（微电子学与固体电子学专业论文）智能功率集成电路双环psm控制电路设计.pdf

嫡要 摘要 迄今。智能功率集成电路( s p l c ) 习用控制模式为恒频变宽( c f v # ) 约黥宽调 制模式( p w m ) 和恒宽变频( c w v f ) 的脉频调制模式( p f m ) 。p w m 调制模式的s p i c 在 轻载下效率鞍低，控制脉冲谐波峰值较大；p f m 控制电路较为复杂，后续滤波器设 计困难a 脉冲跨周调制模式( p s m ，p u l s es k i pm o d u l a t i o n ) 是一种全新的调制模 式，异于p m 和p f m ，是一种恒宽恒频( c w c f ) 的调制模式。研究表明p s m 能有效改 善s p i c 丌关变换系统的效率和e m i 特性，且具响应速度快，抗于扰能力强，电路 易于实现等特点。 本文在p s m 调制理论的基础上，设计基于优化p s m 调制模式的双环控制电路， 主要包括以下几个方面内容： 1 ) 对p s m 调制模式分别在连续和断续工作模式下的输入输出电压关系以及输 出电压纹渡进干亍研究，以期指导p s m 调制模式在变换器中的应用。 2 ) 针对p s m 调制模式的缺点提出一种优化的p s m 调制模式，并基于能量平衡 原理就其稳定性和占空比选取情况进行理论研究。 3 ) 设计基于优化p s m 调制模式的双环控制电路。采用电压、电流双环路控制， 根据负载情况选择合适占空比来实现稳压。 4 ) 分析一种带s e n s o r 端l d m 0 s 的检测端电压与功率管电压的关系，以期更 好的设计商低压集成的智能功率i c 。 5 ) 设计基于f p g a 方案的开关电源系统，包括p s m 调制、基于状态机的p s m 调制、优化p s m 调制的算法。并给予实验测试结果及分析。 分析研究表明，本论文设计的基于优化p s m 调制模式的双环控制电路提高了 s p i c 变换系统的效率、改善其抗干扰能力、减小输出电压纹波、避免系统进入音 频范围。 关键词：跨周调制模式p s m ，双环控制，电流极限状态机，s e n s f e t 电子科技大学硕士学位论文 a b s t r a c t u pt on o w , t h en o r m a lc o n t r o lm o d ef o rs m a r tp o w e ri n t e g r a t e dc i r c u i t ( s p i c ) h a s p w ma n dp f m p w mb a s e so nc f v w ( c o n s t a n tf r e q u e n c yv a r i a b l ew i d t h ) c o n t r o l p u l s e ，w h e r e a s ，p f mb a s e so nc w v f ( c o n s t a n tw i d t hv a r i a b l ef r e q u e n c y ) c o n t r o l p u l s e p w mc o n v e r t e rh a sl o we f f i c i e n c ya tl i g h tl o a d sa n dh i g ha m p l i t u d eh a r m o n i c o nt h eo t h e rh a n d ，t h ec o n t r o lc i r c u i ta n df i l t e rf o rp f ma r em u c hc o m p l e x p s m ( p u l s e s k i pm o d u l a t i o n ) i san o v e lm o d u l a t i o n t h i sk i n do fm o d u l a t i o nm o d eo p e r a t e si n c o n s t a n tw i d t ha n dc o n s t a n tf r e q u e n c ym o d ef c w c f ) w h i c hd i f f e r sf r o mt h ef o r eb o t l l t h ew o r ks h o w st h a tp s mc o n v e r t c rc o u l di m p r o v ei t se f f i c i e n c ya n ds u p p r e s se m i b e s i d e s ，i tp r o c e s s e sm a n ya d v a n t a g e s ，s u c ha sg o o dr e s p o n s es p e e d ，s t r o n gi n t e r f e r e n c e r e j e c t i o n , e a s yt ot e a l i z e ，a n ds oo n t h ea u t h o ro ft h ed i s s e r t a t i o np