（物理电子学专业论文）基于cmos技术的60ghz毫米波功率源研究.pdf

浙江大学硕士学位论文摘要 摘要 近年来，6 0 g h z 附近的7 g h z 带宽被允许投入商业开发进行超高速的短距离无 线通信，由此引发了各大无线产品公司和研究机构对6 0 g h z 通信技术的研究热潮。 其中，采用c m o s 工艺实现该频段的集成电路设计具有显著的高集成度和成本优 势，成为6 0 g h z 射频技术的研究热点，但是由于c m o s 工艺较低的彰f m 救，限制了 其输出功率。本文对一种新颖的基于c m o s 技术的6 0 g h z 毫米波功率源进行分析 和研究，设计该功率源的目的是基于c m o s 集成电路获得6 0 g h z 毫米波的高功率 输出，功率源由环形驻波振荡器、功率放大器和功率合成器组成。环形驻波振荡器 由4 个半波振荡器环绕而成，输出4 路同频、同相、等幅度的差分信号，差分信号 经功率放大器放大之后，输出至入4 谐振器耦合到工作于t e l o l 0 模的矩形空腔谐振 器合成输出高功率，从而解决c m o s 工艺输出功率低的问题。论文第一部分阐述了 功率源的整体结构，对环形驻波振荡器和功率合成器的基本理论和电路结构进行深 入研究。第二部分探讨了功率放大器设计的基本理论和方法，包括功率放大器的分 类、主要性能指标的分析和各部分电路的具体设计方法。第三部分基于o 1 8 u m r f c m o s 工艺，根据环形驻波振荡器的输出功率，设计了对此功率进行最大限度线 性放大的3 0 g h z 功率放大器，重点介绍功率放大器结构的选择、原理图和版图的设 计优化及仿真，特别是如何基于负载牵引技术得到最优的输出阻抗。最后研究了功 率放大器及功率合成器的互联并设计了3 0 g h z 入4 驻波谐振器。本文所设计的 3 0 g h za 类功率放大器，功率增益为1 0 1 4 d b ，输入l d b 压缩点为0 4 d b m ，输入 0 d b m 功率时输出功率达到9 3 d b m ，功耗为5 7 6 m w ，输入l d b 压缩点处的功率附 加效率为1 3 2 。 关键词：c m o s ；6 0 g h z ：功率源；驻波振荡器；功率放大器( p a ) ；负载牵引；功 率合成器 n a b s t r a c t i nr e c e n ty e a r s ，ab a n d w i d t ho f7 g h za r o u n d6 0 g h zi s a l l o w e df o rc o r l l m e r c l a l d e v e l o p m e n tt oa c h i e v e u l t r ah i g h s p e e ds h o r t r a n g ew i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n s ，w h i c n b o o m sg r e a te n t h u s i a s mf r o mm a j o rw i r e l e s sc o m p a n i e sa n d r e s e a r c hi n s t l t u t l o n st o d e v e l o pt h e6 0 g h zc o m m u n i c a t i o n st e c h n o l o g y a m o n gt h e m ，t h e u s eo fc m o s i n t e g r a 【t e dc i r c u i td e s i g nh a ss i g n i f i c a n tl o wc o s ta n dh i g hi n t e g r a t i o na d v 觚t a g e s 趾d b e c o m ear e s e a r c hh o t s p o ti n6 0 g h z r a d i of r e q u e n c yt e c h n o l o g y w i t hl o wf ra n df m 双， n l el i 而t e do u t p u tp o w e ro fc m o s c i r c u i ti sam a j o rd i s a d v a n t a g e t h i sp a p e rm a k e sa r e s e a r c ho nan o v e l6 0 g h zm i l l i m e t e r - w a v ep o w e r s o u r c eb a s e do nc m o st e c h n o l o g y , 1 ep o w e rs o c ei sd e s i g n e di nc m o si n t e g r a t e dc i r c u i ti no r d e rt oo b t a i n1 1 i g l lo u t p u t p o w e r t h ep o w e rs o u r c ec o n s i s t so fa