（电力电子与电力传动专业论文）基于同步整流技术的低压大电流输出直直变换器的研究.pdf

基于同步整流技术的低压太电流输出直直变换器的研究 a b s t r a c t w i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to fi n f o r m a t i o nt e c h n o l o g y ，l o wp o w e rd c i ) cc o n v e r t e r i su s e dw i d e l yi nc o m p u t e ra n dc o m m u n i c a t i o na p p l i c a t i o n s i no r d e rt om e e td e m a n d sf o r f a s t e ra n dm o i le f f i c i e n td a t ap r o c e s s i n gi nt h e s ea p p l i c a t i o n s ，i tw i l lr e q u i r ea g g r e s s i v e p o w e rm a n a g e m e n t t h a ti st os a y , i tw i l lr e q u i r es p e c i a lp o w e rs u p p l yt op r o v i d el o w e r v o l t a g e sw i t hh i g h e r c u r r e n t sa n df a s tt r a n s i e n t c a p a b i l i t i e s ，w h i l s th i g hp o w e rd e n s i t y , h i g h e f f i c i e n c y , a n dh i g hr e l i a b i l i t yi sa l s od e s i r e d t h i sw o r kp r e s e n t ss o m er e s e a r c ho nt h ec o r r e s p o n d i n gp r o b l e mo f h i g he f f i c i e n c y l o w - v o l t a g e h i g l i - c u r r e n to u t p u td c d cc o n v e r t e r t h ep f i n c i p l e sa n dc h a r a c t e r i s t i c so f s y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o n ( s r ) a r eg i v e n ，a n da d v a n t a g e so f s e l f - d r i v e ns ri nl o w p o w e r a p p l i c a t i o n si s d e t a i l e d r e v i e wo fs e v e r a lt o p o l o g i e sw h i c hi n c o r p o r a t es e l f d r i v e ns r m a k e st h ec o n s t r a i n so fc o n v e n t i o n a ls e l f - d r i v e ns rs c h e m ea p p a r e n ta n dt h u san e w s c h e i n et od r i v es r si sp r o p o s e d t h ed e v e l o p e d s i n g l e - w i n d i n g s e l f - d r i v e n s y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o n ( s w s d s i u s c h e m ew o r k s p r o p e r l yi nt o p o l o g i e st h a td r i v es y m m e t r i c a l l yt h et r a n s f o r m e r ( p u s h p u l l ， h a l fb r i d g e ，) na l l o w sf o r m a i n t a i n i n gt h e s r so ne v e nw h e nt h e v o l t a g e i nt h e t r a n s f o r m e ri sz e r o w h i c hi s i m p o s s i b l e t od oi nt r a d i t i o n a ls e l f - d r i v e na p p r o a c h e s f u r t h e r m o r e ，d r i v i n gl o s s e sa r ev e