a yal o te f f o r t st of o c u so nd e s i g n i n gt h ed u a l l o o p c o n t r o lc i r c u i tb a s e do no p t i m i z e dp s m ，i n c l u d e ： 1 ) r e s e a r c h e dt h er e l a t i o n s h i po fi n p u ta n do u t p u tv o l t a g ea n do u t p u tv a l t a g e r i p p l e ，w h e np s mo p e r a t ei nc o n t i n u o u sc u r r e n tm o d ea n dd i s c o n t i n u o u s c u r r e n tm o d er e s p e c t i v e l y w h a tw eh a v ed o n ew i l ld i r e c tp s ma p p l yt o c o n v e n e l 2 ) p r o p o s e do p t i m i z e dp s ma c c o r d i n gt ot h ed i s a d v a n t a g e so fp s m ，a n d r e s e a r c h e di t ss t a b i l i t ya n dt h es e l e c t i o no ft h ed u t yr a t i ob a s e do nt h eb a l a n c e t h e o r yo f e n e r g y 3 ) d e s i g n e dt h ed u a l - l o o pc o n t r o lc i r c u i tb a s e do no p t i m i z e dp s m ，w h i c hr e a l i z e t os e l e c tt h es u i t a b l ed u t yr a t i ot om a k eo u t p u ts t a b l eb yu t i l i f i n gv o l t a g ea n d c u r r e n tf e e d b a c kl o o p s 4 ) a n a l y s e dt h er e l a t i o n s h i po fs e n s o r sv o l t a g ea n dl d m o s v o l t a g e ，w h i c hw i l l b e n e f i tf r o mt h ei n t e r g r a t i o no f h i g hv o l t a g ed e v i c ea n dl o wv o l t a g ec i r c u i t 5 、d e s i g n e dt h es w i t c h i n gc o n v e n e rs y s t e mb a s i n go nf p g a ( i n c l u d i n gp u r ep s m a l g o r i t h m ，t h ep s ma l g o r i t h mb a s e do ns t a t em a c h i n ea n d t h eo p t i m i z e dp s m a l g o r i t h m ) ，a n dg a v et h er e s u l to f t e s t i n ga n da n a l y s i s t h ed i s s e r t a t i o nd e s i g n e st h ed u a l - l o o pc o n t r o lc i r c u i tb a s e do no p t i m i z e dp s m ， l i a b s t r a c t w h i c hi m p r o v et h e e f f i c i e n c y o fe l e c t r i c a lc o n v e r t o r s y s t e m ，t h ea b i l i t y o ft h e a n t i - j a m m i n g ，b e s i d e sc u td o w n t h eo u t p u tv o l t a g er i p p l ea n dk e e ps y s t e mf r o me n t e r i n g t h ea u d i of r e q u e n c yr a n g e k e yw o r d s ：p s m ，d u a l l o o pc o n t r o l ，c u r r e n tl i m i t e ds t a t em a c h i n e ，s e n s e f e t i l l 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作 及取褥煞研究成果。