（电磁场与微波技术专业论文）ku波段三通道集成接收机.pdf

堡主堡苎坠婆垦三塑望叁堕堡! ! 竺塑， 摘要 本文详缅深入地讨论了k u 波段三通道集成接收轨的原理、设计以及测试。 所设计的集成接收机在1 6 1 8 g h z 的频段内噪声系数小于4 5 d b 、变频增益大于 3 5 d b ( 包括中频增益) 、镜像抑制度大于2 0 d b ，而体积只有4 0 6 0 2 0 h 1 i n 3 ( 包 括屏蔽盒) 。 本文根据k u 波段集成接收机的总体指标确定了各模块的设计指标；然后单 独设计和测试各模块，包括k u 波段单刀单掷开关、k u 波段低噪声放大器和k u 波段镜像抑制混频器：最后把以上模块组合，构成整机。本文采用了管芯来设计 电路，使整机的体积和重量得以下降。另外，由于采用了镜像抑制混频器，从而 使整机噪声系数大为降低。 在设计方法上，本文采用了先进的微波电路设计软件a n s o f t s e r e n a d e 对所有 的电路和系统进行设计、优化和仿真，大大的缩短设计周期，提高设计效率。本 文给出了关键器件和整机的详细的仿真结果和部分测试结果，从中可以看出两者 相当吻合。 【关键词1k n 波段接收机镜像抑制 硕士论文k “波段三通道集成接收机 a b s t r a c t t h i sp a p e rp r e s e m st h ep r i n c i p l e s ，d e s i g n ，s i m u l a t i o na n d t e s tm s u l t so fak u 。b a n d t h r e ec h a n n e lr e c e i v e rw i t ht h en o i s ef i g u r eo f4 5 d b m a xa n dt h ec o n v e r s i o ng a i no f 3 0 d b m i n ( i fa m p l i f i e ri n c l u d e d ) o v e rt h e 1 6 - 1 8 g h zr a n g e i t so t h e rm a j o rf e a t u r e s i n c l u d et h ei m a g e r e j e c t i o no f2 0 d b m i na n dt h et o t a ls i z eo f4 0 x 6 0 2 0 m m 3 ( b o x i n c l u d e d ) t h i sk u - h a n dt h r e ec h a n n e lr e c e i v e rc o n s i s t so fs p s tm o d u l e s ，l n am o d u l e s a n d i m a g er e j e c t i o n m i x e rm o d u l e s t h e s em o d u l e sw e r e d e s i g n e d a n dt e s t e d s e p a r a t e l y , t h e nw e r ea s s e m b l e d t ot h ew h o l er e c e n e r a l lt h ec i r c u i t sw e r ed e s i g n e d 、i t hs m a l l s i z e dd e v i c e ss oa st or e d u c et h et o t a ls i z eo ft h er e c e i v e r a n dt h en o i s e f i g u r ew a sc o n s i d e r a b l yr e d l l c e db e c a u s e o f t h e i m a g er e j e c t i o n m i x e r a n s o f ls e r e n a d ew a su s e dt od e s i g n ，o p t i m i z ea n ds i m u l a t ea l lt h ec i r c u k sa n d s y s t e m s a n d t h et e s t e dr e s u l t sc o i n c i d ew i t ht h es i m u l a t e dr e s u l t sg r e a t l y 【k e y w o r d s 1 k u b a n dr e c e i v e r i m a g er e j e c t i o n i l 硕士论文 k u 波段三通道集成接收机 1 绪论 本文的主要任务是研制k u 波段三通道集成接收机，可用于多种雷达型导引 头中。