r yl o w , s i n c et h ed i s c h a r g eo f o n em o s f e ti su s e dt o c h a r g et h eo t h e ra n dv i c ev e r s a i n f l u e n c eo fc o u p l i n gb e t w e e nt r a n s f o r m e rw i n d i n g so n t h ep e r f o r m a n c eo ft h i sc i r c u i ti s a n a l y z e d i n d e t a i la n dd i f f e r e n tw i n d i n gd e s i g n i s c o m p a r e d i nt h i sp a p e r , t h ed c q p c r a t i o np r i n c i p l eo fs w s d s rh a l f - b r i d g ei sa n a l y z e d a n d p o w e r l o s sa n a l y s i so fs i t sa n dt h el a y o u td e s i g nr e l a t e dt os r sa r ev e r yi m p o r t a n tt ot h e p r o p e rd e s i g n w i t h as m a l l s i g n a l m a t h e m a t i cm o d e lo fh a l f - b r i d g e c o n v e r t e r , t h e r e l a t i o n s h i pb e t w e e np e r f o r m a n c eo f p o w e rs u p p l ya n df r e q u e n c yd o m a i nc h a r a c t e r i s t i c so f t h es y s t e mi sa n a l y z e d b a s e do nt h ea b o v es t u d ya n ds o m es i m u l a t i o nt h es y s t e m d e s i g ni s c o m p l e t e d i nt h ee n d ，ap r o t o t y p ei sf u l f i l l e d ，a n de x p e r i m e n t a lr e s u l t sv e r i f yt h ea n a l y s i sa n d d e s i g ni nt h i sw o r k s o m es u g g e s t i o ni sp u tf o r w a r df o rf u r t h e rr e s e a r c hw o r k k e y w o r d s ：d c d c c o n v e r t e rl o wp o w e r s y n c h r o n o u s r e c t i f i c a t i o n s i n g l e - w i n d i n g s e l f d r i v e n h a l f - b r i d g es y s t e md e s i g n c o n t r o l 玎 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 概述：本文针对新一代数据处理器、通讯设备、便携式设备、网络产品等应用场 合，对其供电电源一中小功率低压大电流输出的d c d c 变换器进行了相关背景知识 的介绍和关键技术的分析。 1 1 背景知识介绍 随着信息技术产业的快速发展，高速超大规模集成电路尺寸的不断减小，计算机、 工作站、网络服务器、便携式设备得到迅猛的发展。在这些场合，广泛的采用直流分 布式电源及系统。构成这些电源系统的关键部件是各种不同技术规格的d c d c 变换 器模块。而这些计算机、通讯产品的核心部件是微处理器等典型的数据处理电路。对 于其供电电源来说，这些数据处理电路构成一类特殊的负载，工作电压较低、电流较 大，各种工作状态相互转换时对应的电流变化率很高。以典型的i n t e r lp e n t i u r np r o 微 处理器为例，目前其工作主频在6 0 0 m h z 以上，供电电压在2 5 3 5 v 之间，这一工 作电压由计算机“银盒”中的5 v 或1 2 v 电压，经过较长的传输线引出，通过处理器 附近的b u c k 变换器进行电压变换后得到。 为了进一步提高微处理器等数据处理电路的速度，实现更加快速有效的数据处 理，其工作频率将进一步提高，供电电压将越来越低，而且随着集成度的不断提高， 越来越多的处理器集成电路将集成在同一个芯片上，因此下一代微处理器的额定工作 电流将达到5 0 a 1 0 0 a ，甚至更高，要求微处理器有严格的功率管理措施。所有这些 对微处理器这类典型负载的供电电源提出了更高的要求。