（通信与信息系统专业论文）基于ofdm技术的短波通信电台研制.pdf

南京航空航天大学硕士学位论文 摘要 o f o m ( 正交频分复用) 技术以其独特的抗多径衰落和高速传输性能越来越 受到人们的关注，近年来在欧洲的数字音、视频广播( d a b 和d v b ) 、高速无线 局域网系统( h i p e r l a n 2 、i e e e8 0 2 1 l a ) 和高比特率数字用户线( a d s l 、v d s l ) 等领域得到了广泛的应用。 本文着重研究o f d m 技术在宽带短波通信系统中的若干关键问题并研制成 功一个基于o f d m 技术的短波通信实验系统。全文主要工作可概括如下： l 、在o f b m 信号同步方面，仿真比较了儿、m c 、l d s g 和s c h m i d l & c o x 四种 时间同步算法，以及基于循环前缀和导频两种频率同步算法的性能和 运算量。 2 、在信道估计算法方面，仿真比较了基于线性插值、m l 、d f r i d 订和低 通滤波等几种常用信道估计方法的性能和运算复杂度，指出综合考虑 性能和运算量后基于低通滤波的信道估计方法最适合我们研制的短波 通信实验系统。 3 、提出了一套完整的o f d m 短波通信系统的设计方案，包括o f d m 符号和 帧结构参数设计，以及针对短波信道的同步和信道估计方寨。 4 、开发成功了一个完整的中频基带实验系统，可用于对现有的各种算法 进行测试和改进。硬件系统以t i 公司的t m s v c 5 4 0 2 和a d 公司的 a d s p 2 1 1 6 0 两块d s p 芯片为算法处理核心，辅以专用的上变频器件 h s p 5 0 4 1 5 完成上变频运算。 5 、对实验系统进行性能测试，采用4 q a m 调制方式和( 2 ，l ，6 ) 卷积编码 v i t e r b i 硬判决译码时，在信噪比为1 0 d b 的a w g n 信道中的比特误码 率能达到1 0 一，在信噪比为2 0 d b 的短波信道( 多径信道最大延迟4 m s ) 中的比特误码率能达到l o ； 关键字：o f d m ，q a 矾，同步，信道估计 基于o f d m 技术的短波通信电台的研制 a b s t r a c t i nr e c e n ty e a r s ，o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s t o nm u l l i p l e x n g ( o f d m ) i sm o r ea n dm o r ep o p u l a rf o ri t sr o b u s tc h a r a c t e f i s t i cu n d e rm u l t i p a t h e n v i r o n m e n ta n dh i g hs p e e dd a t at r a n s m i s s i o nc a p a b i l i t yi nw i r e l e s s c o m m u n i c a t i o n o v e rt h ep a s ts e v e r a ly e a r si th a sb e e ns u c c e s s f u l l v a p p 【i e dt oaw i d ev a r i e t yo fd i g i t a lc o m n l u n i c a t i o na p p l i c a t i o ns u c ha s d i g i t a la u d i ob r o a d c a s t i n g ( d a b ) ，d i g i t a lv i d e ob r o a d c a s t i n g ( d v b ) ，l o c a l w i r e l e s sl a n ，h i g h b i t - r a t ed i g i t a ls u b s c r i b e rl i n e s ( h d s l ) a n d a s y m m e t r i cd i g i t a ls u b s c r i b e r1 i n e s ( a d s l ) i t i sv e r yp r o m i s i n gt o b e a c o r et e c h n o l o g yo ft h ef o r t hg e n e r a t i o nm o b i l ec o m m u n i c a t i o n t h i sp a p e rm a i n l yd e a lw i t ht h ea p p l i c a t i o no fo f d mi nm i l i t a r yh i g h f r e q u e n c y ( h f ) c o m m u n i c a t es y s t e m m a i nc o n t r i b u t i o n so ft h i s d i s s e r t