据我所知，除了文率符剐加以标注稻致谢的地方 外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为 获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与 我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的 说明并表示谢意。 签名：! 窒塞建日期：乒卯于年2 月如日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘， 允许论文被查阅和借阅本人授权电子科技大学可以将学位论文的全 部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描 等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在繁密后应遵守此规定) 菩翥i 氅j z ? 箸馘。年日期：土酊年月如日 。 第一章绪论 第一章绪论 1 1 论文研究背景与意义 本课题是国家自然科学基金项目的一个分支，是p s o c ( p o w e r s y s t e mo i l c h i p ) 技术的重要理论支撑点。 智能功率集成电路，简称s p i c ( s m a r t p o w e r i n t e r g r a t e d c i r c u i t ) ，是当今国际 上迅速发展起来的种高新技术产品，是电力电子技术与微电子技术相结合的产 物，是包括单片集成、混合集成( 多芯片混合封装) 、积木式集成在内的功率电子 集成的主流方向和发展必然。对中小功率电路或系统而言，单片系统集成是功率 微电子技术的主流技术。智能功率集成是功率集成发展的必然产物，是片上功率 系统集成p s o c 的基础。 1 9 9 2 年，美国p o w e ri n t e g r a t i o n 公司率先研制成号称“第三代电力电子器件” 的p w m m o s f e t 二合一单片i c 产品，该产品集功率开关器件、控制电路与保护 电路于一体，用少量的外围元器件构成性能优、成本低的小功率集成电路，大大 简化了安装调试工作。1 9 9 5 年。p i 公司推出的最少引脚全自动保护t o p s w t i c h 系 列( 第四代产品) 二合一单片i c ，更简化了电路结构，降低了成本，减少了电 磁干扰：且具有更完备的自动保护功能。2 0 0 0 年p o w e ri n t e g r a t i o n 公司继 t o p s w i l c h 产品新推t i n y s w i t c h 1 1 ，1 2 】和后来的l i n k s w i t c h 1 扪、d p a s w i t c h l l 4 1 系列产 品则选择了一种简单的o n o f f 控制模式。这类产品具有外围电路简单、高效、 低e m i 的特点。除t o p s w t i c h 之外，安森美半导体公司2 0 0 1 年推出的n c p l 2 0 0 系列产品【i5 】中采用了一种带s k i p 工作方式的电流式p w m 控制模式，具有极低的 待机能耗性能。此外，西门子、韩国三星、意法半导体、m o t o r o l a 、日本新电 源等公司。也推出了各种p w m m d o s f e t 二合一i c 产品。这些产品均为智能型 m o s f e t 高压集成电路。 国内在智能功率集成电路领域的研究滞后于国外。尤其在智能功率集成电路 的控制模式方面未闻新的技术突破。不断优化和完善p f a i 、p f m 控制模式，是智能 功率集成电路等相关领域技术人员追求的目标。突破p 嘲、p f m 控制模式的限制， 探索研发新的控制模式，以使智能功率集成电路的待机能耗更低、更具高效率、 小型化、集成化、智能化、高可靠性是智能功率集成电路的大势所趋，也是今后 电子科技大学硕士学位论文 的发展方向。 罗萍博士在2 0 0 2 年国际i c c a s 会议上，发表了一篇名为“s k i pc y c l e m o d u l a t i o ni ns w i t c h i n gd c 一0 cc o n v e r t e r ”的论文i “。该论文所提的s c m 控制 模式繇为p s m 的雏形。本论文在文献卜奶钓基础上深入研究$ p i c 钓p s 辐谡截模 式和调制特性，提出基于优化p s m 调制模式双环控制电路的设计，并予以理论分 析、仿真和电路测试，以期在商效s p i c 研究中有所突破和贡献。 1 2 8 p i g 的基本结构 智能功率集成电路的基本功能结构单元包括：功率器件、驱动电路、传感与 保护控制、接口四大部分。