为了确保最后研制的接收前端样机真正达到小型化、性能优和可靠性高的 要求，在研制过程中本文采用了一些新的研制手段和技术措施，并对系统的电磁 兼容进行了设计考虑。 1 1 微波电路计算机辅助设计( c o m p u t e ra i d e dd e s i g n ) 微波电路的设计是一件十分复杂而又繁琐的事，早期的设计工作主要凭经 验，选择合适的电路结构和器件后，主要是靠实验调试，即根据测量的结果反复 修正电路，使它满足预定的指标要求。在实际制作电路以前，虽然也作一些分析 计算，但为了使人工计算能简便的进行，往往采用近似的器件模型，并忽略电路 的一些寄生参量和边缘场效应，致使理论分析和实际的情况有很大的差异。这种 传统的设计方法带有一定的盲目性，其主要问题是： 设计过程很长，工作效率低，且费用十分昂贵 一般情况下，不可能获得最佳电路设计和最优性能 无法进行单片微波集成电路的研究工作 因此，采用人工设计，难度很大，要做到严格精确的设计几乎是不可能的。 面对日益复杂的电路和系统设计，采用微波电路c a d 是必然的选择。微波电路 c a d 能够进行如下的工作： ( 1 ) 微波电路的分析和综合 微波电路的分析就是对已知元件( 如传输线、晶体管、电阻电容等) 的数值 和结构尺寸的微波电路，用计算机辅助设计软件来计算电路的特性参数，如增益、 驻波比以及噪声系数等。 微波电路的综合就是按照对微波电路的指标要求，用计算机和综合解析式试 找电路元件的连接方式和元件值，再由计算机对元件参数进行调谐或优化，最后 找出一个能满足指标的最佳电路。其中，电路拓扑结构的选择主要依靠设计人员 的经验。 ( 2 ) 微波电路的模拟 微波电路的模拟主要包括两类工作：求微波元器件的数学模型和求微波元器 件的等效电路。 由于相当多的微波元器件的特性不能用严格的解析式来表示，因此在这种情 况下，需要测量它的频率特性曲线，然后用计算机找一个近似的数学公式来代替 它们，这个公式就作为微波元器件的数学模型。 硕士论文 k u 波段三通道集成接收机 测量出元器件在一系列频率点上的s 参数( 或者由厂商给出) ，其次用计算 机反复计算，找一个电路，使该电路的s 参数与微波元器件的s 参数相一致，这 个电路就是该器件的等效电路。 ( 3 ) 最优化设计 最优化设计就是根据给定的电路拓扑结构和性能指标，用计算机按一定的规 律找出一组最佳的元件数值，使电路性能最好地逼近指标。最优化设计往往是微 波电路c a d 的核心，许多难以用解析式表达的复杂电路，也可以用最优化设计 找出颇为理想的数值解答。 ( 4 ) 公差分析 对于已经设计完成的微波电路，模仿元件值的实际变化( 例如环境温度引起 的变化，时间引起的老化，元件值的自身误差等) ，以判断各元件参数漂移及误 差对电路性能的影响。根据影响程度的大小来确定公差。电路性能受元件值变化 影响的程度用敏感度来表示。对敏感度大的元件，应给以严格的公差要求：而对 敏感度小的元件，则可相对放松其公差。有了公差分析，不仅可以节省大量的人 力和时间，而且可以解决许多实验无法判断的公差要求。 本文所要研制的导引头接收前端的技术难度相当大，而且研制周期短，为此， 必须依靠先进的微波电路计算机辅助设计软件来完成微波混合集成电路、单元微 波集成电路、微波系统与子系统仿真，主要设计开关、低噪声放大器、下变频器、 功分器等，分析二维和三维微波无源部件、电磁兼容，分析各种常规微波电路的 稳态频率特性。 本文采用了a n s o f t 公司的微波与射频设计软件：s e r e n a d e 、e n s e m b l e 和 h f s s 。这套软件具有电路输入、微波线性仿真、微波非线性仿真、二维结构分 析和三维结构分析等能力，从而有助于快速而高效地完成研制任务。 1 2 技术措施 为了实现导引头接收前端整机的小型化、轻型化，本文在研制过程中采取了 一系列的技术措施，其中包括表面安装技术和微波电路混合集成技术。另外，本 文在选择元器件的时候，尽量选用外形尺寸很小的片式载体、载带、片状和无引 线等封装结构的微小型集成电路、晶体管和阻容元件等器件，以取代常规的微波 集成电路和t 型封装结构的晶体管。 ( 1 ) 表面安装技术( s m t ) 表面安装技术在小型化技术中占有一定的地位，其应用非常普遍。早期的表 面安装技术主要用在陶瓷混合电路的组装，用来减小电路板的几何尺寸，改善电 硕士论文 k u 波段三通道集成接收机 路性能。