a t i o nc a nb es u m m a r i z e da sf o l l o w s ： 1 d i s c u s st h eb a s i ct h e o r yo fa no f d ms y s t e ma n da n a l y s eh o wi tc a n r e s o l v ei c ia n di s i t h e nw ee m p h a t i c a ll y s t u d yt w ok e yt e c h n 0 1 0 9 i e s i no f d ms y s t e m ：s y c h r o n i z a t i o na n dc b a n n e ie s t i m a t i o n w ei n t r o d u c e m a n ye x c e l l e n tr e s e a r c hr e s u l t sp u b l i s h e di nt h ew o r i do v e rr e c e n ty e a r s a n dc o m p a r et h e s em e t h o d si nc o m p l e x i t ya n dp e r f o r m a n c eb yc o m p u t e r s i m u f a t i o nr e s u l t s i no r d e rt of i n dag o o do n es u i t a b l ef o ro u rs y s t e m 2 a c c o r d i n gt oe x p e r i m e n t a lr e s u l t s ，w eh a v ed e v e l o p e da nm ilit a r y h fb r o a d c a s t i n gb a s eo no f d m a f t e ri n t r o d u c i n gt h es c h e m eo ft h es y s t e m f r o ms o f t w a r ea n dh a r d w a r e ，w ea l s og i v et h et e s tr e s u l t su n d e rh f c h a n n e lw h i c hi n d i c a t i n gt h es y s t e mp e r f o r m a c ec a nm e e tt h eg u i d e li n e k e y w o r d s ：o f d m ，q a m ，s y c h r o n i z a t i o n ，c h a n n e le s t i m a t i o n 承诺书 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，独立 进行研究工作所取得的成果。尽我所知，除文中已经注明引用的内容 外，本学位论文的研究成果不包含任何他人享有著作权的内容。对本 论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集体，均已在文中以明 确方式标明。 本人授权南京航空航天大学可以有权保留送交论文的复印件，允 许论文被查阅和借阅，可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数 据库进行检索，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。 作者签名：盎垂墨蜩 日期： ：2 1 l i ：z 南京航空航天大学硕士学位论文 o f d m o r t h o g c n a lf r e q u e n c y 正交频分复用技术 注释表 q a m ：q u a d r a t g f ea m p l ir u d em o d u l a t i o n ： 正交幅度调制 f f l i f f t ：f a s tf o u r i e rt r a n s f o r m i n v e r s e 快速傅立叶变换快速傅立叶反变换 c p ：c y c l i cp r e f i x ： 循环目口缀 i c i ：i i l e e rc h a n n e i n t e r f e r e n e e ： 子载波间干扰 i s i + i n t e rs y m b e li n t e r f e r e n c e ： 符号问十扰 p a r p ：p e a kp o w e rt oa v e r a g ep o w e rr a t i o ： 均峰功率比 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 研究背景和发展现状 近十年来，人类社会在无线通信领域的研究和应用获得了巨大的进展。在 移动通信领域，g s m 系统以惊人的速度在全球范围内迅速取代了模拟制式的移 动通信系统。