图卜1 给出了s p i c 的典型结构框图2 9 ，3 0 1 ，图1 - 2 为实 隧 功率器件 驱动电路 _，_ 葑 一一i ：1 ：- - 一 i 传瘕器1 传感与保护 图1 - ls p l c 的典型结构框图 功率m o sr 2 0 v c m o s 高压电平位移 辅助器件 检测电路 模拟电路 接口卜1 逻辑电路 最 载 双极型功率管 功率m o s f e t 图卜2 智鸵功率集成电路的基本电路和器件 2 一一一一一一一一一一一一一一 智 能 功 率 集 成 电 路 电子科技大学硕士学位论文 的发展方向。 罗萍博士在2 0 0 2 年国际i c c a s 会议上，发表了一篇名为“s k i pc y c l e m o d u l a r i o ni ns w i t c h i n gd c d cc o n v e r t e r ”的论文q 该论文所提的s c m 控制 模式印为p s m 的雏形。本论文在文献 卜4 的基础上深入研究s p i c 的p s m 调制模 式和调制特性，提出基于优化p s m 调制模式双环控制电路的设计，并予以理论分 析、仿真和电路测试，以期在高效s p i c 研究中有所突破和贡献。 1 2s p i c 的基本结构 赙尉黜 功率器件 驱动电路 一-u一- 、j 一_ - - _ ，- 一 1 一 f 传感器i 匕 图1 - 1s p i c 的典型结构框圈 传感与保护 功率m o sr 2 0 v c m o s 高压电平位移 辅助器件 检测电路 模拟电路 接口卜_ 叫 逻辑电路 双楹型功率管 功率m o s f e t 图1 2 智能功率集成电路的基本电路和器件墨嘉重墨一 智能功率集成电路 第一章绪论 智能功率集成电路广泛应用于电匪调节器、开关电源、电机驱动、家用电器、 便携产品的电源管理等。其典型产品包括高低压驱动电路和单片式开关电源s m p s ( s w i t c h i n gm o d ep o w e rs u p p l y ) 。 s p i c 诸产品中，重量轻、体积小、功耗低的便携产晶在近几年发展迅猛 1 7 3 ， 极大地促进了智能功率集成电路的发展与应用。图卜3 给出了目前引脚数最少的 三端智能功率集成电路【1 8 】，它将功率器件、控制电路和保护电路集成在一块芯片 上，因此只需用少量的外围元器件，就能构成成本低、性能优的小功率开关稳压 电源，广泛用作便携产品的电源管理电路。图1 - 3 所示粗黑框即为三端s p i c 芯片， 其余部分为外围主电路。主电路输出电压经光电耦合器将电压检测信号送到s p i c 芯片的控制端c 端，内部则由s e n s e f e t 功率器件进行电流检测。电压、电流检测 信号作用于片内控制电路与各种保护电路上，内部p w m 控制器输出的控制信号与各 种保护电路的输出信号作用到功率管上，控制功率管的开关状态，从而调节主电 路的输出电压。 图1 - 3 三端s p i c 应用电路简图 1 3s p i c 常见的控制器 目前智能功率集成电路中出现最多的是p 喇控制模式及其派生模式。笔者查 阅了国内外s p i c 领域的若干资料，发现“跨周( s k i p ) ”的概念，与文献 卜4 提 出的p s m 概念在本质上是一样的。 1 ) “p u l s et r a i n ”数字化开关电源控制器【1 9 1 一 皇王型垫大兰堡主堂垒鲨奎 擎蠢矬 图1 - 4 “p u l s et r a i n ”数字化开关电源控制器示意图 “p u l s et r a i n ”技术的特点是采用了一对脉冲发生器( 功率脉冲发生器和检 测脉冲发生器) 。其中，功率脉冲用于变压器至负载的能量传递，而检测脉冲用于 监测负载电压，优化程序用于设定脉冲的开通和关断时间。脉冲比控制器( p r c ) 利用初级反馈，通过逐脉冲选通固定宽度和固定周期的功率脉冲来实现稳压。整 个控制器有两个控制环：优化环和调节环。优化环主要根据负载信息和优化目标 ( 如电压纹波、响应速度等) 来确定序列特征。而调节环主要是调节能量传输以 稳定输出。文献 1 提出的p s m 概念与此控制器的主要区别在于没有优化算法，即 只有功率脉冲没有检测脉冲。 2 ) p s m 与p 咖切换模式的控制器刚 4 第一章绪论 图卜5p s m 与p 咖切换模式的控制器系统框图 p w m 与p s m 工作模式的切换是根据负载电流( i l 。a d ) 的大小来确定的。当i i 。a d i r e f 时。系统工作在p 喇模式。v i s h a y 公 司产品s i9 1 6 7 和m t c r e l 公司产品m i c2 1 7 8 均可见这种混合调翩模式。 3 )占空比检测的咧m 控制器 2 1 1 图1 6 占空比检测的p w m 控制器电路图 图中7 0 1 a 是振荡器，7 0 1 c 占空比探测器，7 0 1 b 是p w m 波形产生器。由振荡 器产生的锯齿波信号与反馈电压进行比较产生变化的占空比。反馈电压低，占空 比大；反馈电压高，占空比小。当占空比小于参考值时，发出控制信号让振荡器 不向7 0 1 b 提供锯齿波信号。从而实现输出电压大于参考值时跳周期。 以上例举的三种控制器都采用了p s m 调制模式，只是选取跳周期的条件不一 样，“p u l s et r a i n ”数字化开关源控制器采用检测电压来判断是否跳周期；p w m 与 p s l l 切换模式的控制器采用检测负载电流来判断是否跳周期；占空比检测的p 哺控 制器采用检测占空比来判断是否跳周期。