n n u l a rs t a n d i n gw a v eo s c i l l a t o r , p o w e r 锄p 1 1 t l e r a n dp o w e rs y n t h e s i z e r t h e a n n u l a rs t a n d i n gw a v eo s c i l l a t o ri s e n c l o s e do f 内u r h a l f 二、砚w eo s c i l l a t o r s ，w h i c ho b t a i nf o u rd i f f e r e n t i a ls i g n a l so f t h es a m ef r e q u e n c y , p h a s e a n dm g n i t u d e t h ed i f f e r e m i a ls i g n a l s i sa m p l i f i e db yt h er a d i of r e q u e n c yp o w e r 锄p l i f i e r ，a n dt h e no u t p u tt ot h ex 4r e s o n a t o rt oc o u p l ei na r e c t a n g u l a rc a v i t yr e s o n a t o r w 0 r k j n gi nt e lo l m o d e w ec a no b t a i nl l i g l ls y n t h e t i co u t p u tp o w e rw i t h m a n y r e c 蚀g u 协c a v i t yr e s o n a t o r st o s o l v et h ep r o b l e mo fl o wo u t p u tp o w e ri n c m o s t e c h n 0 1 0 9 y t h ef i r s tp a r to f t h i sp a p e rd e s c r i b e st h eo v e r a l ls t r u c t u r eo f t h ep o w e rs o u r c e ， t h i sp a r ti n - d e p t hs t u d yo nt h ec i r c u i ts t r u c t u r ea n db a s i ct h e o r yo f t h ea n n u l a rs t a l l d m g w a v eo s c i l l a t o ra n dp o w e rc o m b i n e r t h es e c o n dp a r ti n v e s t i g a t e st h eb a s i ct h e o r y a n d d e s i g no fp o w e ra m p l i f i e r , i n c l u d i n gt h ec l a s s i f i c a t i o n , t h ea n a l y s i s o fk e yp e r t o 珊a n c e i n d i c a t o r sa n dd e s i g nm e t h o d so ft h ep o w e ra m p l i f i e r t h et h i r dp a r t f o c u s e s0 1 1t h e d e s i g no f3 0 g h zp o w e ra m p l i f i e ri no 18 u r nc m o s p r o c e s s t h ea m p l i f i e ri sd e s i g nt o m a ) 【i m m t l l y 卸叩l i 毋t h eo u t p u tp o w e ro fs t a n d i n gw a v e o s c i l l a t o ri nl i n e a r l y t h ed e s i g n i 1 1 c l u d e st h es e l e c t i o no fa m p l i f i e rs t r u c t u r e ，t h eo p t i m i z a t i o na n ds i m u l a t i o no f s c h e m a t l c a n dl a y o u t f i n a l l y , t h i sp a r td e s i g n sa3 0 g h z 九4s t a n d i n g w a v er e s o n a t o ra n da n a l y z c s i t si n t e r c o n n e c t i o n 、i mt h ep o w e ra m p l i f i e r b a s i n go nl o a d 。