目前国外很多研发机构、公 司已经针对高速微处理器这类特殊负载的供电电源进行了广泛深入的研究，并把这一 研究热点，给以专门的名称v r m ，即电压调节器模块【1 】。针对微处理器等高速数据 处理电路的要求，v r m 必须提供经过严格调整的低压和大电流输出，具有快速的动 态响应。 从美国开关电源市场来看，跟随着计算机通讯设备迅速、持续稳定的增长及新的 网络产品市场的迅速增长，未来的开关电源市场是非常乐观的，对中小功率变换器的 需求更是呈现迅速上升趋势。据权威市场专家预测田：在今后五年内，小功率d c d c 变换器的主要发展趋势是：为了适应超高频c p u 芯片的迅速发展，d c d c 变换器向 低输出电压( 最低可低到1 2 v ) 、高输出电流、低成本、高频化( 4 0 0 - - 5 0 0 k h z ) 、高 功率密度、高可靠性( n b f 1 0 5 ) 、高效率的方向发展。 目前，国外对中小功率低电压太电流输出d c d c 变换器的研究已取得了较大进 展，对很多关键技术进行了切实有效的研究及技术储备。能够实现3 3 v 以下输出电 压、5 0 a 咀上输出电流的模块电源的大规模生产，且体积已做得相当小，功率密度超 过了5 0 w i n 3 ，现正向1 2 0 w i f 发展。而国内虽有部分单位也已投入了小功率d c d c 变换器的研究但不成气候，未引起足够的重视嘲。在我国入关之后，国内开关电源 研发、生产单位将直接面对国际开关电源市场的竞争。而小功率开关电源又是一种技 基于同步整流技术的低压，大电流输出直直变换器的研究 术含量较高的电力电子产品。高可靠性是第一位重要的指标，其次，e m i 、p f c 、工 艺结构、效率、体积、重量和成本等指标，也是决定我们自己的产品能否参与国际市 场竞争的重要因素。为了不致重蹈国内的中小功率通用型变频器市场几乎全被国外产 品占领的覆辙，加强对小功率开关电源的研究、开发和组织规模生产，刻不容缓。 1 2 低压大电流输出d c d c 变换器关键技术分析 对于数据处理集成电路这类负载，其供电电源一低压大电流输出的d c d c 变换 器。不仅要考虑到安装位置及有限的散热条件，最大限度的减小功耗及发热，提高囊r 。 换器的效率，而且必须考虑到新一代高速数据处理电路将以更快的速度工作，在其各 个工作状态的相互转换中，毪盟廛董垫鲞垫至盟皇塑壅些兰! 皇塑墅王基堡皇皇塑壅 递! 牦面监羞更加挟速曲鱼戴塞銮：一皇塑奎垫墨噩垂墨查韭堂堡蕉鲤麴查堕查：圭遭 足负载对稳定输出电压的严格要求。 高功率密度的实现，其有效措施是高频化，减小对变换器整机体积重量影响较大 的部件一磁性元件和大容量电容的体积重量。但对于传统p w m 方式工作的变换器， 高频化的同时会伴随着开关损耗及铁芯损耗盼增大，加大了散热要求，电路工作性能 和可靠性受到电路寄生参数的限制和影响：为此，在高频怃的同时，必须采取有效措 施- 星互能曲提高变基墨教室独自毒业鱼鲢的童皇叁磐。而且，尽管已经把开关频率提 高到几百娩，大大减小了磁性元件的体积，但在开关电源变换器中，往往因为磁 性元件和大容量电容的高度纰其它集成电路芯片和分立元件高得多，这样在安装时， 并不能够实现对空间的最大利用，为此必须对传统的磁性元件和电容器进行改制，实 现结构上的扁平化从而使空间得到了最大可能的利用，使电源模块实现高功率密度 的同时实现超薄化、扁平化一j 。 1 2 1 整流器件 这种低压大电流输出的d c d c 变换器通常采用降压型拓扑f 列，根据输入电压的 高低，分别采用非隔离式和隔离式拓扑。因输出电压比较低，因而整流部分的功耗对 效率的影响十分显著。为此，区别于常规整流二极管在这里通常采用具有低导通电 阻的低压功率岫s e e i 佳为整流器件，来降低整流部分的损耗。而这一m o s f e t 整流管 因与电路工作要求开关一致，被称为同步整流管，与其相关的技术，也就成为专门的 回步整辅鼓术删。但功率m o s f e t 是单极性场控器件毕竟与功率二极管不同，需要 专门的控制驱动信号，其损耗也由导通损耗、驱动损耗、开关损耗、体二极管损耗多 个部分组成。功率m o s f e t 一般采用“质量因子”( 定义为导通电阻和栅极电荷的乘 积( i b n q g ) ) 来表征其器件性能，限于现今的器件技术，市场上通用的器件其典型 值只能在3 0 0 4 0 0 ( m o 木n c ) 左右，因而在选择m o s f e t 时，必然面临着基本的限制： 必须在导通电阻和栅极电荷之间取折衷，也即在导通损耗和容性相关损耗之间折衷。 为了降低导通损耗，对于传统的器件技术来说必须增大器件的尺寸，但同时这会增 2 南京航空航天大学硕士学位论文 大栅极和漏极电荷，因此也就产生了更大的容性相关损耗，特别是在高开关频率下， 同步整流管的容性相关损耗将成为低压大电流输出d c d c 变换器最主要的损耗之 一。 功率m o s f e t 器件质量因子值较高，限制了变换器的效率和高频工作的能力， 也就间接限制了变换器的小型化。现今很多国际知名的器件公司纷纷研制推出最新的 功率器件，显著减小了功率器件的质量因子值，可望大大提高电路效率，降低整机体 积和重量，满足高功率密度指标要求。 