随着技术的进一步发展，以c d m a 技术为核心的新一代系统又可 能在不远的将来会逐渐取代g s m 系统，成为移动通信系统的主流。然而，随着 人们对无线通信的速度和质量的需求的不断增长，不论是g s m 技术还是c d m a 技术都遇到了难以克服的技术障碍。首先g s m 是单载波调制系统，随着传输速 率的提高，码元问隔会越来越小，无线信道的多径会造成极为严重的码问干扰， 为了抵消多径效应的影响，信道均衡器的设计极为苛刻甚至难以实现。而对于 c d m a 技术，由于其具有扩频的特性，随着传输速度的提高需要的码片速率将 变得非常高，不论对基带信号处理还是射频传输技术都是一个巨大的挑战。在 这种高速率传输的需求背景下，人们开始转向o f d m 技术。 o f d m 的主要思想是在频域内把给定的信道分成许多个正交子信道，每个 子信道用一个子载波进行调制，各个子载波并行传输。这样，尽管总的信道频 率响应是非平坦的( 频率选择性衰落) ，但对于每个子载波而言相对平坦，而 且在每个子载波上进行的是窄带传输，信号带宽小于信道的相干带宽，可大大 消除信号的符号间干扰( i s i ) 。由于信道被分成多个子信道，每个子信道中传 输的码元长度比单一信道传输时的码元长度大很多这样就可以大大减小码间 串扰( l c i ) 。 o f d m 的思想最早可以追溯到2 0 世纪5 0 年代末期应用于军事无线通信中的 多载波调制技术，当时为了提高数据传输速率采用了最简单的多载波调制，即 将频带分为若干个互不重叠的子载波，子载波之间留有一定的保护频带，采用 这种调制方法原理比较简单，但是在接收端需要一组带通滤波器将各个频带的 信号分别滤出，实现比较困难而且频带利用率也不高：到了6 0 年代，人们对 多载波调制作了许多理论上的工作，在1 9 7 0 年1 月有关o f d m 的专利被首次公 玎发表，随后w e i n sl e i n 和e b e r c 在i e e e 杂志上发表了用离散傅立时变换实 现多载波调制的方法；进入8 0 年代，人们对o f d m 技术在高速调制解调器、数 字移动通信等领域的应用进行了较为深入的研究，随着欧洲在数字音频广播 ( d a b ) 方案中采用了o f d ) n 技术，该方法丌始受到人们广泛的关注；在9 0 年 基to f d m 技术的短波通信电台的研制 代，由于数字信号处理技术和大规模集成电路技术的进步，o f d m 技术在高速 数据传输领域得到了广泛的应用。 如今，o f d m 已经在欧洲的数字音视频广播( 如d a b 和d v b ) 、欧洲和北美 的高速无线局域网系统( 如h i p e r l a n 2 、i e e e8 0 2 1 l a ) 、以及高比特率数字用 户线( 如a d s l 、v d s l ) 和宽带无线接入领域中得到了广泛的应用，被认为是第 四代无线通信的技术核心u - j i 。 1 2o f d m 技术的优缺点 o f d m 的优点： l 、循环的缀的使用可以宵效的克服符号阑干扰，适用于多径q ：境的高 速数据传输； 2 、由于每个子信道中传输的码元长度比单一信道传输时的码元长度 大很多，因此具有很强的抗衰落能力； 3 、子载波十h 且正交，频游相互晕叠。与传统频分复，l ； 系统榍比频谱利 用率高： o f d m 的缺点： 1 、峰均功率比大，耍求系统功放的线性动念范围大： 2 、由于时间和频率的偏差会破坏子载波之问的正交性刈定时利频率 偏移敏感： 1 3 国内外研究现状 到j 一 日为忆针对基于州r 的o f ：d m 技术研究已经进行了将近4 0 年州州， 火那分研究作都是围绕o f d m 系统中的难点如恻步、信道估计、信道编码和 降低峰均比等进行的。基 丁o f d m 技术的应用系统如欧洲的数字音视频广播和 高速无线局域网系统等旱已投入实用，而国内基于o f d m 技术的数字电视也开 始进入实用阶段。然而，到目前为止不论足网外还足同内o f d ： v l 技术的应用仍 。f 曼集中 ：民嗣领域关于o f d m 技术托军用领域应用的士h 关报道很少。 1 4 本论文的工作及结构安排 本文致力于研究o f d m 技术在实现过程中的关键技术如同步、信道估计和 信道编码等并在此基础上研制一个完整的基于o f d m 技术的短波通信系统， 南京航空航天大学硕士学位论文 整个通信系统由两块如图1 1 所示的o f d m 信号收发器组成，最终目标是可以 进行全双工无线数据通信。 p c 机 o f d m 信号处理器射频发送和接收 图1 i 全般i ：o f d m 信号收发器 论文结构安排如下： 第二章分析了一个最基本的o f d m 系统模型以及如何利用d f t i d f t 来实现 o f d m 信号的调制和解调，同时介绍了几种常用的优化o f d m 系统传输性能的方 法。 第三章首先阐述了o f d m 系统中存在的同步问题，然后从时间、载频和采 样率同步三个方面分别对现有算法进行分析并总结出套适合本文系统的同 步方案。 第四章首先阐述了无线信道基本传播特征和常用的信道模型，然后总结并 比较了各种基于导频的信道估计方法的性能，提出适用于本文系统的信道估计 方案。 