可见p s m 这种调制模式已广泛应用于功 率变换系统中，在提高效率上起着举足轻重的作用。在作者查阅的关于p s m 文献 中，有关其理论研究的文献较少，本文准备在文献 卜4 的基础上对p s m 调制模式 的特性进行理论研究，针对p s m 的缺点对其进行优化；以期完善p s m 调制模式的 理论，并指导p 蹴调制模式在变换器中的应用。 电子科技大学硕士学位论文 1 1 本文主要工作 本论文研究s p i c 中p s m 调制模式和其调制特性设计基于优化尸5 m 调制模式 双环弪秘电躁。究銮分六章速暂。 第一章阐述s p i c 的研究现状和发展情况，介绍s p i c 的基本结构和常见的控 制器。 第二章介绍变换器中三种调制模式p w m 、p f m 、p s m ，着重阐述p s m 调制 模式的特性，推导其输入输出电压以及输出电压纹波与外电路参数的关系a 第三章苕先贪绍一转基于滞回状态规的双环控耧龟路：然后，针砖p 舛谡截 模式的缺点提出一种优化的p 洲调毒4 模式。并对箕稳定性和占空比进行理论研究； 最后，设计基于优化的p s m 调制模式的双环控制电路。 第四章主要介绍几种s e n s e f e t 的结构，菇薰点分拆一种带s e n o r 端韵 l d m o s 器件结构，通过仿真得出s e n s o r 端的检测电压与器件参数的关系。最后 绘出基于优化p s m 调制模式双环控制电路的舨墨搜计a 第五章主要设计f p g a _ 开关电源系统，实现f s m 调制模式、基于状态机的p s m 调制模式、优化的p s m 调制模式算法。验证第三章提出的基于优化p s m 调制模 式的双环控制电路的设计。 第六章结论。 第二章s p i c 中的p s m 调制模式 第二章s p i c 中的p s m 调制模式 习用s p i c 功率变换系统的调制方式主要有：( i ) 恒频变宽c f v w ( c o n s t a n t f r e q u e n c yv a t i a b l ew i d t h ) 的脉冲宽度调制p w m ( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) 方 式；( 2 ) 恒宽变频c w v f ( c o n s t a n tw i d t hv a r i a b l ef r e q u e n c y ) 的脉冲频率调制 p f m ( p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ) ；( 3 ) p w m 和p f m 混合调制方式。”。传统的 p v 6 1 控制模式具有轻载时效率低的缺点，p f m 调制方式虽提高了轻载时的效率，但 由于其工作频率的变化，给滤波器的设计带来困难；混合式调制方式并不能完全 避免两种调制方式的缺点，并且电路设计复杂。 本章主要介绍了常用的调制模式p w m 和p f m ，并对文献 1 4 提出的一种全新 的s p i c 功率变换系统的调制模式p s m 进行总结和进一步的研究。这种调制模式基 于恒宽恒频c w c f ( c o n s t a n tw i d t hc o n s t a n tf r e q u e n c y ) 脉冲控制机理，在每个 开关频率时钟上升沿检测输出电压值，当检测值低于设定输出值时。脉冲序列以 固定相位和固定占空比( c f c w ) 通过；否则，这些脉冲序列被跨过，功率m o s 关 断，直到检测值高于设定输出值。这样，p s m 变换器系统通过控制跨过脉冲的周期 数来稳定输出电压。p s m 变换器具有轻载时效率高，响应速度快，抗干扰能力强， e m i 影响小等特点。 2 1开关变换器三种调制模式p w m 、p f m 、p s m 智能功率集成电路的核心基础理论为功率电子学( p o w e re l e c t r o n i c s ) ，它 是研究在一定信息控制下，将功率( 或能量) 从一种形式高效地转换为另一种形 式的学科。按照功率变换的形式划分，功率变换技术可分为四大类u j ：a c d c 变换 ( 即所谓的整流) 、d c - a c 变换( 即所谓的逆变) 、a c a c 变换( 即所谓的变频) 和 d c d c 变换( 即所谓的直流一直流变换) 。广义地说，凡用功率半导体器件作为开关， 将一种电源形态转变成另一种形态的主电路都叫做开关变换器电路，简称开关变 换器。 近年来对d c d c 变换器的研究应用迅速，其开关频率提高很快。但其调带4 模 式在最近几十年没有发展，即常见的脚m 和p f m 。由于开关频率的提高，其损耗也 迅速提高，严重影响了变换器的效率，反过来制约了开关频率的提高ad c d c 变换 电子科技大学硕士学位论文 电路一般由主电路和控制电路两部分组成。根据d c d c 开关变换器主电路的输入 与输出之间是否有变压器隔离可以分成隔离、无隔离两类。