m o s f e t 开关导通损耗， 具有e m i 低、效率高等特点。采用u c 3 8 5 5 a b 后，只需增加一个小功率 m o s f e t 、一只二极管和一只电感器，就可实现谐振软开关功能，使升压变换 器的开关频率达到5 0 0 k h z 。采用个简单的电流取样电阻或电流取样互感器可 实现平均电流取样。当采用电流取样互感器时，在开关导通时问内，内部电流 与电路缓冲电感中的电流同步；开关关断时，由芯片内部电路模拟产生电感电 流。在大功率p f c 电路中，u c 3 8 5 5 具有较高的信噪比，基本上可忽略电流取 样损耗。u c 3 8 5 5 a b 内部包括一个单象限乘法器、平方器和除法器电路，它可 为电流环路提供编程信号。当电压较低时，限制内部乘法器的电流可使输出功 率降低。此外，u c 3 8 5 5 a b 内部还包括电流放大器、电压放大器、振荡器、p w m 浙江人学硕上学位论文 比较器、z v t 电路、具有滞后的欠压封锁电路、精度为1 的7 5 v 基准电压源、 输入电源电压箝位电路、启动比较器和过压比较器等电路。内部框图如下图所 示。 o v r啊fj 图2 1u c 3 8 5 5 a b 内部原理框图【3 5 】 2 3 2u c 3 8 弱管脚功能简介 c a 一：电流放大器的反相输入端。该脚和c a o 脚之间应接入电阻电容补 偿网路，该脚的输入电压范围是一0 3 5 v 。 c a 0 ：宽带电流放大器的输出端。也是p w m 比较器的一个输入端。p w m 比较器根据该端信号调整市电输入电流，使之稳定。电流放大器输出电压范围 是o 1 7 5 v 。 c i ：电流取样信号加到该脚和g n d 之间的电容上。当升压变换器导通时， 电感电流经取样互感器给电容充电；关断时，内部电流同步电路使电容放电， 其放电速度与升压电感器电流变化率d i d t 成正比，其放电电流近似为： 三一等。因此，仅需一个电流取样互感器即可模拟电感电流。 c s ：c s 和电流放大器反相输入端c a 一之间接入电流放大器输入电阻。电 流放大器将上述波形与乘法器输出波形比较。同时，该脚还接入峰值限流比较 器的输入电压。若该脚电平大于1 4 v ，则比较器和门极驱动器的输出被关断。 1 4 m li：m 浙江人学硕f 二学位论文 c t ：接在c t 脚和g n d 脚之间的电容器将根据公式f t l 1 1 2 0 0 c t 设 定p w m 振荡器的频率。该电容最好采用低e s l 和e s r 的高质量陶瓷电容器。 c t 值应不小于2 0 0 p f 。振荡器和p w m 工作频率可达5 0 0 k h z 。 g n d ：接地脚。应当注意，所有接g n d 的旁路电路和定时电容的引线应 尽可能短些。 g t o u t ：一读脚输出峰值为1 5 a 的推拉电流，驱动外接的主开关m o s f e t 。 接在该脚和m o s f e t 门极之间的串联电阻用于限制g t o u t 输出电流过冲和消除 门极振荡。其阻值应不小于1 0 q 。此外，g t o u t 和g n d 间应接入一个正向电压 很低的肖特基二极管，以防止瞬态反向电压。 i a c ：输入该脚的电流应该与整流后的瞬时交流市电电压成正比。在该脚和 整流后的市电电压之间接入一个电阻可实现上述要求。l a c 内部电压稳压在 5 0 0 m v 。 i m o ：该脚为乘法器的输出端和电流放大器的同相输入端。由于该脚输出一 定的电流，因此在该脚和地之间应接入一个电阻。该电阻的阻值应等于电流放 大器的输入电阻，输出电压峰值应以1 v 为宣。该脚工作电压范围是o 3 5 v 。 i o n ：该脚是电流取样输入端，应接在电流取样互感器的次级。电流取样互 感器的主线圈与升压变换器的开关管串联。对应于电感电流峰值，输入该脚的 电压峰值应限制在1 v 左右。 o v p e n a ：该脚通过分压器来取样升压变换器的输出电压。当该脚电平低 于1 8 v 时，启动比较器关断v 。f 振荡器和p w m 电路。该脚电平在1 8 v 7 5 v 时，u c 3 8 5 5 正常工作。