1 2 2 动态响应 数据处理电路在各个工作状态转换时，将对应较高的电流变化率。为满足数据 处理电路严格要求的工作电压，低压大电流输出d c d c 变换器必须具有快动态性 响应。这里以典型的高速数据处理电路微处理器为例说明技术难度。图1 1 给出 了实际的微处理器模型( 7 】。在微处理器内部和周围，有很多的解耦电容，用来降低 躁声和满足严格的电压调节要求。c ，代表v r m 的输出电容。所有这些电容都有寄生 的e s r 和e s l 。在c ，和解耦电容之间以及解耦电容和封装电容之问的连接部分有寄 生的阻抗。新一代微处理器典型负载在工作状态转换期间，其电流变化率将高达 a n s 的变化量级，在这样的情况下，所有这些寄生参数对其供电电源v r m 在动态负 载情况下的输出电压将有很大的影响。对于新一代的微处理器负载，现今的v r m 拓 扑不能满足动态期间严格的容差要求( 典型值为2 ) 。由于动态响应较慢，需要采 用更多及更大容量的输出电容，来维持动态期间v r m 输出电压的稳定。为了满足要 求，需要成几倍或十几倍的增加大电解电容和解耦电容，这增加了v r m 的体积和成 本，在实际场合变得不切实耐”。 一旷一j l - 一o ! i 一# 一： 建接部分电寡赴曩量麓基 图i 1实际的微处理器电路等效模型 对于这类高速数据处理电路负载场合，当其供电电源采用优化设计的宽带宽反馈 控制后对应各种工作状态快速转变时的负载突变，快速动态响应要求的实现主要由 输出滤波环节的动态响应决定，对应输出电压的过冲( 上冲或下冲) 可通过降低输出 滤波电感值和加大动态变化时滤波电感上的电压，从而提高功率级能量传输速度来实 现。其中滤波电感可以通过增加开关频率和选择合适的拓扑形式来减小f 9 】。但高频化 基于同步整流技术的低压，大电流输出直直变换器的研究 虽然可以降低输出滤波电感的电感量，但受到现今的功率器件、整流器件和磁性元件 的限制，现今大多数v r m 的工作频率都不高于3 0 0 k h z 。而且即使能够在高频下工作， v r m 的效率也会变得很低，使其热管理和封装设计非常困难。因此要满足新一代高速 数据处理电路供电要求，必须研究更先进的集成封装技术，把各部分的寄生参数减至 最低，同时研究具有快速能量传输速度的功率拓扑，提高功率级的响应速度。 1 2 3 高总线输入电压 低压大电流输出的变换器的输出电压越来越低，从3 3 v 到2 v 、1 5 v ，甚至更 低；输出电流越来越高，必然对应电路布线损耗增大。为此在满足安全规格的情况下 应当考虑增大输入电压，从而减小电路配线损耗【1 0 l 。 这里仍以典型的微处理器进行说明。其供电电源v r m 的输入电压一般引白银盒 的5 v 或1 2 v 输出经过较长的传输线，供给v p , 2 d ，经过v r m 的电压变换，输出 经严格调节的低压给微处理器供电。随着新一代微处理器对更低电压和更高电流的要 求，传统的集中供电方式因较长的电源线引起的分布阻抗较大，加大了电源走线的损 耗，而且高频工作下会引起较大的寄生振铃现象，将使v r m 不能满足微处理器各工 作状态转换期间的电压调节要求；同时，为了避免银盒不同输出端之间的相互影响， v r m 需要一个较大的输入滤波电容。图1 2 给出了v r m 所需的输入滤波电容与其 输入电压的大致关系。 c 图1 2v r m 所需的输入滤波电容与其输入电压的大致关系 对于新一代微处理器应用场合，如果v r m 的输入电压是5 v ，它的输入电容需 要1 0 4 心数量级。这一大电容的存在会使计算机、服务器、；挂盐釜毯电丕缠笪垫奎 密鏖盔左降低蕻率变低电压通菹性能变差题直闷照芒重。为此，在这类数据处 理电路的应用场合，低压大电流输出的d c d c 变换器将逐渐采用高输入电压( 1 2 v 、 2 4 v 、4 8 v 等电压等级) ，其供电结构也逐步发展为分布式供电系统，如图1 3 所 示。 为了达到低压，大电流输出d c d c 变换器所要求的高技术指标，在采用优化的最 佳电路方案的同时，必须不断提高工艺水平和封装技术水平。采用先进技术如：磁集 成技术、基板技术、扁平电容技术等，确保电源模块高技术性能指标和高可靠性的实 现。 4 南京航空航天大学硕士学位论文 1 3 本文研究内容 本文针对计算机、通讯产品等应用场合结合航空电源重点实验室现有的研究条 件对高输入电压，隔离式的低压大电流输出d c d c 变换器进行了相关研究。 论文要研究的关键问题： 论文首先分析了同步整流的原理和特点。对自驱动同步整流进行了较详细的 分析。 对单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器进行稳态原理分析，给出了同步整 流管的选择方法、实际变压器制作工艺、及功率m o s 并联要求及相关电路布局设计。 对变换器进行了控制系统的分析、设计，给出了电源时域性能指标与频域特 性之间的对应关系分析，和一般的设计过程。进行了相关仿真。 设计制作了4 0 w 单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器的原理样机。 