第五章首先介绍基于o f d m 技术的通信系统总体设计方案，然后分别从硬 件和软件角度分析了其中的若干关键技术。 第六章对研究的课题进行了总结和展望。 基丁o f d m 技术的短波通信电台的研制 第二章o f d m 系统基带模型 o f d m 调制最基本的思想就是把频带分成许多个相互重叠和f 交的子信道， 这时信道频率响应相对与每个子信道而苦是平坦的，为了保证信号通过时问弥 散信道后仍能保持正交性可以在每个o f d m 符号之间插入保护间隔( g u a r d i n t e r v a l ) ，它的长度一般要大于无线信道冲击响应的最大时延。 本章将给出一个最基本的o f d m 系统模型，详细分析如何实现o f d m 信号的 调制和解调以及几种常用的优化o f d m 系统传输性能的方法。 用于分析的基带0 f d m 系统模型必须满足以下几点： l 、保护间隔采用循环前缀且大于信道的冲击响应长度； 2 、发射和接收机完全同步； 3 、信道噪声是加性复高斯白噪声： 4 、信道响应相对于单个o f d m 符号时间而言是恒定的。 2 1 基带o f d m 系统模型 对于一个具有n 个子载波，带宽为w ，符号时间为正，保护时间为乇， 有效符号时间为瓦的0 f d m 系统基带模型如图2 1 所示，其中x o , i , x ，x ：厂x 。， 是经过星座映射后的复数序列”i 4 1 。 发送信道接收 发送端 酗2 1o f d m 系统基带模型 + y o ， + y i ， y 一i ) r 发送端连续的0 f 踟符号数据流可以写成： + n l s ( f ) = 以，b k ( t i t ) ( 2 1 ) ，一= 0 而川十刻销，个o f d m 符号为： 南京航空航天大学硕士学位论文 一l s a t ) = x k ，f 丸( 卜i t ) ( 2 2 ) k = 0 其中以( ，) 表示第k 个子载波的调制波形定义为： 胁j 赤e m 争”。吲呱，。， l 0其它 且在每个o f d m 符号时间内它满足以( ，) = 丸o + l ) 。 图2 2 给出了一个具有6 4 个子载波的o f d m 符号的时频域子载波波形，图 ( a ) 显示了其中3 个子载波以及6 4 个子载波叠加后的时域波形，图( b ) 显示了 对应的频域波形。 m 1 匠二三二刁一 一卜誓争- 生已等毒 寸 ”? k 一： ：二： 2 一 e 夏至z 玉刁一 k j l - 墨l 墨- _ 霉i ， s 帅o 几 、n 一“、一下 ，m 小h - 、n m ， s 卅 ” 亩 广1 1 占高吨 ( a ) 时域波形( b ) 频域波形 图2 2 一个o f d m 符号时域和频域波形 信道 g ( r ，) 表示信道的冲击响应，r 表示信道冲击响应的长度，而且满足 r o ，疋。1 ，此时发送端的o f d m 信号经过信道后变成： 7 ” r ( ，) = g ( ，) + s ( f ) = 扛( r ，) 5 ( ，一f ) d f + 万( ，) ( 2 4 ) 0 其中万( ，) 是加性复白高斯噪声。 接收端 在接收端，匹配滤波器甲。( r ) 的形式如下 = 愕叫引0 饕1 从( 2 5 ) 可以看出在接收端信号经过匹配滤波器后去除了保护时州间隔，而 基于o f d m 技术的短波通信电台的研制 且由于1 5 1 仅仅存在于保护时问间隔内此时信号就没有i s i 了，这样我们就可 以忽略f 的影响了，此时综合( 2 3 ) 、( 2 4 ) 和( 2 j ) ，对于第k 个匹配滤波器输 出可以表示为： + y k = r ( f ) + ( 圳= f r ( t ) w k ( t o d t ( 2 6 ) 对( 2 6 ) 进行展开和化简可以得到 y t = 2 蔫x 。n 。u ，c r ，出+ n * c z - z ， 其中由于各个子载波是正交的即， ，弘蝴拈童志e 皿争”7 。志e 2 芬”旷t s ， 所以最终在接收端第k 条支路上的输出为： y = h k x 十“ ( 2 9 ) 2 2o f d m 系统的实现 从图2 1 可以看出，要实现一个0 f d m 传输系统，需要一组高精度振荡器 产- 个载波，接收端也要对个载波进行同步。显然，当值很大时，系 统的硬件构成将非常庞大而不经济，所以虽然o f d m 思想早在六十年代初就被 提出，但是迟迟未能得到很好的应用，直到1 9 7 1 年w e i n s t e ir l 和e b e r t 在i e e e 杂志上发表了用离散傅立叶变换实现多载波调制的方法，o f d m 调制技术y j 。开 始引起广泛的重视。 l d f t d f t 的计算公式如下： n i 2 f ” f ( ) = fd ( ) p 可。k = 0 , 1 ，n 一1 ( 2 1 0 ) d ( n ) = 万| 占n - 。if ( 七等”删，j v l ( 2 川) 可以看出i d f q 的形式其实与第，个o f d m 符号的形式是一致的。