该脚电平高于7 5 v 时，滞后0 v p 比较器置位p w m 锁 存器，同时z v t o u t 脚和g t o u t 脚的输出也被关断，直至o v p e n a 脚电平下 降4 0 0 m v 后，才能恢复正常工作。分压器的电压为输出电压的5 时，o v p 关 断，当输出电压达到额定电压时，内部滞后将再次启动工作电路。o v p 的传输 延迟时问是2 0 0 m s 。 r v s ：加到v s e n s e 脚的输出电压取样信号经缓冲后传输到r v s 脚。该脚和 g n d 之间接入一个电阻，可产生与输出电压成正比的电流。该电流为电流同步 电路的一个输入电流。 v a o ：电压放大器的输出端。输出电压范围是1 0 0 m v 6 v 。当该脚电压低 浙江大学硕士学位论文 于1 5 v 时，乘法器的输出被关断。 v c c ：电源电压。该脚与地之间应接入一个l u f 的低e s l 、低e s r 陶瓷电容器。 u c 3 8 5 5 a 欠压锁定导通门限是l6 v ，并且和启动比较器都接到p w m 输出电路， 具有6 v 滞后：u c 3 8 5 5 b 欠压锁定导通门限是l o 5 v ，具有o 5 v 滞后。 v 州精密基准电压源的输出脚。该脚可向外部电路提供2 5 m a 的电流并且 阿部可实现短路电流限制。当v c c 电压低于欠压锁定门限时，v 。f 被关断；为 了稳定工作，该脚和地之间应接入容量在o 1 u f 以上的陶瓷电容器。 v r m s ：该脚是乘法器的正反馈市电电压补偿端。该端加入与输入交流市电 电压成正比的直流电压时，乘法器将根据公式1 v r m s 2 来改变电流指令信号， 以保证输入功率恒定。这样可使p f c 升压稳压器具有通用输入电源电压的特点。 该脚电压为1 5 v 时，市电电压过低，该脚电压为4 7 v 时，市电电压过高。该 脚输入电压范围是0 5 5 v 。 v s e n s e ：该脚是电压放大器的反相输入端，也是p f c 升压变换器输出电压 反馈点。通常在该脚和v a o 之间应接入电压回路补偿网路。 z v s ：当主m o s f e t 开关漏极电压达到0 v 时，该脚通过z v t 比较器取 样主开关漏极电压并复位z v t 锁存器。该脚也调整z v t o u t 脚输出的最大和最 小脉宽。为了直接取样主开关约为4 0 0 v 的漏极电压，在z v s 脚和m o s f e t 的漏极间应接入一个反向二极管。当漏极电压为0 v 时，z v s 脚电压约为0 7 v ， 低于2 5 v 的z v s 比较器门限。z v s 时间应为振荡器斜坡放电时间的1 ，2 ，以确 保z v t 功率元件正常工作。 z v t o u t ：此脚可输出7 5 0 m a 峰值电流以驱动外接的辅助m o s f e t 开关管。 由于z v tm o s f e t 开关管容量较小，该脚只需输出较小的峰值电流。与g t o u t 一样，该脚和g n d 问应串联一个门极电阻和肖基特二极管。 2 3 3u c 3 8 弱与u c 媳辫的主要区别 u c 3 8 5 5 和u c 3 8 5 4 芯片同为u c 公司推出的p f c 控制芯片，但u c 3 8 5 5 与u c 3 8 5 4 相比，新增了以下功能以实现单芯片控制的p f c 软开关技术【3 6 1 。 ( 1 ) 当z v t 脉冲发出时，z v t 脉冲封锁g t o u t 输出。当z v s 引脚检测到 主开关管的漏极电压小于2 5 v 时，z v t 脉冲关闭，同时主管驱动脉冲信号g t o u t 输出。 6 浙江人学坝i ：学位论义 ( 2 ) 电感电流重构。但主管导通时，u c 3 8 5 5 通过取样电流互感器取样电感 电流，而j 与主管关断时，通过内部电路重建电感电流，电感电流重构原理如下 图所示。 t 图2 2u c 3 8 5 5 电流重构原理图 当z v tp f c 的主开关管s l 导通时，电流互感器t s 将采样到的电感电流信 号通过二极管v d 整流送至1 0 n 引脚，u c 3 8 5 5 内部再将该信号乘以适当的倍率 给电容c i 充电。当主开关管截止时，电容c 1 通过电阻r r v s 放电。