吐习三蜜 c l壹基-l 一产：苎曼 图l _ 3计算机电源系统的发展趋势 基于同步整流技术的低压，大电流输出直直变换器的研究 第二章同步整流原理及自驱动同步整流方案选择 概述：整流电路作为低压大电流输出d c d c 变换器的重要组成部分，对变换器 整机性能起着非常关键的作用。传统的整流电路采用功率二极管，由于二极管的通态 压降较高( 典型值为0 3 v 1 v ) ，因此整流损耗较大。应用低压功率m o s f e t 作为 整流管( 同步整流管) ，可以有效减少低压大电流输出d c d c 变换器整流部分损耗， 使变换器获得较高的效率。本章将首先对同步整流技术作原理性分析，之后结合小功 率d c d c 变换器的特点，对自驱动同步整流进行了重点分析，并结合其特点，分析 选择适合与自驱动同步整流结合使用的电路拓扑。 2 1同步整流基本原理分析 2 ，1 1 整流对效率的影响 如图2 i 所示分别为非隔离式和隔离式d c d c 变换器中整流部分的典型电路， ( a ) b u c k 变换器；( b ) 副边半波整流电路。 p 丁可 叶上盥 ( a ) b u c k 变换器c o ) 隔离式副边半波整流电路 图2 1 典型的整流电路 在低压大电流输出的d c d c 变换器中，通常采用肖特基二极管( s c h o t t k y ) 作为 整流管其典型压降为0 3 v 1 v ( 根据不同的厂家和型号，s c h o t t k y 正向压降也不 样) ，但即使是很好的s c h o t t k y ，也很难获得低于0 3 v 的正向导通压降，因而整 流管的导通损耗占总损耗很大部分比例。当然与整流部分相关的损耗还包括滤波电感 绕组损耗和变压器副边绕组损耗( 隔离式拓扑) ，这里只考虑主要的整流管损耗【l 7 】。 在只考虑整流管导通损耗的情况下，可以得到变换器效率与整流管压降的近似关 系为：( 2 1 ) l 一口 驴蹶 其中，为对应负载电流i 。时，整流管的正向导通压降。a 为去除整流管导通损 耗p ，以外的变换器其它损耗与输入功率p 。的比值。 图2 2 给出了由( 2 1 ) 式所确定的效率r l 随( v d f 变化的曲线( 以a 为参量) 。 由图2 2 可以直观的看出，随着输出电压v o 的进一步降低，整流管的压降v d f 将更 加逼近v o 变换效率逐渐降低。整流管压降较高是限制变换器效率的主要因素。 由此可见，要提高低压大电流输出o c o c 变换器的效率，关键是减少整流部分 南京航空航天大学硕士学位论文 的功耗。用低导通电阻的低压功率m o s f e t 代替s c h o t t k y ，作为整流管使用，可以有 效减少整流管的导通损耗，是一个很有吸引力的的选择。 囊e 宰 。0 一a = g0 5 。 ? ? 8 2 0 1 + 。 i 图2 2变换器的效率与v d f ，v o 的关系 2 1 2 同步整流提法的由来 所谓同步整流，即用m o s f e t 代替常规的整流二极管，根据电路拓扑的工作要求， 给出开关时序作相应变化的栅极驱动信号，基于栅极驱动信号与m o s f e t 开关动作接 近同步，称为同步整流( s y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o n ，下文简称s r ) 。以图2 3 所 示的b u c k 电路为例进行说明，( a ) 用s c h o t t k y 作为续流整流管；( b ) 用m o s f e t 作为 续流整流管。 l 一一 ( a ) s c h o r k y 作为整流管( b ) m o s f e t 作为整流管 图2 3b u c k 电路 对应c c m 工作模式，q 1 关断后，拓扑必然要求续流整流管开通在采用m o s f e t 代替s c h o t t k y 后的图( b ) 电路中，此时给q 2 加上开通驱动信号，使其开通，满足续 遵堕垩求一蔓! 似鳆! 查拓盐要塞墼亟筻羞墅堕! 给m o s f e t 关断信号，使其关断。只 要m o s f e t 的开关信号根据电路拓扑要求作相应变化，且开关速度足够快，就可认为 d s 间开关动作与电路要求保持同步，实现整流功能。 2 1 3 同步整流管的简介 在阐述同步整流工作原理之前，先说明一下作同步整流管用的m o s f e t 的用法：如 图2 4 是低压功率m o s f e t 的基本物理结构，由于漏源极间p n 结的存在，使m o s f e t 具有一个集成的反向体二极管。图中给出n 沟道功率m o s f e t 的电路符号，d 、s 之间 为反并联二极管( 输出寄生电容未画) ，拓扑要求整流管有反向阻断功能，因此m o s f e t 作为整流管用时流过电流的方向必须是从源极到漏极，而不是通常的从漏极到源极， 7 ； j 基于同步整流技术的低压大电流输出直直变换器的研究 即作为s r 管使用的m o s f e t 工作在输出特性曲线( o u t p u tc h a r a c t e r i s t i c s ) 的第三 象限。 斟丘蛐 8 0 眦e 弋卜妇m 图2 ，5典型的同步整流电路 同步整流电路的基本工作过程是：当副边电压v 。由负变正时，相应的，m o s 管 q 2 导通，q l 关断：当v 。