p u l lt e c h n i q u eo b t a i n st h e o p t i m a lo u t p u ti m p e d a n c e ，t h e3 0 g h zc l a s s - ap o w e ra m p l i f i e rd e l i v e r s 9 3 d b mo u ：t p u t p o w e rw i t h0 d b mi n p u t , g a i ni s 10 14 d b ，i n p u tld bc o m p r e s s i o np o i n ti s0 4 d b mw i t h d 0 w e r a d d e de f f i c i e n c yo f13 2 ，a n dp o w e rc o n s u m p t i o ni s57 6 r o w k e y w o r d s ：c m o s ；6 0 g h z ；p o w e rs o u r c e ；s t a n d i n gw a v eo s c i l l a t o r ；p o w e r 锄p 1 1 t l e r ； l o a d p u l l ；p o w e rc o m b i n e r i i i 浙江大学硕士学位论文 致谢 致谢 研究生生涯即将结束，这也是我连续将近2 0 年的校园生活的终点在浙江大学 学习生活了近7 年，我对母校有深深的感情，特别是紫金港校区和玉泉校区留下了我 太多的回忆感谢母校培养了我，锻造了我，让我平缓地走出校园，踏入社会，母校给 我的我现在无以回报。我的心里永远充满感激 我研究生的导师是周金芳老师，她是大学里面与我交流最多的老师，很幸运我能 遇到这样一位好老师，周老师作风严谨务实。平易近人，关心学生，悉心指导学生科研 周老师很喜欢爬山和打球之类的业余活动，平时也乐于带我们参加这些活动，是我们 的良师益友周老师不追逐名利，潜心科研，是难得的好老师，对我们在研究生期间的 科研、学习和生活上付出了很多 陈抗生老师对我们实验室的工作给了很多指导，陈老师是老一辈优秀教师的典 范，关心学生，热爱教学工作，勤勤恳恳，年过七旬仍然基本天天都到实验室陈老师 多年的经验对我们实验室的建设起来很大作用，经常参加我们实验室每周的小组讨 论会，直接指导我们的工作最难能可贵的是。陈老师还一直在出版教材，指导本科教 学工作，是个真心为学生进步的好老师我为浙大有这样的好老师感到自豪 当然，研究生中相处时间最多的当然是实验室的师兄弟和师姐妹们。这几年我们 相互学习指导，共同成长，有困难大家一起解决实验室中指导我融入实验室生活的 是师兄黄晓华，让我从一开始的懵懂到能够独立参与实验室的项目与我相处最多的 师兄是胡新毅和戴雅跃，胡新毅师兄是一个很聪明的人，他给了我很多科研工作的指 导，我从他那里学到了很多项目相关的知识，戴雅跃师兄对软件很熟悉，他让我们在 科研中解决使用软件遇到的问题得心应手同时要感谢的是与我同一届的资喜同学， 我们一起合作完成了很多项目工作，一起学习进步 实验室的陈李佳师姐、聂博宇师姐、还有聂玉斐师弟和徐飞师妹与我度过了近 三年的快乐生活，在这里一并感谢 浙江大学硕士学位论文绪论 第l 章绪论 lf 一秭袖；一i _ ! ：i 一一一一二= = = 。二 一一一 等羞堪 j 上七l l l 寸j 上_ l 5 65 7 5 8 5 9 泅暑之6 磁6 3 6 46 56 6 浙江大学硕士学位论文绪论 性，因而非常适合短距离超大容量无线通信。6 0 g h z 频段也远离目前其他通信波段， 具有较好的抗干扰性，并且其发射功率所受的限制也较小。 1 1 26 0 g h z 无线通信技术的集成电路特点 6 0 g h z 毫米波通信电路芯片的设计一直是该技术实现的重点和难点，6 0 g h z 频 段的微波单片集成电路芯片( m m i c ) 最开始以砷化镓工艺为主，但因其价格昂贵，不 适合大批量生产。近年来，随着c m o s 工艺的工艺尺寸越来越小，m o s 管的电流 增益截止频率( 丘) 和功率增益截止频率( ) 越来越大，在当前主流工艺中都已经超过 1 0 0 g h z ，以c m o s 工艺为基础设计6 0 g h z 各个芯片模块的研究越来越多。并且因 其高集成度而具有成本和规模优势，现已成为研究开发的主流工艺。 6 0 g h z 频率信号在真空中波长只有5 m m ，远小于现阶段其他频段的天线尺寸大 小，这也有利于将天线集成到电路芯片中，提高芯片的集成度，降低集成电路的面 积和成本。但是无线传输中首先要解决的问题是必须要有足够大的发射功率保证信 号的有效传输，6 0 g h z 射频信号在集成电路中损耗很大，限制了信号的功率增益和 电路的输出功率，如何获得高的输出功率是6 0 g h z 毫米波集成电路实现的难点。 1 26 0 g h z 短距离无线通信国内外研究进展 射频收发芯片的研制是6 0 g h z 无线通信系统实现的关键，对整个系统的性能起 决定性作用。2 0 0 0 年以来，国际上领先的射频通信研发机构和企业纷纷对6 0 g h z c m o s 射频芯片进行研究，并取得了一系列的成果。 