如果在设计 时，将电容c i 上的电压变化率和电感电流变化率设计的一样，则通过检测电容 c 1 的电压，u c 3 8 5 5 就可以模拟电感电流。 2 3 4 电流采样重构设计规则 假定个周期内电感电流上升和下降的变化量相等，则电容c i 的电压上升 和下降的变化量也应该相等，且与电感电流变化量保持固定的比例。计算过程 如下1 3 6 】。 在主开关s 导通期间，电感电流通过电流互感器采样电路给c i 充电，电感电 流变化量为： 芸：譬阜 ( 2 - 1 ) ，上 、 其中，是输出电压，是输入电压整流后的瞬时值。 则电容c 1 上的电压变化量为： y ：坐月。 ( 2 2 ) 当主管关断时，内部电流对电容c i 进行放电，放电电流为： 浙江人学坝l 学位论文 气= 熹一等 ( 2 - s ) 所以有 c ，等钆。 ( 2 - 4 ) 由上述4 式可得： a = 若聂( 寺一等 亿s ， 考虑输入电压过零点时，有= 0 ，l 。= 0 ，所以有： c ，：芸告 ( 2 6 ) 咫。 、。 在其他参数确定的时候，就可以根据式( 2 6 ) 确定电容c i 的值，或者根据 式( 2 6 ) 式进行各参数的优化设计。 2 4 采用u c 3 嬲s 控制芯片的z v th 电路基本原理 图2 3 所示为z v tp f c 主电路原理图。图2 4 是z v tp f c 电路一个开 关周期内的工作波形图【3 6 1 。 图2 3z v t p f c 主电路原理图 培 r 0 浙江人学硕士学位论文 一 l 0 。 |l l， l 一 力l- t ot 图2 4z v t p f c 工作原理图 工作原理简述如下： 在t o 时刻之前，主开管s l 截至，i i n 通过二极管d l 输出到负载，谐振电路没 有工作，谐振电感电流为零。 在t o t 1 阶段，辅助管s 2 导通，谐振电感电流1 l 2 开始线性增长，l d l 线性下降。 在t l t 2 阶段，谐振支路和二极管d 2 的换流完成，电感l 2 开始和主管的结电 容( 或并联辅助电容) 发生谐振，主管电压下降至零。 在t 2 t 3 阶段，主管实现零电压开通，并且通过体内二极管给l 2 提供续流通 道。 在t 3 t 4 阶段，辅助管关断，主管开通，谐振回路电流线性减小，主回路电 流线性上升，并实现主管体内二极管和主管的自然换流，实现零电流导通。 在t 4 t s ，主回路电感储能，一个开关周期完成，实现主管的零电压开通和 快恢复二极管的软关断过程。 2 5 采用u c 3 龉5 a n 芯片的z 、，rp f c 电路设计 2 5 1 设计指标 1 9 岫 _ 互 h b = 至 浙江大学硕士学位论文 采用u c 3 8 5 5 a n 控制芯片，满载输出功率5 0 0 w 的b o o s t 型z v tp f c 电路 其设计指标如下： 输入电压范围：u l n = 1 6 5 v 2 7 5 v ； 开关频率：f o = 1 l o k h z ； 满载输出功率p o = 5 0 0 w ； 输出电压：u o = 3 8 0 v ； 效率：n 9 5 ； 功率因数：p f 9 9 5 谐波含量：t h d 5 。 2 5 0 主回路电感l 1 的设计 由于输入电压最小时电感电流最大，所以计算电感时选取该时刻为计算点。 电感的大小还和允许的开关纹波有关，允许的纹波含量越低，则电感取值越大， 一般选纹波含量为线电流峰值的2 0 3 0 。最大的输入线电流峰值，。，。发 生在输入电压最小时，设d 为电流峰值时的占空比，则有： 旷芒= 嬲叫捌 ( 2 - ，) - ，= 2 0 4 5 = o 9 卅 ( 2 8 ) d = ( u o u 。( m m ) ) u 0 = o 3 9 ( 2 9 ) 三= d u 川i 栅) 饥= o 3 9 2 1 6 5 1 l o 1 0 3 o 9 = 9 0 0 “h ( 2 一l o ) t ( 础) = 1 2 ，“( 砷) = 5 4 ( 2 - 1 1 ) 2 5 3 输出电容的选择 输出电容的大小和开关频率纹波电流、次谐波电流、输出直流电压、输出 纹波电压、功率及输出保持时间有关。