图2 3 给出了 一个利用i d f t d f 1 来实现0 f d m 调带i j * d 解调的完整系统。 南京航空航天大学硕士学位论文 发送 信道 接收 y o y l ， y , v i ， 蒯2 3 利川d f t i d f t 实现o f d m 信号调制和解调 此时接收端的接收信号可以表示成： y = d f t ( i d f t ( x 1 ) 圆g l + 矗i ) ( 2 1 2 ) 其中y ，表示接收端上个子载波值的向量，x t 表示发送端上个星座映射后 的点，岛表示信道冲击响应而庙，表示加性复高斯白噪声。由于假设保护i 司隔的 长度大于信道冲击响应的长度，所以经过信道后的信号可以用与信道冲击响应 的循环卷积o 来表示。 对( 21 2 ) 式进行化筒可以得到： y i = x f 固d f t ( g f ) + n f = x fo h f 十i i f ( 2 1 3 ) 通过比较上式和公式( 2 9 ) ，可以看出o f d m 信号的调制和解调的形式其实和 i d f t d f t 的形式是一致的，唯一不同的是此时信道的形式啊表示信道冲击响 应的频域采样，而公式( 2 9 ) 中鬼表示信道冲击响应的时域采样。 虽然利用i d f t d f t 来实现o f d m 系统可以节约很多的运算量，但是随着 值增大系统运算量将变的很大，导致i d f t d f t 运算占去系统大部分资源，造 成设计成本的浪费。为了进一步提高运算效率，减少资源占用率，降低硬件成 本，可以采用方便快捷的快速傅立叶变换( i f f t f f t ) 算法。点 d f t 运算 需要进行n 二次的复数乘法，而对于基2 的i f f t 算法，其复数乘法的次数仅为 ( n 2 ) l o g ：( n ) ，若采用基4 的 f f t 算法，其复数乘法的数量仅为 ( 3 8 ) n ( t o g ：n 一2 ) 。 而且在一个实际o f d m 系统中由于i f f t 和f f t 经常是成对出现的，我们只 需一个f 盯运算模块，在进行i f f i 、运算时只需将输入序列取共轭后再进行f f q l 运算，输出结果再取一次共轭即可，这样比例因子l n 在运算过程中被分配 到各个蝶型中，这对于提高数据精度也是十分有益的。在较高层次上的设计模 块中复用一个f f t 内核来实现整个o f d m 传输系统不但减小整个系统设计工作 量棚调试难度，同时电提高了系统的可靠性，缩短了研发周期。 基_ 丁o f d m 技术的短波通信电台的研制 2 3 保护间隔和循环前缀 0 f i n 调制技术通过把输入数据流串并变换到个并行的子信道中使得每 个子载波上的数掘符号周期扩大为原来的倍，此时时延扩展与符号周期的比 值也同样降低了倍。为了最大限度地消除符号间干扰，还可以在每个0 f d m 符号之间插入保护间隔，而且该保护间隔长度一般要大于无线信道的最大时延 扩展，多径情况下加入保护间隔后的0 f d m 符号数据流如图2 4 所示，此时前 一个符号的多径分量只会干扰当前符号的保护间隔内的信号而对有用部分没 有影响。插入保护时间有两种方法分别如图2 5 所示。 图2 4o f d m 符号中的保护间隔的作用 、 c p 隧藕绷 图2 5o f d m 符号中的两种保护间隔方法 不插入任何信号，如图2 5 ( b ) 所示，即一段空闲的传输时间，这意 味着发送端没有增加任何额外发射功率，此时虽然可以同样避免由 于多径传播而带来的符号间干扰( i s i ) ，但是无法消除子信道间干 扰( i c i ) ，即子载波之间的正交性会遭到破坏，这种效应可见图2 6 ， 图中给出了第一子载波和第二个子载波的时延信号，从图中可以明 显看出在f f t 窗内第一子载波与第二子载波的j 下交性遭到破坏而产 牛i c i 。 幽2 6 采川空闻保护间隔的一个o f d m 符号 南京航空航天大学硕士学位论文 b 、插入循环| i i 缀，如图2 4 ( a ) 所示，即将第个符号末尾复制到符号 前端，对于多径情况时，只要多径时延小于循环| j 缀的长度，子载 波之间仍然保持正交如图2 6 所示，但是保护间隔内的信号会占用 一定的发射功率，所以当信噪比一定时需要增加发射功率，我们一 般用等效信噪比的损失来表示这种情况，如果将信噪比损失记为 s n r t 那么就有 s n r m = 一1 0 l o g i o ( 1 一y ) ( 2 1 4 ) 其中y = 瓦。t ，一般情况下循环前缀的长度不会太长，当y = 0 2 时 s n r 。的值约为i d b 。 图2 7 采用循环前缀的一个o f d m 符号 值得强调的不论采用空闲保护时问还是循环前缀方法都会带来信息速率 的损失，因此般情况下y 0 2 ，此时带来的信息速率损失 2 0 。总之，在 o f d m 系统中采用循环前缀后可以消除i s i 和i c i ，但会带来功率损失和信息速 率的损失，实际中应该综合考虑二者的利弊对y 取适当的值。 2 4 带外功率辐射和加窗技术 本文在计算o f d m 信号功率谱时不考虑循环前缀的因素 单个0 f d m 符号的复包络为： s ( 归而i 刍n - i 却 这时归一化后的 ( 2 1 5 ) 其中 是功率归一化因子，= 正+ 是各个子载波的中心频率。 