1 2 1 国外学术界基于c m o s 工艺6 0 g h z 射频收发芯片研究进展 美国加州大学伯克利分校( u cb e r k e l e y ) 和洛杉矶分校( u c l a ) 是最早对基于 c m o s 工艺6 0 g i - i z 毫米波射频收发电路进行研究的高校。2 0 0 4 年，加州大学伯克 利无线研究中心在有i c 领域奥林匹克之称的i s s c c ( 国际固态电子电路会议) 上发表 了“d e s i g no fc m o sf o r6 0 g h za p p l i c a t i o n s 1 4 ，对基于o 1 3 u mc m o s 工艺的 n m o s 管、共面波导传输线模型进行准确建模和仿真，论证了用c m o s 工艺设计 6 0 g h z 射频电路的可行性。并于2 0 0 5 年发表了增益达1 2 d b 的6 0 g h z 三级低噪声 放大器的设计，噪声系数为8 8 d b ，输出l d b 压缩点为2 d b m 5 1 。 同年，洛杉矶分校的r a z a v i 教授发表了“a6 0 g h zd i r e c t c o n v e r s i o nc m o s r e c e i v e r 6 1 设计了基于0 1 3 u mc m o s 工艺的6 0 g h z 零中频接收机采用传输线 一2 一 浙江大学硕士学位论文 绪论 作为电感，将l n a 、m i x e r 和低频放大器集成到一块芯片上，测试得到的电压增益 达到2 8 d b ，噪声系数为1 2 5 d b ，l d b 压缩点为2 2 5 d b m ，功耗仅9 m w 。2 0 0 6 年该 校d a q u a nh u a n g 等人又发表了高线性度差分射频接收机的设计【7 1 ，具有极低的功 耗和噪声，芯片面积仅为o 2 2 删n z 。 2 0 0 7 年年初，伯克利分校的无线研究中心又在i s s c c 上发表了“ah i g h l y i n t e g r a t e d6 0 g h zc m o sf r o n t e n dr e c e i v e r ”i s ，给出了高度集成的6 0 g h z 射频接 收机的设计，将l n a 、m i x e r 、l ob u f f e r 、i ff i l t e r 、v c o 和5 8 g h zd o u b l e r 集成 到一起，采用两次下变频的超外差结构，提高了系统的信噪比。中频为2 g h z ，测 试所得噪声系数为1 0 4 d b ，输入l d b 压缩点为1 5 8 d b m 。2 0 0 9 年，该中心又发表 了包含基带电路的c m o s9 0 n m 工艺低功耗收发机咿j ，可实现5 1 0 g b p sq p s k 调制 通信速率。在发射模式和接收模式下的功耗分别为1 7 0 m w 和1 3 8 m w ，芯片面积仅 为2 5 2 7 5 删n 2 。2 0 1 1 年，伯克利分校又发表了基于c m o s6 5 n m 的四相收发机， 采用基带移相和全局最优阻抗技术，每相电路功耗低于3 4 m w 【1 们。 这几年中，日本、韩国、欧洲等地的高校也纷纷推出6 0 g h z 的收发机【1 1 以4 1 ， c m o s 工艺尺寸也已经从1 3 0 n m 减小到6 5 r i m ，甚至更低的4 0 r i m ，收发机芯片测 试的数据传输速率也已经达到数个g b p s ，甚至更高【1 5 】，芯片面积也越来越小。可以 看出，6 0 g h z 射频收发芯片正朝着更高速率，更小尺寸，更低功耗，更低成本的趋 势发展。 1 2 2 国外学术界基于c m o s 工艺6 0 g h z 功率放大器研究进展 基于c m o s 工艺6 0 g h z 的功率放大器的研究一直是收发机的重点，由于6 0 g h z 的信号在无线传输过程中损耗很大，因此要有足够的发射功率才能保证数据的有效 传输。 2 0 0 5 年加州大学伯克利分校发表的基于0 1 3 u r nc m o s 工艺6 0 g h z 放大器设计 的论文中，输出l d b 压缩点( o p l d b ) 仅为2 d b m ，但是最高增益却有1 2 d b 【5 j 。此后， 又于2 0 0 7 年发表了基于9 0 r i mc m o s 工艺功率放大器的设计，将6 0 g h z 功率放大 器的输出l d b 压缩点提高到6 7 d b m ，功率附加效率为2 0 t 1 6 】。2 0 0 8 年，加州大学 洛杉矶分校的t i ml a r o c c a 等人基于数字c m o s9 0 n m 工艺，利用变压器耦合设计 了差分功率放大器。在1 2 v 的低压下获得了1 2 d b m 的饱和输出功率【17 1 。 2 0 0 9 年以来，基于c m o s 设计的6 0 g h z 功率放大器层出不穷，并且进一步提 一3 一 浙江大学硕士学位论文绪论 高了输出功率l s - 2 1 ，输出功率基本达到了1 8 d b m ，甚至2 0 d b m ，并开始采用各种功 率合成技术来获得高功率输出。