电容电流等于开关频率纹波电流和1 0 0 h z 频率的谐波电流之和。当考虑保持时间时，输出电容c 。的计算公式为【37 1 ： c 0 = 2 r f 2 一2 ) ( 2 - 1 2 ) 其中t n 为电容的保持时间，指输入关断后，输出电压在一定范围内保持的 时间，一般为15 5 0 u s 。u o 为负载最小工作电压。 浙江人学硕士学位论义 c o 般按照l 2 u f i w 选取，若不考虑保持时间，只考虑纹波电流和纹波 电压，则c o 可以按照o 2 u f w 选取，在本电路中选取c o 为4 7 0 u f 。 2 5 4 功率m o s h 汀和快恢复二极管的选择 主开关管和辅助开关管均选取i r f p 2 0 n 6 0 ，u d s s = 6 0 0 v ，r d s f 。1 - o 2 7 q ，i d = 2 0 a ，c o s s = 3 4 0 p f 。主回路升压二极管和辅助回路的两只二极管均选择d s e l 3 0 一0 6 a ，电流3 0 a ，耐压6 0 0 v ，在5 a 电流时反向恢复时间约为5 0 n s 。 2 5 5 谐振电感和谐振电容的选择 在设计z v tp f c 电路的辅助回路时，首先要确定谐振电感l 2 的值。l 2 的 主要作用有两个方面：一是减缓二极管正向电流的下降时间，保证二极管软关 断，从而降低了由二极管反向恢复特性引起的噪声和损耗，减小了开关噪声； 二是限制了辅助开关管的电流上升率d i d t ，从而降低了辅助开关管的开关损 耗。其中前者是主要矛盾。因此，在设计l 2 时，应根据快恢复二极管电流的反 向恢复时间t 玎来确定谐振电感的取值。在实际设计时，通常将快恢复二极管的 电流下降时间设计为3 5 倍的反向恢复时间【3 6 1 。在本电路中使用d s e l 3 0 0 6 a ，反向恢复时间n t = 5 0 n s ，则有： 妒每础。= 等咖s o - 9 地“ ( 2 - 1 3 ) 实际选择谐振电感l 2 的值为1 3 5 u h ，满足设计要求。 较大的c ，可以降低主开关管的d v d t ，同时可以吸收开关管关断时的电压 尖峰，保护开关管正常工作。但是较大的c ，会造成主开关管在开通时产生较大 的d i d t ，增加主开关管的开通损耗。而且较大的c ，将造成开关管难以实现零电 压开通，因此c ，必须满足【3 6 1 ： 妻c ，2 导2 ，z ( 2 1 4 ) c ，包含两部分，一部分是主开关管4 3 倍的寄生电容c o s s ，另一部分是外 加的电容。当外加的电容为4 7 0 p f 时，有：c ，= ( 4 3 ) 3 4 0 + 4 7 0 = 9 0 0 p f 。另 外由图2 4 有： ，2 _ 仁去勘厨 ( 2 1 5 ) 浙江大学颤j 学位论文 在t l 2 阶段，v q m a i n 必须完成开通过程，才能形成零电压开通。而 整个z v t 时间( 电流下降时间和谐振时间之和) 必须小于振荡频率斜坡下降时 间的一半，所以选择外加电容4 7 0 d f 。 2 5 6 乘法器除法器电路参数选择 u c 3 8 5 5 与u c 3 8 5 4 的核心一样是一个乘法器除法器电路。该电路的作用 是根据整流后的正弦半波电压，产生一个正弦电流标准波形i m o ，实际电流波形 就跟踪该波形，即相当于跟踪输入电压的正弦波形，所以能取得高功率因数。 其设计过程如下1 3 ”： 选择进线分压电阻。因为脚v r m s 的工作电压范围为1 5 4 7 v ，因此设定最 低进线电压1 6 5 v 时输入脚v r m s 的电压为1 5 v ，则有分压比例为：1 6 5 o 9 1 5 = 9 9 ：l 。 设分压电阻r 8 = 1 0 k ，则有r t o t a l = 1 0 9 9 = 9 9 0 k ，设r 7 = 1 0 0 k ，则= 9 9 0 1 1 0 = 8 8 0 k 。r 7 和r 8 分别并联电容构成二阶滤波器以滤除交流纹波获得平 均值，滤波器的极点根据以下条件设定： 由于输入是二倍频( 1 0 0 h z ) 正弦半波，而u r 8 的大小将直接影响芯片内部乘 法器输出的1 0 0 h z 正弦半波的大小，并使该正弦半波包含4 次谐波分量。