由正变负时，相应的，m o s 管q l 导通，q 2 关断。两只m o s 管随副边电压轮流导通和关断，实现了整流功能。 2 1 - 5 同步整流对驱动信号的要求及其驱动电路的选择 ( 1 ) 同步整流对驱动信号的要求 驱动电压幅值的选择： 从i r l 2 2 0 3 s 的输出特性曲线( o u t p u tc h a r a c t e r i s tic s ) 可知，在驱动电压大 于l o v 以后，m o s f e t 的导通电阻值就基本保持不变了；另外考虑到m o s 管栅源极间 有一层很薄的极易被击穿的氧化层，要求驱动电压不能超过2 0 v ；而且由于m o s 管的 驱动损耗为q 。v 。f | ，与驱动电压v 。成正比为保证驱动损耗不致过大，要求驱动电压 不宜过高。 同步整流管的驱动时序： 如图2 5 的半波整流同步整流电路中，理论上，驱动同步整流管的电压信号在时 序上应与电压波形v s e c 保持对应关系。但由于m o s 管实际的开通和关断并不是理想 的，实际应用中，两只同步整流管的驱动信号之间应保证足够的死区时间。因为在两 南京航空航天大学硕士学位论文 s r 管换流期间，如果一只整流管已处于导通态，而另外一只还没有关断，就会造成 短路，导致较大的短路电流，可能会烧毁m o s 管。 但死区时间也不能设置得过长。在死区时间内，同步整流管的体二极管流过负载 电流完成m o s 作为整流管的功能电路虽然仍能照常工作，但会造成过多的损耗。 因此，从减小损耗角度考虑死区时间应设置得足够小。 ( 2 ) 同步整流驱动电路的选择 驱动同步整流管的方法大致可分为两类f 8 j ： 外加控制驱动电路( e x t e r n a lc o n t r 0 1 ) ：通过附加的逻辑控制和驱动电路，产 生出随主变压器副边电压作相应时序变化的驱动信号，驱动s r 管。驱动信号电压幅 值恒定，不随副边电压幅值变化，驱动波形好。 这种方案能提供高质量的驱动波形。但需要一套复杂的控制驱动电路，增加了成 动电压。 如图2 6 给出一种典型的自驱动同步整流电路( 变压器副边为半波整流电路) ， 其工作过程如下： y s e e t l 图2 6 一种典型的自驱动同步整流电路 当副边电压v s e c 由负变正时，m o s 管q 2 导通，q l 关断；当v s 由正变负时， m o s 管q l 导通，q 2 关断。两只m o s 管随副边电压轮流导通和关断，实现整流功 能。随着输出电压的进一步降低( 低于3 3 v ) ，直接从主变压器副边绕组上获取的电压， 其电压幅值不足以驱动m o s 管，可在主变压器上加绕辅助绕组( 注意与副边绕组的 耦合) 来获得幅值满足要求的驱动电压。 这种驱动方案，虽然驱动波形质量不如外加控制驱动电路理想，但能使变换器获 得更高的效率，而且简单、经济、可靠。 2 1 6 同步整流管对提高效率的贡献 为分析导通损耗，可将m o s f e t 的电路模型表示为一个线性电阻r d s ( 在i d 0 s f e t 的饱和区) ，如图2 7 ( a ) 。整流用的结型二极管，如s c h o t t k y ，可近似线性表示为由 9 基于同步整流技术的低压，大电流输出直直变换器的研究 一个电阻r t 与一个电压源v f t o ( v f t o 是二极管的门槛电压不同电流下v f t o 变化 很小) 串联组成，如图2 7 ( b ) 。 一一娶刍一一一一墅舀l ( a ) m o s f e t 的导通损耗电路模型m ) 二极管的导通损耗电路模型 图2 , 7器件的等效电路模型 假设不计结型二极管的反向恢复损耗；不计m o s f e t 体二极管损耗。 在负载电流为i 时，整流二极管的导通损耗可表示为： 尸：埽r t + ， ( 2 2 ) 其中，r l 为并联二极管的数目。 用同步整流管代替结型整流二极管后，可减少的整流损耗p s a v e 为： p s m , e = i 1 ，2 8 一露吃( 半 + 晰d - 一 - g y , f , + ，e 曙z + _ ( f 啊+ 。) 门( 2 - 3 ) 其中，n 为并联同步整流管的数目，q g 为m o s f e t 的驱动电荷，v g 为驱动电压幅 值。c s 为m o s f e t 的输出结电容，t 。t o r t 分别为s r 管的开通时间和关断时间，v 为s r 管承受的最大电压，i 为流过s r 管的最大电流。 下面针对负载电流是1 5 a 的情况，对具体器件作损耗计算。 i r 公司的肖特基二极管4 2 c t q 3 0 ( 4 0 a 3 0 v ) 的门槛电压v f t o 为0 3 8 v ，r 。为 0 0 0 6 8 q 将两只4 2 c t q 3 0 并联用于1 5 a 输出的变换器。 i r 公司较新推出的f e t k y “【嘲，将第五代h e x f e t 型功率m o s f e t 和低正向导通压 降的肖特基二极管组合在一起，特别适合作同步整流管用，它有以下优点： ， 导通电阻rds小：、 体二极管作成s c h o t t k y ，可有效降低导通损耗和反向恢复损耗； m o s f e t 和s c h o t t k y 集成在同一封装中，节省了空间和成本。 