no 。 o f d m 符号的功率谱密度晦( ) i2 为n 个子载波上信号的功率谱密度之和 蚓= 矧叩紫 ， 基于o f d m 技术的短波通信电台的研制 图2 8 给出了n = 1 6 且各个子载波具有相同发射功率的0 f d m 信号功率谱 密度图，纵坐标为归一化的功率谱密度( 单位：d b ) ，横坐标表示归一化频率。 实线表示所有n 子载波的功率谱密度之和，点线表示第一个子载波的功率谱密 度，为了便于比较图中还列出了b p s k 的功率谱密度曲线以虚线表示。图2 9 给出了当变化时0 f d b t 信号的功率谱密度的变化情况，可以看出随着增大 规化频率 一0 5 ，0 5 内幅频特性愈加平坦，边缘也更加陡峭”。 j 目一化带宽 图2 8o f d m 信号的功率谱密度 妇一化帮篇： 图2 9 子载波个数分别为1 6 、6 4 、2 5 6 的o f d m 的功率谱密度 从图2 9 还可以看出，虽然随着的增加功率谱带外衰减速度也加快，但 是即使在子载波数n 为2 5 6 的情况，带外衰减- - 4 0 d b 带宽只有- - 3 d b 的4 倍而 已。为了让带宽之外的功率谱密度衰减更快，需要对在0 f d m 信号发射前进行 “加窗”( w i n d o w in g ) 处理通常采用的窗类型为升余弦函数，其形式如下： 南京航空航天大学硕士学位论文 fo 5 + 0 5 c o s ( ( t + t s ) x f i t s ) ) 0 ，乃 ，( ，) = o1卢丁r，ts ( 2 1 7 ) o 5 + 0 5 c o s ( ( f t s ) z f l r s ) ) t s t ( 1 + p ) t s 其中p 为升余弦函数的滚降因子，它是一个实数，取值范围o 声o 5 。当p = o 时，窗函数为矩形的形状，r 表示加窗前的o f d m 符号长度。 需要强调的是虽然口越大，o f d m 信号的带外辐射功率越小，加窗效果越 明显，但是由于信号加窗后其实际符号长度变为为( 1 + ) t ，也就是说在相邻 符号之侧存在相互覆盖的区域，而对于有循环前缀情况其保护涮隔的长度会从 原来的f ，下降为尼，也就是税信号对时延扩展的容忍程度变差了，所以需要 根据实际需求对口进行合理的取值。 2 5 小结 本章分析了一个最基本的o f d m 系统模型以及实际中如何利用d f t i d f t 来 实现o f d m 信号的调制和解调，详细解释了在o f d i d 系统中使用循环前缀技术的 原因和方法，最后还介绍了利用加窗技术优化o h ) m 系统传输性能的方法。 基丁o f d m 技术的短波通信电台的研制 第三章o f d m 系统中的同步方案 本章首先阐述了o f d m 系统中存在的同步问题，然后从时间、载频和采样 率同步三个方面介绍并比较了国内外现有的算法，着重分桥了本论文所采用的 同步方案以及在仿真环境下的性能。 3 1o f d m 系统中的同步问题 由于振荡器的不稳定以及多普勒效应等因素会导致本地产生的载波与接 收到信号的载波不一致，a d c 和d a c 之间的采样频率也会存在一定的偏差，接 收端又必须知道o f d m 符号的起始位置爿能确定f f t 窗的位置，所以在o f d m 系 统中的同步包括载波同步、采样率同步和符号同步，图3 1 说明了各种同步在 整个系统中所处的位置。 幽3 1o f d m 系统中的i 司步示意图 对于一个实际的o f d m 系统，假设0 f d m 符号长度为。，循环前缀长度为 一有效符号长度为j ，f 阿点数n ( 假定n = n 。) ，接收端的频偏为， 时偏为a ( 假定此时的f f t 窗起始位置落在循环前缀内，即没有符号间干扰) ， 采样牢偏芹为f ，那么接收到的第f 个符号的第k 个子载波将不再是前一章中 的公式( 2 9 ) ，其形式应该为”l ： y ， = x ，女。7 哪e 。2 础w + 7 “s i n c ( n k ) h t + 以”，+ 0 ， ( 3 1 ) 其中以表示由丁频偏和采样率偏著带米相位旋转其值记为： 疵= 嘭l + 毋 ( 3 2 ) 掌表示发送和接收时钟的规一化偏差，其值可表示成： 掌：掣：掣 ( 3 3 ) j ，、 南京航空航天大学硕士学位论文 其中，：是发送端时钟，是接收端时钟。 ”，是由于频偏破坏了子载波的正交性而导致的干扰，它可以表示成： h m = 工，j 87 嘲户能 “f ”“s i n c o r , ) h ， ( 3 4 ) f f t 女 s i nc ( 以) 是由于频偏导致信号幅度的衰落，因为采样率偏差很小，用子载波间 隔规一化后值一般 1 0 - 4 ，所以通常认为对信号幅度几乎没有影响，当频偏很 小时s i n c ( 以) 值电近似为l ，o ，。是加性高斯白噪声，值得注意的是对于e 胁一 项，由于和，时间无关，一般将其归到。中。 