常见的四种基本主 电路拓扑结构有b u c k 、b o o s t 、b u c k b o o s t 、f l y b a c k 电路。本章主要以如图2 一l 所示的b u c k 变换器为铆，其率v s 、v d 分别为电路输入、输出电压，、c 为开关功 率管控制信号，c l o c k 为时钟脉冲信号，m 、d 、l 、c 、r 分别为b u c k 变换器的开关 功率管、续流二极管、电感、电容和负载电阻。当开关控制信号v c 为高或低开关 电平时，功率管m 分别处于导通与关断状态，对应b u c k 变换器的工作过程如图2 2 所示。按电感电流i 。在每个周期是否从零开始，可分为电感电流连续工作模式 ( c c m ，c o n t i n u o u sc u r r e n t d e ) 和电感电流断续工作模式( d c m ，d i s c o n t i n u o u s c u r r e n tm o d e ) 两种，波形如图2 - 3 所示。 ( a ) 功率管导通过程 图2 ib u c k 变换器 ，了。 v v o i o ，一v 。、 ( b ) 功率管截止过程 图2 2b u c k 变换器电路的工作过程 唧b口巴。唧b 口已 日兰= 霉= 牲 ( a ) c c m ( b ) d c m 、如、 第二章s p i c 中的p s m 调制模式 图2 3b u c k 变换器的两种工作模式波形图 习用d c d c 变换器的开关控制方式主要包括： 1 ) 脉冲宽度调制p i 】m ：采用恒定开关频率，改变脉冲宽度； 2 ) 脉冲频率调制p f m ：保持恒定脉冲宽度，改变开关频率。 这两种开关控制方式在开关频率和占空比意义上是对偶的，其本质还是调节 占空比以使能量适当传输供给负载消耗。 2 1 1p w m 调制模式 以图2 - 1 所示b u c k 电路为例来解析p 删变换器，p w m 调制信号可由图2 4 所 示结构框图的p w m 调制波产生器产生。 图2 - 4 给出了p w m 调制波产生原理框图。当输出电压v 。和参考电压v r 之间存 在输出误差时，该误差信号和三角波或锯齿波信号进行比较，得到p w m 控制信号 v c 。其中t 。行为器件关断时间，1 o n 为器件导通时间，t 为开关周期。从图2 4 可 知，当输出电压发生变化导致输出误差变化时，p _ | l m 控制信号的脉冲宽度将发生相 应变化，但其工作频率不变。 输出 三角渡 p w m 控 制信号 天 爿 |k 。 i - 。 。一 厂 厂 w m 控l m 值号l _ 1 一 问t 州 k t 一 图2 4p w m 调制波产生电路框图 对于b u c k 电路而言，当变换器工作在电感电流连续工作模式下，稳态时，功 率管导通与关断期间，电感上电流的变化量相等，于是下列等式成立： - l - v od , t = 鲁d 2 r 电子科技大学硬士学位论文 输出端的纹波电压a v o 可推导得 = 兰焉兰：墅丁2 f 。rc c m c ：， 而当b u c k 变换器工作在电感电流断续模式下，稳态时负载电流为： 易= 扣+ d 2 ) 半d i r = 百v o 于是可得到p i n 调制模式下b u c k 电路在d c m 时输出电压的纹波为： 蝣器犯( n 圳 ( d l + d 2 ) 【2 _ 筏】f o r 。c m ( 2 2 ) 理想情况下，当仅考虑开关变换器中功率管的开关损耗，而忽略其它损耗； 且认为每开通关断次，功率管的开关损耗为恒定的平均开关损耗p l o s 。，此时， 功率管的损耗p l 。就等于其开关损耗p s w n c h 。轻负载下，功率管的损耗以开关损耗 为主，p l 。正比于时钟控制频率，近似认为与负载电流无关【2 4 1 。p w b i 调制模式下， b u c k 电路的效率为： 瑶 仉一2 砸r 沼3 。 月 p w m 调制模式下b u c k 变换器的效率如图2 5 所示。 p o ( 酽】 踅2 5p w i v l y 裂b u c k 变换器鲍效率1 6 2 1 2p f m 调制模式 p f m 调制模式必起于2 0 世纪7 0 年代，它基于恒宽变频c w v f 的调制脉冲去控 制功率管的导通，从而实现调节输出电压的目的。p f m 保持控制脉冲的宽度，即 t o n 不变或t o f f 不变，通过改变脉冲的频率来调节输出电压。从图2 5 可知，p i n 型变换器在轻载时表现出很低的变换效率。脉冲频率调制模式p f m 则可有效克服 l o 第二章s p i c 中的p s m 调制模式 p w m 调制模式这一不足。 图2 - 6 为b u c k 变换器的p f m 调制信号产生电路框图，利用调频调制器对变换 器的输出误差进行调制，然后通过过零比较器得到p f m 方波控制信号，如图2 7 所示。 输出 参考 圈2 - 6b u c k 变换器的p f m 调镱信号产生电路框图 p f m 控 制信号 t ( x l o 口) 图2 7b u c k 变换器的输出信号v o 及p f m 调制信号v c 当负载变轻时控制脉冲相对稀疏，理想情况下，当仅考虑开关变换器中功率 管的开关损耗而忽略其它损耗：且认为每开通关断一次，功率管的开关损耗恒定。 