f e e t k y “i r l 2 2 0 3 s 的导通电阻r d s 为0 0 0 7q ，将两只i r l 2 2 0 3 s 并联使用可有 效减小s r 管的等效导通电阻。以下计算中，假定s r 管承受电压应力v d s 为8 v ，开 关频率f s 为1 0 0 k h z ，驱动电压v g 为1 2 v ，驱动电流为2 a 。 由( 2 - 3 ) 式可知，用两只i r l 2 2 0 3 s 并联构成一个整流管，与用两只4 2 c t q 3 0 并联 相比较，整流部分可减少的损耗为： p s a v e = 6 4 6 5 1 1 4 2 = 4 8 5 缈) 在开关频率合适的情况下，墨题登笪要璺奎盔撼i ：苎亟叠忿i ! 黧杰蔓3 2 1， 一、，4 。- - 一一一一、_ 一- 一 fj ，” 节将对同步整流电路损耗进行详细分析计算。 7 2 2 自驱动同步整流方案的选择 由2 1 的分析已知对于低压大电流输出的隔离式d c o c 变换器，大部分损耗 1 0 南京航空航天大学硕士学位论文 发生在副边整流电路中。减少整流侧损耗的有效措施是用s r 管代替整流二极管。采 用外加控制驱动方法让s r 管按照正确的开关时序工作，虽说是比较直接、常规的方 法，所得的驱动波形质量也较好，但其控制复杂，增加了元件数和整机成本；考虑到 低压大电流输出d c d c 变换器这类低功率电源的特殊性，其对效率、功率密度的要 求非常高，因此在能够不采用外部控制驱动的情况下，尽可能的利用具有简单、可靠、 高效等特点的自驱动同步整流( s e l f - d r i v e ns y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o n ，以下简称 “s d s r ”) ，来完成整流级的工作【l 。 前面已经提及同步整流管对其驱动信号的基本要求而s d s r 较多的采用从主功 率变压器的绕组上获得驱动电压的方法，因此并非所有的变换器拓扑都适合与s d s r 结合使用。这一部分通过几种拓扑与自驱动同步整流结合使用的应用举例，说明 s d s r 的特点。在此基础之上，给出一种新颖的单绕组自驱动同步整流方案从而拓 宽了s d s r 的拓扑应用范围。 2 2 1 自驱动同步整流对变压器副边电压波形的要求 如图2 8 ( a ) 所示，副边整流级为应用同步整流的中心抽头全波整流结构，驱动 s r 管的理想的副边电压波形应该满足： 电压无为零时段，实现m o s f e t ( 沟道导通时间体二极管导通时间) 的最大 化，使整流部分的损耗最小； 电压波形的上升沿和下降沿要快，电压幅值合适，满足m o s f e t 快速开关的要 求。 如图2 8 ( b ) 所示，为驱动s r 管的理想的变压器副边电压波形。 、 一 厂 一 j f j ( a ) 中心抽头全波整流( b ) 驱动同步整流管的理想的电压波形 图2 g 理想的同步整流管驱动电压波形 这一要求限制了很多副边电压波形存在较长为零时段的拓扑，图2 9 列举了几种 典型的副边电压波形，分别代表正激( 如绕组复位方式) 、对称拓扑( 推挽、桥式) 、 谐振变换器。这些拓扑的副边电压波形存在较大死区，不适合用来驱动s r 管。 能够获得如图2 8 所示理想波形的拓扑大致有三种：推挽、半桥、全桥其占空 比必须固定工作在d = o 5 附近，为了能够对输出电压进行有效的调节控制，就必须加 上前级调节器，也即采用两级结构，根据需要适当调整总线电压v ”( 前级的输出电压， s r 后级的输入电压) ，后级采用固定占空比的开环控制。 飞 基于同步整流技术的低压，大电流输出直直变换器的研究 # lfif |l ul l _ ( a ) 正激类( b ) 对称拓扑类( c ) 谐振变换器类 图2 9 几种不适合与s r 电路结合使用的拓扑的副边电压波形 2 2 2 两级变换器：前级非隔离式拓扑+ 后级s r 对称拓扑 当输入电压范围较宽时，需要采用前级调节器调整u 。从而对输出电压进行控 制。因为s r 后级变换器已经提供了电气隔离，因此前级变换器可采用非隔离式的拓 扑：b u c k 、b o o s t 、b u c k b o o s t ，根据输入电压v 。和选定的中间总线电压v 。选择前 级拓扑的形式o “。 图2 1 0 两级结构自驱动同步整流电路b o o s t + h a l f - b r i d g e + s d s r 以图2 1 0 所示的b o o s t + h a l f b r i d g e + s d s r 两级变换器为例进行原理分析。 输入电压v 】_ 通过前级8 。s 变换器升压后，得到中间总线电压”峙，= 考苦。后 级占空比固定在o 5 ，k = 等后级主变压器原副边的匝比为n ：1 ) ，从而得到两级 结构的输入与输出电压关系为； 圪：k 。2 n ( i d 】 ( 2 4 ) 一旦选定了匝比n ，只需根据调节要求调整前级b o o s t 变换器的占空比，就可得 到所需的输出电压v 0 。 