例如参考文献 2 1 】基于6 5 n mc m o s 工艺设计的功 率放大器，工作于5 3 6 8 g h z 频率范围上，采用共源共栅拓扑结构的8 路功率合成 电路，在低压下获得高功率输出，提高了系统的可靠性。 1 2 3 国内6 0 g i - i zc m o s 射频电路研究现状 相比国外基于c m o s 工艺6 0 g h z 短距离通信技术的日趋成熟，国内参与相关 技术研究的机构并不多，仅清华大学和台湾地区高校等少数科研机构作了相关研究 瞄2 5 1 。2 0 1 0 年，联发科( m e d i a t e k ) 研发人员基于6 5 n mc m o s 工艺，在i s s c c 上发 表了饱和输出功率为1 7 9 d b m 的6 0 g h z 功率放大器的设计，同年，清华大学发表 了基于i b m9 0 n mc m o s 工艺功率放大器的设计，功率附加效率为2 4 3 ，饱和输 出功率达1 8 3 d b m ，代表了国内的先进水平。但总的来说，现阶段，国内的研究机 构还处在对单独模块的研究上，对整个6 0 g h zc m o s 射频接收机集成电路的研究和 设计方面和国外还有很大的差距，不仅在科研水平上，而且在科研投入方面也有很 大差距。因此，必须加强在该领域自主研发，以免在新一代短距离无线通信领域的 竞争中处于不利地位。 1 2 4 工业界6 0 g l - i z 无线短矩离通信技术发展及标准现状 在过去的几年中，为了实现商用的高达g b p s 的无线数据传输数率，众多的企业 最终将通信频段锁定在6 0 g h z 上。2 0 0 6 年1 2 月，l g 和松下等消费电子巨头成立 了无线高清联盟( w i r e l e s s h d ) ，并在后来吸引了i n t e l 和美国加州无线技术公司 s i b e a m 加入进行核心开发，该联盟旨在开发一种新的无线高清数字传输技术，让各 种高清设备如电视和影碟播放机等实现高清信号的无线传输。w t r e l e s s h d 联盟于 2 0 0 8 年初发布了w i r e l e s s h d1 0 标准，该标准可以实现最高5 g b p s 的传输数率，能 够传送多路分辨率高达1 9 2 0 1 0 8 0 未经压缩的高清视频。2 0 0 9 年1 月，s i b e a m 公司发布了首款相应的芯片，双向数据传输可达4 g b p s 。最远距离为2 0 米。2 0 1 0 年9 月无线高清联盟发布了下一代无线高清标准规范w i r e l e s s h d2 o ，新标准将 数据传输数率提高到1 0 2 8 g b p s ，支持3 d 立体技术和4 0 9 6 2 1 6 0 的分辨率，同时 也支持上网本、智能手机和便携媒体播放器等的互联与数据传输。w i r e l e s s h d 无线 高清视频传输协议也是i e e e8 0 2 1 5 3 c 标准中唯一的6 0 g h z 规范【2 6 】。 为了在超高速短距离无线应用方面保持领先地位，英特尔还和m a r v e l l 等领先的 一4 一 浙江大学硕士学位论文绪论 w l a n 芯片厂商于2 0 0 9 年5 月组建w i g i g 联盟( w i r e l e s sg i g a b i ta l l i a n c e ) ，该联盟 意在6 0 g h z 频段下制定一个通用的标准，使得电脑、手持设备等也可实现至少1 g b p s 的无线连接速度，并在年底完成了w i g i 9 1 0 标准的制定。w i g i 9 1 0 标准支持高达 7 g b p s 的数据传输数率，比、i f i ( 无线相容性认证) 技术快1 0 到2 0 倍。同时该标 准融合了w i r e l e s s h d 和晰f i 技术的各项优点，因而具有良好的互联互通能力，将 来有可能与w i f i 融合【2 6 1 。2 0 1 1 年6 月，w i g i g 联盟发布了新的w i g i 9 1 1 标准， 再一次推动了6 0 g h z 无线技术及其应用。同年1 1 月w i g i g 联盟主席称，2 0 1 2 年将 会在市场上出现尚未认证的w i g i g 产品，而获得认证的w i g i g 产品预计将于2 0 1 3 年推出。 随着6 0 g h z 毫米波短距离无线通信技术标准的不断推出，其商业产品也很快走 进市场。2 0 1 0 年6 月2 日美国商业电讯报道：华硕新推出的两款笔记本电脑集成了 s i b e a m 线高清6 0 g h z 技术，实现了全高清体验的无线显示。通过在显示迷你卡上 集成的s i b e a m 公司6 0 g h z 无线高清视频网络芯片，这两款华硕笔记本电脑能够为 消费者提供前所未有的无线体验。所采用的无线高清技术能保证高清无压缩的 1 0 8 0 p 6 0 视频传输、高速数据传输及无延迟的娱乐和游戏体验。这一技术可以使消 费者摆脱绳线的束缚，实现与高清电视连接，而且不会受到w i f i 、无绳电话和其他 无线技术的干扰，还能够接入互联网及家庭网络【2 7 】。 1 2 56 0 g h zc m o s 工艺毫米波合成技术 受限于单个c m o s 功率放大器的增益及最大输出功率的限制，为了获得更高的 输出功率，越来越多的研究集中于功率合成器的设计。