在轻载时输入功率小，功率管开关损耗也小；重载时，输入功率大。开关损耗也 大，因此对于p f m 变换器而言，其重载时效率与p w m 变换器相差无几，轻载时效 率则比p 1 v m 变换器高得多。 咯 即= 可 ( 2 4 ) 研+ 箐 由相关知识可知，频率调制会出现边频效应。p f m 调制信号的频谱分布图2 8 给出了p f m 与p l i 】y m 调制电路脉冲输出信号的频谱图。从图中可知，p f m 调制信号的 谐波蜂值较p w m 小的多，但是能量分布广泛杂散，这给变换器的e m i 滤波器的设 计带来了困难，这也是限制p f m 调制模式推广应用和深入研究的问题所在。 皇王登垫奎兰堕圭堂堡垒塞 l匹 ( a ) p f m 调制波频谱 。i ! i i 、 。# ； _ 童 z ii ( b ) p w m 调制波频谱 图2 8p f m 与p w m 调制信号的频谱 2 1 3p s m 调制模式 罗萍博士在2 0 0 2 年国际i c c a s 会议上，发表了一篇名为“s k i pc y c l e m o d u l a t i o ni ns w i t c h i n gd c d cc o n v e r t e r ”的论文【l l 。该论文所提的s c m 控制 模式即为p s m 的雏形。图2 - 9 给出了p s m 调制波产生原理框图。 贰 毋0 1 0 5 爰 o 输出 参考 p s m 控 制信号 图2 9b u c k 变换器的p s m 调割信号产生电路框图 012345 t ( x l o 5 ，) 圈2 1 0b u c k 变换器的输出信号v o 及p s m 调制信号v c 1 2 第二章s p i c 中的p s m 调制模式 p s m 调制模式是基于恒频恒宽( c f c w ) 脉冲控制信号，在每个开关频率时钟上 升沿检测输出电压值，当检测值低于设定输出值时，脉冲序列以固定相位和固定 占空比通过：否则，这些脉冲序列被跨过，功率m o s 关断，直到p s m 检测值低 于设定输出值。从强2 一l o 的p s m 控裁波形可以着刘p s m 变换器系统通过控戳脉 冲跨过的周期数来稳定输出电压。文献【3 ，4 】建立了p s m 状态空间平均模型和大 信号模型，分析了p s m 变换电路的稳态响应特性、频率特性、瞬态响应特性以及 抗干扰特性。研究表明：基于p s m 调制模式的变换器具有轻载时效率高、响应速 度快、鲁棒性强等特点。p s m 调制模式是中小功率变换器的一种理想的调制模式。 设时钟控镱4 频率为f o 。，= 圭。t 为时钟控斜信号的周期，根据不冠负载，开 关功率管的p s m 控制信号可能会跨过一些时钟周期，设开关管的有效频率为e 。 定义跨周调制模式下的调制度m 6 i ： m = l 一以k ， o s m i ( 2 - 5 ) p s m 脉冲控制信号的拉氏变换肌为： h ( j ) ：1 ( 1 _ e - d t t ) j ( 1 一e - r , ) ( 1 一e u ) ( 2 6 ) 从式( 2 - 6 ) 可得如图2 1 1 ( a ) 所示的p s m 控制信号的频率特性，图2 1 1 ( b ) 为p w m 控制信号的频率特性。p w m 脉冲控制信号的谐波都集中在其基波的整数 倍处，因此谐波峰值较大，但只要知道了p w m 的基波频率后，后续滤波器容易设 计。对于p s m 和p f m 控制信号丽言，二者的频谱分布图中均存在边频效应，这 使得其与基频成整倍频关系的离散谐波幅值较低，因此对后续电路、系统的e m i 影响程度较p w m 控制信号小1 2 “。 因此一方面，p s m 与基频成整倍频关系的的离散谐波幅值较p w m 小，使其 e m l 较小：另一方面虽然p s t d 调制信号也存在边频效应，但其高次谐波有相对集中 t l x l t 3 6 h z ) 变换器容易。 f 1 o 冬a 4 薹们 d r x l o e h z ) 电子科技大学硕士学位论文 ( a ) p s m ( b ) p w m 图2 - 11 ( a ) p s m 、( b ) p w m 控制信号的频率特性 2 2 p s m 调铷模式的特性分析 文献 1 4 中对p s m 调带4 特性进行了详细的研究，但对p s m 调制模式在连续和 断续工作模式下的输入输出电压关系以及输出纹波电压没有做太多的工作。本节 就这硬个问题进行研究，为p s m 这种新型调翩模式应用于变换器以期有一定的理 论指导。 2 2 1p s m 调制模式下变换器的输入输出电压的关系推导 1 ) p s m 断续模式下b u c k 电路的输入输出电压关系 v i n 斧二1 - k o 知1 ，。懈v 1 “ 丌1 。” _ 1 v 。懈 r i p 畦 图2 - 1 2p s m 调制模式f 的b u c k 电路圈 国2 1 3p s m 断 霎模式t 、厦彤 图2 - 1 2 中v i 。为输入电压；v 。为输出电压；i l 为电感电流；v d 为二极管上的 正向压降；v 。