公式( 3 1 ) 给出了一般情况下接收端接收到的信号形式，然后从时间、载 频和采样率三方面进行同步，最终获得与式( 2 9 ) 等效的形式才能无误的恢复 出发送信号，在具体分析各种同步方法之前，我们先给出2 0 d b 高斯自噪声信 道中接收信号在各个同步流程后星座映射情况如图3 2 所示，从图中我们还可 以看出即使完全同步后信号还有一定的相位旋转和幅度起伏，这就需要通过下 一章介绍的信道估计来纠正。 原始信号纠时偏后 q 翔诩盾纠采样率后 倒3 2 各个同步流秽后星摩映射( 4 q a m ，a w g n 信道2 0 d b ) 3 2 时间同步( 定时同步) b 寸i n j 同步，在有的文献中也称作符号同步、帧同步，这是因为实际中0 f d m 信号一般以帧为单元，且通常一帧中包含若干个符号，时间同步就需要分别进 基t - o f d m 技术的短波通信电台的研制 行符号和帧的同步。其实一旦符号已经同步，帧同步就比较简单只需判断接收 到的符号是否是第一个符号，本论文中的时间同步仅指符号同步。 为了便于理论分析，我们暂时不考虑频率和采样率的偏差，假设只有时间 偏差且f f t 窗的起点落在循环前缀内( 对于更为一般情况即f f t 窗内包含下一 个符号的情况可参考相关文献) 。假设时间偏差记为”，包括整数和小数部分。 此时公式( 3 1 ) 可以简化成： y ，t = 饥x ， g 一7 2 “7 ”+ n t ， ( 3 5 ) 从上式中可以看出时偏的存在会导致与予载波位置有关的相位旋转，各个子载 波旋转的相位可以表示为： 以：2 万生垒兰 ( 3 6 ) | 图3 3 则给出了仿真环境下时间偏差为3 2 个点时接收端的信号星座映射图 形。 图3 3 时偏为3 , 2 个点时的足庵映射( 4 q a m ) 时间同步包含捕获和跟踪两个步骤，分为同步时间整数和小数部分。时i b j 跟踪与采样率同步关系密切，所以把二者放在3 4 2 小节一起讨论，这儿仅讨论 时间捕获。常见的时间捕获方法可以分为两类 6 1 1 7 l ：1 通过发送训练序列来实 现，浚方法估计精度较高，在多径衰落信道下鲁棒性好，但是发送训练序列降 低了数据的有效速率，而且一旦没有捕获成功，下一个训练序列来之前的所有 符号将丢失”1 【9 1 ：2 利用循环前缀与0 f d m 符号中被复制部分的相关性柬实现， 由于每个符号都有循环前缀，同步时恻间隔较短，但当信道多径衰落情况严重 时定时。盹能恶化，此时可以通过平均若干个o f d m 符号束提高准确性l 1 。 本文采用了第二种方案来实现定时同步，在具体实现时该方法又可以分 为：最火似然( m l ) ，最大相关( m c ) ，最小均方误差( m s e ) 和s c h m i d l & c o x 定时估汁等方法，其实各种方法在原理上都类似，都是在时m 方向上搜索相关 性域人的位置，如图3 4 所示，唯一区别在于搜索的准则不同。 南京航空航天大学硕士学位论文 幽3 4 利t l ；| 循环前缀进行时间捕获示意幽 l 算法是指在白噪声信道下，根据最大似然概率得到的频偏、定时联合估 计算法，在多径信道下也有相应的m l 算法但比较复杂，运算量大不易实现。 假设接收端信号的时偏记为a n ，频偏汜为，那么利用m l 算法得到的二者 的估计值分别为( 3 7 ) 式和( 3 8 ) 式，详细的证明请参考文献 1 0 。 5 n = a r gm a x a ( a f ，疗) ” 1 ，( n ) = 一= l a r g ( r ( 月) ) z 乃 其中a ( 厂a n ) 的定义见( 3 1 2 ) 式，而 ，( n ) = r ( k ) r ( 女+ ) 矿( 加丢芝( 呐n r ( + ) 1 2 )矿( n ) = 去( 吣) 1 2 + 吣+ ) 1 2 ) t l 口= ( 3 7 ) ( 3 8 ) ( 3 9 ) ( 3 1 0 ) ：旦 ( 3 1 1 ) 洲+ l 幽3 5 利jm l 算法估计时偏流榉恻 基于o f d m 技术的短波通信电台的研制 利用m l 算法估计时偏的实现框图如图3 5 所示，它包括信号相关和信号能量 两部分，除了m l 估计算法外，还有其它几种定时算法，各者区别如下： l 算法：a ( z u ，血) = i ，( n ) 卜删( n ) ( 3 1 2 ) m s e 算法：a ( a u ，血) = 卜( n ) 卜( 行) ( 3 t 3 ) m ( ：算法：a ( n 、，幽) ：l r ( n ) 1 2 ( 3 ，1 4 ) s 山l l i d l c o x ：a ( a f ，n ) = l r ( ) l2 眵( n ) f ( 3 1 5 ) 从式( 3 1 2 ) 到( 3 1 5 ) 可以看出，利用循环前缀的相关性进行定时估计的几种算 法的运算量依次为m c m s e s c h m i d l & c o x l l 0 表示接收时钟慢于发送时钟：2 、由于f f t 窗存在偏差会引 起子载波削干扰，不过这种干扰在实际中很小一般不考虑。 f = 0 f 0 幽3 j 0 采样率偏差导致f f t 窗逐渐偏移 图3 1 l 给出了采样率偏差为0 0 0 0 2 5 时接收到的一个o f d m 信号的星座映 射，从图中可以看出采样率偏差与时偏一样会引起各个子载波相位旋转，而且 这种相位会随着时间积累直至接收端无法正确解调出发送数据。 