论文 1 9 】采用t s m c9 0 n m 标 准c m o s 数字工艺设计了输出l d b 压缩点为1 8 d b m ，饱和输出功率为2 0 d b m 的功 率放大器，其电路结构如图1 2 所示【1 9 】。采用威尔金森功分器和威尔金森功率合成 器进行功率的分解放大和合成，威尔金森功率合成器具有易于集成、损耗低、各端 口隔离性好的优点【2 明，由于功率合成器的插入损耗，输出功率提高了5 d b m 。 一5 一 浙江大学硕士学位论文 绪论 图1 - 2 采用威尔金森功分器功率合成器的c m o s 功率放大器模块图 加州大学伯克利分校的m o u n i rb o h s a l i 和a l im n i k n e j a d 采用电流合成技术设 计的6 0 g h zc m o s 功率放大器的输出l d b 压缩点和饱和输出功率分别达到了 1 2 1 d b m 和1 4 2 d b m 2 9 】。如图1 3 所示，使用微带线进行输入输出匹配，克服了威 尔金森功分器和变压器的插入损耗，提高了合成效率。但是由于传输线在版图布局 中长度的限制，用于功率合成的功率放大器数量不能太多。 图1 - 3 采用微带线的4 路功率合成电路图 加州大学伯克利分校的j i a s h uc h e n 和a l imn i k n e j a d 还发表了基于变压器的功 率合成电路【3 0 1 ，也获得了1 8 6 d b m 的高功率输出，而且电路面积很小。电路如图 l - 4 所示，通过采用较厚的初级金属，将电感q 值提高了5 0 ，耦合效率达到o 8 7 ， 将变压器的插入损耗降低到0 6 3 d b 。 一6 一 浙江大学硕士学位论文 绪论 图l - 4 采用变压器合成功率的3 级功率放大器原理图 随着c m o s 沟道长度的减小，击穿电压和供电电压也随之减小，为了保证足够 的功率输出，必须增大晶体管宽度来获得足够大的驱动电流，但是在6 0 g h z 的频率 上，晶体管的宽度太大会增大寄生电容反而减小电压增益，所以单级的功率放大器 的功率输出是有限的，一般最高为1 5 d b m 。为了获得更高的功率输出，一般可以采 用如上所述的变压器、传输线或者威尔金森功分器进行功率耦合，可以将功率输出 提高到最高2 0 d b m ，但是这些功率合成器耦合的功率放大器数量有限，限制了输出 功率的进一步提高，为了获得更高的功率输出，必须开发新型的能耦合多路功率的 功率合成器。 1 3 论文的主要研究内容和组织结构 1 3 1 论文研究内容 对于现阶段6 0 g h zc m o s 毫米波电路输出功率不足的问题，本文对一种新颖的 6 0 g h z 毫米波功率源进一步研究，从而在c m o s 工艺下获得高功率输出。主要研究 内容和创新点如下： 1 对新型的6 0 g h z 毫米波c m o s 功率源结构中的环形驻波振荡器( s t a n d i n g 一7 一 浙江大学硕士学位论文绪论 w a v eo s c i l l a t o r ，s w o ) 阵列和t e l 0 1 入4 功率合成器的理论进一步研究，特别是对 基于传输线理论对驻波振荡器振荡原理进行深入分析。 2 研究了功率放大器的基本理论和设计方法，采用t s m co 1 8 u mc m o s 工艺 设计了3 0 g h z 共源共栅功率放大器，对环形s w o 的实际输出功率进行最大限度的 线性放大，输入端共轭匹配，输出端通过l o a d p u l l 技术优化得到最佳输出阻抗，获 得最大的线性放大输出功率。 3 根据传输线理论设计了功率放大器和功率合成器互联的重要结构3 0 g h z k 4 驻波谐振器，仿真和分析其电磁场分布，对环形驻波振荡器、功率放大器和功 率合成器的互联电路进行了分析和设计。 1 3 2 论文组织结构 第一章介绍了6 0 g h z 短距离无线通信的背景和意义，论述了学术界和工业界 对6 0 g h zc m o s 射频芯片的研发和应用进展，特别阐述了6 0 g h zc m o s 功率放大 器及功率合成技术的研究现状，然后提出本文的研究内容。 第二章介绍了一种新颖的6 0 g h z 毫米波功率源的结构，对环形驻波振荡器和功 率合成器的理论进行深入研究。 第三章阐述了功率放大器设计的基本理论和方法，介绍了功率放大器重要的性 能指标、分类标准及其优缺点、以及稳定性设计和负载牵引技术。 第四章基于t s m co 1 9 mc m o s 工艺设计和优化3 0 g h z 功率放大器，对环形 s w o 的实际输出功率进行最大限度的线性放大。设计中主要考虑了功率放大器种类 的选择和放大器结构的选择，重点研究如何利用l o a d - p u l l 来获得功率管的最佳负载 阻抗并确定电路中元器件的具体参数，分析了原理图和版图的仿真结果。最后设计 了3 0 g h zl 4 驻波谐振器，对其与功率放大器的互联电路进行了分析和设计。 第五章对本论文作了总结，并对下一步工作进行展望。 