a i 为功率m o s 管导通压降；i o 。为负载电阻上的平均电流。图2 - 1 3 中t 为一个时钟周期；t o 。为导通时间；t 。盯为关断时间。 功率管导通时电感电流关弑半= 等，则水) = 半，； 功率管导通时电感上电荷增量为 g = r t o 弦= p 半础= 警毫 ( 2 7 ) 功率管关断时电感电流关系式：v o + 上v ) = d j 础k ，则( f ) = 堡亡生f ； 功率管关断时电感上电荷减少量为 1 4 箜三垩! 里! 曼! 塑! ! 坚塑型堡壅 q 2 = p 屯( ，弦= p 丘半砌= 蔓参当 ( 2 8 ) 根据电荷守恒有： ( q i + q 功= l o u t ( m + n ) t ( 2 9 ) 式中m 为功率管跳过不导通的周期个数；n 为功率管导通的周期个数。 将式( 2 - 7 ) ( 2 - 8 ) 代入式( 2 9 ) ，得 半匕+ 警白= 竿巩 令t o n = d 1 t ，t 孵= d 2 t ，并且电感上的峰值电流为 ，。= ! 半日7 - = g l + v o d 2 r 把式( 2 1 1 ) 代入式( 2 1 0 ) ，得 丢( d l + d 2 ) t 坚阜当日r m + n 巩。 zl玎 乙= 睾代入式协1 2 ) 得 圭吣+ 3 2 ) ，型= 竿鲁 在理想情况下忽略v 。v d 则上式化简为 。d ，。1 ( ，o ，, + d o t 2 珂2 1 l 些! 竺坐v r n r2 l 则式( 2 1 1 ) 化简为k = - - “譬坫”m 联立式( 2 - 1 4 ) 和式( 2 一1 5 ) 得明+ d i d 2 2 竺寺= o ； 嗍= 当譬= 盟2 l v 匝- o t 一- 中k ：m + n 。r ：三) nr t 把式( 2 1 6 ) 代入式( 2 1 5 ) 得 1 5 - ( 2 1 1 ) ( 2 1 2 ) ( 2 1 3 ) ( 2 1 4 ) ( 2 1 5 ) ( 2 - 1 6 ) ( 其 电子科技大学硕士学位论文 圪= 2 即丘： 2 ( 2 1 7 ) ( 2 1 8 ) 从式( 2 - 1 8 ) 可以看出p s m 在断续模式下v 。和v i 。之间的关系除了与外电路 参数r 、l 有关，还与占空比d 、周期t 以及跳过导通的周期数m 、n 有密切关系。 虽然p s m 控制方式每个周期的占空比d l 恒定，但它在一个大周期的等效占空比 。= 未d 1 是变化的。当输入输出有波椭靠改变等效拖e 。来使输出达 到稳定。当m 2 。时，功率管每个周期都导通，则式( 2 - 1 8 ) 变为老= 与p w m 调制模式在断续模式下的输入输出关系式5 1 相等。 p s m 在连续模式下b u c k 电路的输入输出电压关系 2 ； r r ! ： 一o j ：i ： l ； i 、i 、i p燃 ； ： ： 敞 ! i ! i ： z b ii ；! i 、： t 、 l ； 、l、 - t 。1 t o f ； n t 、i m t 、 图2 1 4p s m 连续模式下的波形图 p s m 的连续模式与p w m 的连续模式有些差别，从图2 - 1 4 中的栅控波形v g 以及i l 可以看到p s m 导通r 1 个周期后关断m 个周期，电感电流部分连续，部分断 续，所以也可以叫做混合模式。 功率管导通时电感电流的增量为( 忽略v 。，v 。) ：t 一，= 丘量生 ( 2 - 1 9 ) 1 6 劫n w 一 第二章s p i c 中的p s m 调制模式 功率管关断时电感电流的减少量为：她一一5 鼍 ( 2 2 0 ) ( 注意：p s m 在混合模式下t 一。她一。) a 图2 - 1 4 中i p l 为第一个周期时的电流峰值，i p 2 为第二个周期时的电流峰 值，i p 。为第n 个周期时的电流峰值。同样，i b i 为第一个周期时的电流谷底 值，i b 2 为第二个周期时的电流谷底值，i b n 为第n 个周期时的电流谷底值。 l2 t 一 ，i v 2 = t + i b l ，k = l + 如一1 ) 厶l ； t 7 丁，r ，日l = l 一t 南m = _ 1 n f 。一争r ，厶2 = i p 2 一a i 抽。= 2 l ，i b n = 托i 。 q 。l 为第一个周期功率管导通时电感上电荷增量，q 眦为第二个周期功率管导 通时电感上电荷增量，q 。n n 为第n 个周期功率管导通时电感上电荷增量。同 样，q 。m 为第一个周期功率管关断时电感上电荷量减少量，q 吡为第二个周期功 率管关断时电感上电荷量减少量，q 。丽为第n 个周期功率管关断时电感上 电荷量减少量。 = r 气= 学艺， 瓯：= r 1 半，卜= 警毫。， 昕r 半鸭。，p = 警和( 川m 。 。= p 挚= 矗岛， ：= 驯 f = 岳白啦。， = p i 鲁，+ k 卜= 矗岛+ 帆，。 在混合模式下我们近似认为跳过m 个周期功率管的关断时间为m t ，则在跳周 期时电感上电荷的减少量为：q = 互1 州巩。= 去，删订m ( 2 - 2 1 ) 根据电荷守恒有： q ：叩l + q 州2