剀3li 采样率偏差为0 0 0 0 2 5 个子载波间隔时的晨摩映射( 4 q a m ) 采样率偏差同步及补偿的方法可分为两种，直接计算采样率偏差值后用硬 件补偿和不直接计算采样率偏差值而是估计小数时偏后采用软件补偿。 3 4 1 硬件补偿方案 硬件补偿方案是一个同步采样系统，结构框图如图3 ，1 2 所示，为了保持 接收机时钟硐i 发射机时训咱q 同步需要利用采样率偏差估计值实时控制压控振 荡器( v c x o ) 。 塾y - o f d m 技术的短波通信电台的研制 | 生i3 1 2 硬件补偿方案框图 采样率偏差估计的思想是当采样率不同步时接收信号会产生随时间变化 的相位旋转，可以利用连续两个o f d m 频域符号的导频相位随子载波号的变化 率估计其值 i z ll 1 。图3 1 3 给出了这种方法的示意图，其中截距就是频偏斜 率是采样率偏差。 幽31 3 采样率不同步时连续o f d m 频域信号相位差 与频偏估计方法类似，首先利用公式( 3 2 0 ) 可得到前后符号的相位改变曲 线，然后利用下式就可以获得采样率偏差的估计值： ：竺亟 堕!( 3 2 3 ) 7 n k n z ， 。，7 幽31 4a w g n ( 2 0 d b ) g 逆中采枰率偏芹估计曲线 南京航空航天大学硕士学位论文 图3 1 4 给出了利用陔方法在2 0 d b 的a w g n 信道中估计采样率偏差的性能 曲线，从图中可以看出该方法的估计范围约为 一0 0 0 7 ，0 0 0 7 个子载波间隔，由 于实际中采样率偏差的绝对值通常很小( 一般 0 0 0 0 1 ) ，所以可以满足实际需 求。 3 4 2 软件补偿方案 软件补偿方案是一个异步采样系统，结构框图如图3 1 5 所示，它不需要 压控振荡器，只要用一个固定的时钟进行采样，通过软件实时补偿采样率偏差 带来的相位旋转。 l 芏| 3 1 5 软件补偿方案框图 由于采样率偏差带来的主要后果是产生个时变的小数时偏，可以利用跟 踪时偏并补偿来代替估计采样率偏差m 】。估计小数时偏常用的方法是利用不 同位置导频相位变化速率信息，因为时偏的存在导致与子载波号有关的相位旋 转如下式所示， 虮砌鲁 ( 32 5 ) 那么利用前后子载波的旋转相位差可以求出剩余的时间偏差， 峨_ _ 2 石筹 ( 32 6 ) 当导频以d ，侧隔均匀分和时上式则变成， 3 5 小结 山州砌等 ( 3 z ，) 川步在通信系统中占据非常重要的地位，在0 f d m 系统中同步偏差会破坏 f 找波之问的正交性造成t c i 和f s i ，从而导t 致整个系统性能恶化。本章从时 洲、频率和采样率偏差三方面介绍并总结了目前常见的j 二j 步算法，并详细分折 基于o f d m 技术的短波通信电台的研制 了本文方案所采用的同步算法及其仿真性能，该同步方案最终也在我们研制的 o f d m 系统中得到了验证。 南京航空航天大学硕士学位论文 第四章o f d m 系统中的信道估计 o p d m 调制技术虽然具有较强的抗多径能力，但是即使当接收端信号完全 同步，仍存在各子载波随机相位旋转( 如图4 1 所示) ，必须经过信道估计和补 偿后才能f 确恢复出原始数据。本章首先阐述了无线信道基本传播特征和常用 的信道模型，然后总结并比较了各种基于导频的信道估计方法以及它们在仿真 信道模型中的性能，最后提出本论文所采用的信道估计方案及其实现方法。 完全同步后信道估计和补偿后 + + 觏 筏一 12 幽4 1经a w g n + 多径信道后的o f d m 信号( 4 q a m ，外围一圈是导频) 4 1 信道模型 无线信道是所有通信信道中最复杂的一种，信号经过无线信道时会遭受各 种衰落的影响，一般来说接收信号的功率可以表达为： e ( a ) = 蚓1 s ( d ) r ( a ) ( 4 1 ) 其中d 表示移动台与基站的距离向量，i d i 表示移动台与基站的距离。无线信道 对信号的影响可以分为三种：1 、电波在自由空间内的传播损耗蚓；2 、由于 传播环境的地形起伏、建筑物和其他障碍物对地波的阻塞或屏蔽而引发的阴影 衰落；3 、多径衰落，由于无线电波在空间传播会存在反射、绕射、衍射等而 造成信号可以经过多条路径到达接收端，到达接收端的每个信号分量的时延、 衰落和相位都不同，各个分量叠加时同相增加，异相减小l l 】【i ”。 信道建模由于针对的实际情况不同模型也不同，本论文研制的系统最终工 作在短波信道，我们参考了d r m 标准提供的模型1 1 9 1 ，采用如下的信道模型： 上 s ( ，) = c 。( ，) p ( ，一a 女) ( 4 2 ) = l 其中a 。表示第k 条路径的延迟时问，g ( f ) 是第k 条路径由于电离层运动 基y - o f d m 技术的短波通信电台的研制 和接收端移动导致信号与时间有关的衰减系数，它的幅度服从瑞利分布，而相 位服从0 - - 2 疗的均匀分布。 通过改变信道模型中的参数a 。，c ；( f ) 可以得到不同恶劣程度的信道模