一8 一 浙江大学硕士学位论文新型6 0 g h z 毫米波功率源设计方案 第2 章新型6 0 g h z 毫米波功率源设计方案 本文对一种新颖的基于c m o s 工艺6 0 g h z 毫米波功率源进一步研究。该毫米 波功率源由环形驻波振荡器( s t a n d i n gw a v eo s c i l l a t o r ，s w o ) 、差分功率放大器和 “t e l 0 1 - g 4 ”功率合成器构成。环形驻波振荡器和功率合成器都具有可拓展性，因此 可以通过合成多路功率信号来获得足够大的功率输出，从而解决6 0 g h zc m o s 射频 集成电路输出功率不足的问题，合成了4 路功率信号的功率源结构如图2 1 所示。 拧制侪 n i r d i i ，2 驻波振荡器形成阵列 i产生多路- 日缏、同梢、等麟的差分信号 筹分功率放火器形成阵列 q 堆分俯冒进行放太形j 麓多十功率诹 彳派截分 骑妊系统印 ，4 i 忤振嚣 囝坪盛( p a d ) 所西；层 酆芯片与封致空羿懈 国群盘( p a d ) 位蟹示意 s 州谐振器 羁台缝隙 灾墁 ，4 谐叛嚣与s m i 削骚嚣的磁飘合 输出波导 一：差分信号连接示虑 不代表炎陬走战长度 台城功举翻 o u t p u t 图2 - i6 0 g h z 毫米波功率源结构 图2 l 中环形s w o 阵列输出多路同频、同相、等幅度的差分信号，经差分 功率放大器放大后，形成多个功率信号源，然后输入到l 4 谐振器与基片集成波 导( s u b s t r a t ei n t e g r a t e dw a v e g u i d e ，s l w ) 谐振器在耦合缝隙处进行磁耦合，磁 耦合将功率输入至基片集成波导谐振器，在谐振器内激励出振荡在t e l o l 模式的电 磁场，从而实现功率合成的目的，再通过振荡器侧面开口输出高功率。图2 1 中的 焊盘将功率源分成上下两部分，上面虚线框内是功率源的有源部分，是环形s w o 一9 一 浙江大学硕士学位论文新型6 0 g k l z 毫米波功率源设计方案 和功率放大器的集成电路，下面是功率源的封装结构，4 谐振器和s i w 谐振器则 封装在这部分结构内，合成的功率最终通过工作于t e l o l 模的s i w 谐振器耦合到负 载。 由于环形s w o 阵列中的4 个) d 2 谐振器在信号幅度相等的地方互联，保证了每 个m 2 驻波谐振器输出的信号具有相位相等、频率一致和幅度相等的特点。经过相 同的功率放大器输出到功率合成器时，也具有这个特点，因而提高了耦合效率。环 形s w o 和s i w 谐振器都具有可拓展性，多个环形s w o 可以耦合在一起，从而获 得更多的同频、同相、等幅度的差分信号，经功率放大器输出到拓展的s i w 谐振器 来获得更大的合成功率。 2 1s w o 的原理及结构 2 1 1 传输线基本理论1 3 1 i 由平行双导体构成导引电磁波的结构称为传输线。平行双导线、同轴线和微带 线是常用的传输线。其横向尺寸比波长尺寸小得多，纵向尺寸比波长大得多，至少 与波长可相比拟。从场分布来讲，它们的共同点是电磁场都在横截面内，称为横电 磁模( t e m 模) 。电话网采用平行双导线，有线电视网使用同轴线传输，微带线则 广泛用于集成电路。根据电路原理的基本理论，一个复杂的电路可以由电阻、电导、 电感、电容等基本元器件构成。电阻r 与电导g 表征电路的导电特性，电感l 与电 容c 表征电路的储能特性，电感可储存磁场能，电容则储存电场能。当电路中电流 流动时，由于导体材料的电导率。有限，从而产生欧姆损耗，这样就在导体上串联 一个电阻r 等效非理想导体。如果两导体间的介质不是完纯介质，介质电导率。就 不完全等于零，则会有少量漏电而产生介电损耗，可用一个并联在两导体间的电导 g 表示。通电导体周围有磁场存在，表示导体储存了磁场能，可用一个串联电感l 等效，而两导体问存在电场线说明导体问有储存了电场能，可用一个并联电容c 表 示。 当频率较低时，电阻、电导、电感、电容等基本电路元件的尺寸比波长小得多， 常用基尔霍夫电压、电流定理( k v l ，k c l ) 对电路进行分析。当频率较高时，对于传 输线，尽管其横向尺寸比波长小得多，但在纵方向，传输线的长度可能是波长的几 分之一或者几倍，这个方向内其电压电流的幅度和相位可能会发生交化，直接用基 尔霍夫定理对其分析有一定困难。但是，如果我们将传输线分成n 段，只要n 足够 一10 浙江大学硕士学位论文新型6 0 g h z 毫米波功率源设计方案 大，每段长度az 比波长小得多，在az 长度范围内，基尔霍夫定理就适用了。如果 定义r 、g 、l 、c 分别为传输线单位长度上的等效电阻、等效电导、等效电感、等 效电容，那么对于& 长度的传输线，其等效电阻、电导、电感、电容分别为l u z 、 g a z 、l z 、c z 。有限长度的传输线就可以看成若干个z 长度的传输线级联，其 等效电路可以用图2 2 表示。 ( b ) 【c ) 图2 - 2 传输线的等效电路模型 传输线上的电压、电流的传播可用两个特征参数表征，即特征阻抗磊和传播 常数k ，这两个量在高频下是可测的量。