因此 要求u r 8 尽量为平滑的直流量，同时考虑到乘法器对输入电压幅值的响应速度 要快，为此要求该二阶低通滤波器的转折频率不能太低，并且为了获得最大带 宽，要求两阶滤波器的极点在同一频率。当由于u r 8 失真引起的谐波失真占总 谐波失真的百分比被限制在1 5 以下时，又由于输入市电经桥式整流后产生 的二次谐波失真为6 6 7 ，因此该二阶低通滤波器的增益为：1 5 6 6 7 = o 0 2 5 。 平分给两级低通滤波器的增益每级为o 1 5 。根据增益与转折频率的关系： 增益a v = f c ，已知输入信号的频率= 2 5 0 - 1 0 0 h z ，所以转折频率f c = 1 5 h z 。 由此计算滤波电容的大小为 c 42 赤2 丽意丽一o m c ：l ；一：1 “f 3 2 丌正咫 2 丌1 5 1 0 1 0 3 ( 2 1 6 ) ( 2 一1 7 ) 浙江人学硕 - 学位论文 远群芟沉獭八电阻r a c 。砹最岛进线电垃u i n 2 2 7 5 v 町l a c 2 3 0 0 u a ，则 有： ：华：黑- 1 3 m ( 2 - 1 8 ) 小 ，。，3 0 0 1 0 咄 、7 实取r 9 = r a c = 1 3 6 m 。则最低进线电压u i n = 1 6 5 v 时，有i a c = 1 7 2 u a 。 当乘法器输出最大值为l v ，最低进线电压虽大负载时，电压误差放大器的 输出电压u e n 为最大值6 v ，因此根据乘法器输出公式：= 生d 罟；尹尘有： l c ( u 目一1 )1 7 2 1 0 _ 6 ( 6 5 1 ) 3 七 ( 2 - 1 9 ) 因为r m o 上的电压是乘法器的输出，r c 极点频率应大于1 0 0 h z ，所以r m o 并联的噪声抑制电容c 1 2 为： c 1 2 茎1 2 石j i 抑= 1 2 ，r 1 0 0 3 1 0 3 5 3 0 ，z f ( 2 2 0 ) 实际选择c 1 2 为1 n f 。 2 5 7 电流环设计 为了电源的稳定运行，必须进行电流环相位补偿，在低频的零点响应则提 供高增益完成平均电流控制工作，在开关频率附近误差放大器的增益要配合电 感电流的下降沿，当开关管关断时，则应配合晶振的坡度。 本电路中设计开关频率仁9 5 k h z ，单位增益交越频率选择在1 1 0 的开关频 率即约】0 k h z 处。电流环的零点必须设置在交越频率上，或低于交越频率处。 如设置在交越频率上，相位裕度有4 5 。，4 5 0 相位裕度能够保证系统工作稳定、 过冲低、干扰小，所以将零点频率设置在交越频率处( 即= 1 0 k h z ) 。当极点 频率高于丌关频率的一半时，极点不会影响控制环的频率响应。为了减少对开 关噪声的敏感性，极点通常设置在开关频率附近。本文设计极点频率名在开关 频率处( 即名= 9 5 k h z ) 。 计算过程如下【3 刀： 零点处功率部分的增益g 肼s ) 为： g n t 讪= ur s u i 。= 婶a s 吣r 。o ? u c 。= u 。r 。fs n l u c a q - 2 、 浙江人学硕士| 学位论文 式中：u r s 为检测电阻上电压： u c a 为电流放大器输出电压： r 。为等效的检测电阻。 代入参数得： i g d ( s ) l = 3 8 0 1 5 2 石1 0 4 5 0 9 0 0 l o 6 6 5 = o 3 1 ( 2 2 2 ) 因为在交越频率处整个电流环为单位增益，即g c a c s ) = l ( 见图2 5 ) ，而 电流环增益和功率部分增益之积为l ，则有 吃= l l = l o 3 l = 3 2 ( 2 - 2 3 ) i f z 如一 图2 5 电流环误差放大器增益波特图 又因为魄= 墨。置。，r 1 4 为电流环误差放大器反向端的输入电阻，选定r o 为2 5 k q ，则有： 尺1 。= 曩o g 乙= 2 5 o 3 1 8 女q ( 2 2 4 ) 实际选择r 1 4 = 7 5 k q 。已知f c = f z = l o k h z ，所以有： c ：= 1