两级结构的特点总结： 优点：通过前级变换器将输入电压变换为一个相对稳定的电压，使后级变换器的 占空比工作在0 5 附近，s r 管可以获得近于理想的驱动电压，有利于后级s r 电路 的工作。 缺点：两级变换器所用的功率管、元件数目较多，不利于实现电源的高功率密度， 限制了其在低压，大电流输出的小功率电源场合的应用。 1 2 南京航空航天大学硕士学位论文 2 2 3 互补控制半桥变换器 两级结构比较适合输入电压变化范围宽的场合，在输入电压变化范围相对较窄 时，可以采用互补控制半桥变换器( h a l f - b r i d g ec o n v e r t e rc o m p l e m e n t a r y c o n t r 0 1 ) ( 下文简称“h b c c ”) 。如图2 1 1 所示，是h b c c 与s d s r 结合使用的主电路，主电路 的形式和传统对称半桥相同，但其控制方法不同，h b c c 的两只功率管q 1 、q 2 在一个 开关周期内交替互补导通，在两管换流的死区时间内，通过变压器的漏感和m o s f e t 寄生输出电容之间的谐振，可以实现功率管的零电压开通【2 0 】【2 “。 图2 1 1h b c c + s d s r 简化电路图 互补控制半桥变换器的总结： 优点包括： 通过合理设计，变换器原边功率管可以实现软开关： 一输出滤波电感可以设计得较小； 在一定的输入电压范围内及合适的输出电压等级处，互补控制变换器可以和 自驱动同步整流较好结合； 功率管的电压应力小，被钳位为输入电容上的电压。 缺点包括： 对输入电压变化比较敏感，不适合用于输入电压变化范围宽的场合； 四阶系统，动态特性复杂，小信号模型的输出阻抗较大，动态响应较差。 、_ ，- ， ，1 - 7 、- ，、_ ，4 l i 2 2 4 有源箝位同步整流正激变换器 在隔离式d c 仍c 变换器中，正激拓扑在低中功率场合的应用比较广泛。正激拓 扑根据其复位方式的不同，可分为多种形式田】，但除有源箝位和r c d 复位等有限的 复位电路外，其它复位方式的电路，在主变压器绕组上均存在较长的电压为零时段， 若采用自驱动同步整流，负载电流必然会在绕组电压为零时段，流过s r 管的体二极 管，增大损耗。有关文献给出一种谐振复位方法 捌【2 4 1 如图2 1 2 ( a ) 所示，无需外加 电抗元件，直接由电路的磁化电感和寄生电容的谐振完成变压器磁复位工作。这种方 法虽然电路形式简洁，所需元器件数目较少，但其复位电压在最好情况下，也只能为 正弦，( 图( b ) ) ，因此，在变压器绕组电压转换的较长时间内，电压幅值较低，无法保 证s r 管有效开通，大大增大了变换器的损耗。 13 基于同步整流技术的低压，大电流输出直直变换器的研究 丌厂 厂 uu ( a ) 拓扑简图( b ) 副边( 复位) 电压波形 图2 1 2谐振复位式正激拓扑 如图2 1 3 ( a ) 是有源筘位同步整流正激变换器( 下文简称“a c s r ”) 的简化电路图 l 土 j ， 扫i 忙 ( a ) 拓扑衙图( b ) a c s r 的原理波形 图2 1 3有源箍位同步整流正激变换器 辅管s 2 和箝位电容c c 构成正激变换器的磁复位网络。主管s 】和辅管s 2 互补工作， 钳位电容的容值取得足够大，保证磁复位期间变压器的磁化能量转移到c c 中时，其 电压值基本保持不变稳态时可近似认为是恒压源。图( b ) 给出主管s 1 和辅管s 2 的 驱动信号v g s 。、v g s ：及变压器副边电压v s 的原理波形。其中，v c 是箝位电容上的电 压，y i n 是输入电压。变压器的匝比是n ：1 。开关周期为t ，占空比为d ，s r 管的驱 动电压由副边绕组得到【2 5 】【冽。 与其它复位方式正激变换器一样，输出电压v 。的表达式为： vo=等(2-5) 与互补控制自驱动同步整流半桥变换器相比，在相同输入电压范围的情况下，有 源箝位自驱动同步整流正激变换器的s r 管的驱动电压的变化范围较小，在整个输入 电压范围内都可以得到较好的驱动。 有源箝位正激变换器的特点总结： 优点： 可以和自驱动同步整流电路较好的结合使用，即使在宽输入电压范围内，s r 管也可以得到较好的驱动； 所用器件数目较少，有利于实现电源模块的高功率密度指标i 通过合理设计可以实现原边主功率管的软开关； 小信号特性的输出阻抗较小，动态响应快。 南京航空航天大学硕士学位论文 具有缺陷： 当负载是数据处理器等具有大电流变化率的类型时对应于负载突升情况， 很可能使功率变压器瞬间饱和，因此必须采用更大尺寸的铁芯增大了变换器的高度 和体积。 有源箝位是专利拓扑，限制了其在工业界的广泛采用。 2 2 5 一种新颖的单绕组自驱动同步整流方案 以上几种拓扑结合自驱动s r ，在3 3 v 及5 v 等级的低输出电压d c d c 变换器 中得到了应用，随着输出电压的进一步降低，主变压器副边绕组的电压幅值跟着降低， 不能有效驱动s r 管，因此必须在主功率变压器上加绕辅助绕组，提高驱动电压的幅 值，满足有效驱动s r 管的要求，为获得较好的电气性能，必然需要辅助绕组与副边 绕组之间的紧密耦合，增加了变压器制作的复杂程度。这些拓扑的共同特征是主变压 器上用于驱动s r 管的绕组电压无为零时段，这限制了很多拓扑( 如推挽、桥式1