传输线特征阻抗定义为： z o = u i = ( r + 歹砒) ( g + j a o c ) ( 2 1 ) 特征阻抗用于表示传输线上同一点的入射波电压和入射波电流的比，其中r 、 g 、l 、c 是单位长度传输线的等效分布电阻、电导、电感、电容。特征阻抗是传输 线的固有特性，一般与传输线的尺寸、介质层厚度、介电常数和信号频率有关。在 很多实际情况中，传输线的损耗是很小的，可以忽略，式( 2 1 ) 的特征阻抗可以简化 为： z o = 三c ( 2 2 ) 此时的特征阻抗是实数阻抗，与信号频率无关。定义传播常数k ： 肛= 4 ( r + j c o l ) ( g + j a ) c ) = 口+ 卢 ( 2 - 3 ) 弦的实部a 叫做波的衰减因子或衰减常数，若a o ，损耗将使正方向传播的入射波 振幅随传播距离的增加而衰减，每经单位长度传输线幅度衰减到原来的e 噜。叫相 位常数，表示每经单位长度传输线电压或者电流信号相位变化的弧度大小。对于低 损耗传输线传播常数可以简化为： 浙江大学硕士学位论文 新型6 0 g h z 毫米波功率源设计方案 k = 瓜= 雁 u 和分别为填充介质的磁导率和介电常数。 2 1 2 传输线的状态特征量沿传输线的交换 v s r 。rz o ，k f l ( 2 - 4 ) 图2 - 3 电压源驱动的带负载传输线 如图2 - 3 所示，传输线上的沿+ z 方向传输的入射波在遇到阻抗变化时会产生z 方向传输的反射波，我们用电压v ( 力、电流i ( z ) 或电压入射波v 。e 一加与电压反射波 y 7 p 归描述传输线的状态。传输线上电压信号直接由入射波电压和反射波电压叠加， 由于入射波电流与反射波电流方向相反，电流信号为入射波电流与反射波电流的差 值，那么传输线的电压v ( z ) 和电流i ( z ) 可分解为： v ( z ) = v e 胆- 4 - v 7 p 膨 ( 2 - 5 ) ，( z ) = 軎( 矿p 一伽一矿7 p 加) ( 2 - 6 ) v 1 和v 分别为z = o 处的入射波和反射波电压，定义反射波电压与入射波电压之 比为电压反射系数i ，( z ) ： l ( z ) = 瓦v r e 石j b = v 矿r ，e j 2 k z _ l ( 。) p 肚 ( 2 7 ) 引入电压反射系数f v ( z ) 后，式( 2 5 ) 、( 2 - 6 ) 又可表示成： r z ( z ) = 1 + 厂v ( z ) p 一归( 2 - 8 ) i ( 0 = 【l r v ( 纠攀( 2 - 9 ) l 0 定义传输线上电压与电流之比为阻抗z ( z ) ，由式( 2 8 ) 、( 2 9 ) 可得到： z = 等= z o 端 p l o ) 一1 2 浙江大学硕士学位论文 新型6 0 g h z 毫米波功率源设计方案 或者： 删= 器鲁 弘 2 1 3 传输线上驻波的形成 图2 - 3 是一段长度为，的端接负载z l 的传输线，特征阻抗为z o ，传播常数 j k = a + j 矽。传输线在源端和负载端上的反射系数分别是： l = 等 ( 2 1 2 )i 互+ z 0 坤7 = 等 ( 2 1 3 )。 z 。+ z 、 、 如果源阻抗与特征阻抗相等，即z 。= z o ，则( 3 3 0 ) 。= 0 ，反方向传输的信号在源端 无反射，入射信号只在负载端z l 处反射一次，那么传输线上的电压信号为： y ( z ) = y e 一鹏+ 矿p 廊 = v j e - j t 2 + v t e - e f e j k ( i z ) ：y ( p 一加+ p 一厂三一肚( ，一z ，) ( 2 - 1 4 ) = v ( p 一归+ p 一删i ，lie j c e 一肚7 2 ) 对于损耗不计的传输线，上式简化为： g ( z ) = v ( p 一肚+ p 一朋i 厂le j c e 一删一2 ) = v ( p 一肚+ p 2 p oi 厂lip 肛) ：v i e 牮( e - j ( i j z 华) + lj 1 lie j ( i j z + 半) ( 2 1 5 ) ：儿学( il 卢：华) + p j ( 1 3 z 华) + ( 1 一lrl 弦- j ( 肛学，) 当l i 厂li - 0 时，上式可化为 y ( z ) ：y ，p 牮ir 伽华) + 毕) ：v e 应产( p 叫肛+ 半) + p 朋：+ 半)( 2 16 ) ：2 v ，e 牮啷( 卢z + 华) v ( z ) 在传输线上就形成稳定的驻波，传输线上各个点电压信号的相位一 致，幅度沿z 方向呈正弦曲线变化，如图2 - 4 所示。if li - 1 是驻波形成的条件， 根据式( 2 1 3 ) ，有下列三种状况满足驻波条件： 厄= 开路负载 厂1 = 1 磊= d短路负载 厂i = 一1 z = 圳纯电抗负载i 厂l | - 1 13 一 浙江大学硕士学位论文 新型6 0 g h z 毫米波功率源设计方案 + 驻波 图2 - 4 两列相反方向传播的行波合成驻波 2 1 4k 2s w o 的原理 考虑损耗不计的传输线，当负载端短路时，反射系数厂l = - 1 ，则传输线上的电 压分布为： y ( z ) = v 卜e 胆v e