现在随着表面安装技术不断的发展，表面安装元件的价格不断下降，品 种不断增加。随着工作频率的不断提高，这项技术已被广泛用于高频电路，在这 种情况下，较低的寄生电抗使表面安装技术比插装技术更具优势。概括起来，表 面安装技术主要优点如下： 表面安装组件与等效的插装型电路相比，尺寸小，重量轻 频率响应好 传输延迟小 抗冲击和抗振动能力好 抗电磁干扰好 在s 波段以下，低噪声中频放大器以及电阻、电容、电感等各种器件均有表 面安装元件，因此导引头接收前端的整个体积可以控制在4 0 6 0 2 0 m m 3 范围 内。 ( 2 ) 微波电路混合集成技术 混合集成电路的设计是导引头接收前端设计的重要内容。它包括有源电路与 无源电路的设计和集中参数与分布参数电路的设计，而且不是单个有源电路或无 源电路的设计，而是有源电路、无源电路、集中参数电路与分布参数电路在一起 的电路设计。因此，混合集成电路的设计是一种难度较高、技术先进的设计方法。 ( a ) 集中参数电路的设计 在接收前端中存在着电阻、电感、电容以及它们组合起来的谐振回路所构成 的具有一定电路功能的微波电路。电路要求这些元件参数不随频率而变化，电磁 波在整个元件上没有相移，因而必须使元件的线性尺寸远小于其工作波长。 采用集中元件能使微波集成电路工作在宽频带，并且当工作频率变化后，其 电参数几乎没有变化或者变化极小，从而保证了宽频带的工作特性。 ( b ) 微带传输线的设计 微带传输线在接收前端电路中是个重要的组成部分，用来构成分布参数的电 感、电容、谐振电路、滤波器、阻抗变换器、定向耦合器和功率分配器等器件。 设计微带线应考虑的参数主要有：特性阻抗、衰减系数、传输功率及带内波长。 在设计微带线时，重点要考虑微带线的损耗因素，这是由于微带线的尺寸很小， 并有介质衬底材料，以及它在结构上存在不对称性和非封闭性，损耗相对就比较 大。 ( c ) 微带线材料的选择 由于导引头接收前端的工作频率比较高，电路的分布参数将极为复杂，介质 的高频损耗也急剧增大，因此为了减少损耗，对导体材料和介质材料的选择都有 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 很高的要求。 本文选择了r o g e r s 公司的5 8 8 0 介质板，它具有如下特点： 介质损耗小( o 0 0 0 9 1 0 g h z ) ； 介电常数在工作频率和使用温度范围内保持恒定( 2 2 0 - 1 - 0 0 2 ) ： 厚度均匀( o 2 5 4 m m ) ； 表面光洁度高： 导热性好，化学性能稳定。 ( d ) 微带线的工艺 由于接收前端工作的频率已达k u 波段，因此对于微带线的制作就必须采用 损耗小、性能更好的薄膜微波集成电路。薄膜技术是以真空蒸发或溅射技术在衬 底上形成薄膜并用光刻、腐蚀等工艺形成图形。 1 3 电磁兼容设计考虑 所谓电子设备的电磁兼容性即指电子设备装置或系统在其确定的位置场所 实际工作时，具有既不受周围电磁环境影响，也不影响周围环境，又不发生性能 恶化和误动作，而能按设计要求正常工作的能力。对导引头接收前端来说，由于 其生存环境异常恶劣，因此，提高其电磁兼容性能，提高抗干扰能力，显得尤为 重要。 电磁兼容性的研究实际是研究并抑制电路和系统内外的干扰及噪声。对整个 系统和部件电路，我们采用电磁屏蔽的方法来隔离导引头接收前端电路与外部的 电磁干扰。在研制过程中，本文采用高导电率的铜板或铝板将被屏蔽电路包在里 面，这时，外面的磁通进不去，里面的磁通出不来。这种屏蔽结构接地时，能阻 断电力线的进出，所以兼有静电屏蔽的作用。 ( 1 ) 低电平信号电路的噪声抑制 低电平信号电路中噪声的主要来源有：信号源和信号线、热电动势、电路器 件的固有噪声、备用电源线、外来干扰等几种。在研制过程中，本文尽量防止在 放大器输入端产生和混入的噪声；此外，本文特别注意对共用线路中的噪声的抑 制。 ( 2 ) 高密度安装和加外壳 通常，电路板上高密度地安装电路器件，当采用模块化分立型集成电路而使 表面积缩小时，该电路不易受噪声影响。本文把单元电路等置于金属壳中( 从而 其周围形成等电位面) ，并把该金属壳接地，这样不仅加大预防噪声的效果，而 且内部温度也分布均匀，该电路的可靠性就提高了。 4 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 ( 3 ) 电路组装 精心设计的电路，如果组装方法不好，也会成为抗干扰能力差的不稳定电路。 ( 4 ) 电路板的布线 设计装配密度很高的电路板时，本文注意到以下几点： 电源线、地线的阻抗尽量低，去耦 避免公共阻抗噪声的影响 避免串扰噪声的影响 避免反射引起的波形畸变 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 2 k u 波段三通道集成接收机技术方案 2 1 工作原理及总体设计方案 k u 波段三通道集成接收机的原理框图如图2 1 1 所示。 矗 出 薯藏蕾 图2 1 1k u 波段三通道集成接收机原理框图 辅 五 入 k u 波段三通道集成接收机由三个通道组成，每个通道均由p i n 管开关、低 噪放、下变频器和前中等电路组成，接收的信号兀与本振信号兀下变频产生中 频信号丘，然后输出至信号处理部分。 2 2k u 波段三通道集成接收机的技术指标 本文所要研制的k u 波段三通道集成接收机是通用模块，重点是技术研究， 拟定指标如下： 工作频段：k u 波段 噪声系数： 3 5 d b 6 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 本振信号功率： 接收通道之间的隔离度： 接收通道幅度不一致性： 接收通道相位不一致性： 接收机承受功率： 合路 差路 外形尺寸： 7 0 m w 3 5 d b r ，条件时，c ，的影响可以忽略。这时p i n 管的等效电路可简化为图 3 2 2 1 ( b ) 的形式。在正偏电流为零或较小时，r ，的值主要由r ，决定，r 。可 以忽略不计；当偏流为几十毫安时，r ，可以减小到几欧姆左右，这时r 。的影响 不能忽略。因此在大偏流情况下，p i n 管可等效为尺。 q ( a ) 等效电骼( b ) 简化等效电终 图3 2 2 1p i n 管正向偏置等效电路 应当指出，对于给定的p i n 管，图3 2 2 1 ( b ) 简化等效电路的适用频率范 围决定于偏置电流a 偏流较小时r ，较大，为了满足1 们， r ，条件工作频率就 比较低。 ( 2 ) 反向偏置的等效电路 一- 岛 五 ( ) i 鞋来穿疆等效也略b ) i 拱未穿遣简化电略( c ) l 艇穿通等效t i i 路 图3 2 2 2p i n 管反向偏置等效电路 当反向偏压小于穿通电压时，i 层未穿通，整个i 层由耗尽区和非耗尽区两 部分组成。这时p i n 管的等效电路如图3 2 2 2 ( a ) 所示。图中，并联元件r ，和 c ，表示i 层中耗尽区的电阻和电容。通常r ，为几兆欧，c ，约零点几微微法。r ， 和c 。表示i 层中未耗尽区的电阻和电容。一般r ，约几千欧，c 。约零点几微微法。 风砰偈砰 置 “ 心 叶 轴p 硕士论文 k u 波段三通道集成接收机 r ，是串联电阻。由于反向偏置时耗尽电阻r ，很大，r 。也比较大，在微波频率上 一般都满足r ， i w c j 、r 1 o ) c i 关系，故图3 2 2 2 ( a ) 可以简化为3 2 2 2 ( b ) 。其中， h 孙代+ 毒 “器+ j ( x j 蝎) 式中，x ，= 一1 c o c ，x = 一1 a , c 。 应当指出，对于封装的p i n 管，还必须考虑封装结构的容生参量，其正偏和 反偏时的等效电路分别如图3 2 。2 3 所示。图中虚线框内表示管芯的等效电路，工。 为引线电感，约零点几毫微亨；c 为管壳电容，约零点几微微法。 c ，q ( t ) 正一儡爱等效电路( b ) 反向儡置等效电路 图3 2 2 3 封装p i n 管的等效电路 与其它半导体二极管一样，p i n 管本身的性能也应用一组参数来描述。除了 常用的结电容c ，正反向电阻r ，、r ，管壳电容c ，引线电感三，反向击穿 电压k 等外，这里主要介绍p i n 管的下述几个参数。 ( a ) 截止频率f p i n 管的截止频率定义为二极管正、反向阻抗比( 俗称开关比) 等于1 时的 频率。由等效电路可知，当正向偏置足够大时，r ，= r 。，而反向偏置也足够大 时，其反向阻抗为1 o , c ，故开关比为1 ( o x r , g ，) 。因此，根据定义可以求得p i n 管截止频率的表达式为 正2 瓦1 万 3 弛1 ) 显然，为了减小控制电路中p i n 管引入的损耗，必须有较大的开关比，因此应选 择正高，即r ，、r r 、c ，小的p i n 管。 ( b ) 最大功率容量 所谓p i n 管的功率容量是指它能承受的最大微波功率。由于管子正、反向偏 置状态下的工作特性不同，所能承受的最大功率也不一样。 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 在反向偏置下，加在p i n 管上的总电压为偏置电压与微波电压之和。在微波 电压的正半周，总电压绝对值的最小点不能超过零电压点，否则使反向工作状态 下的损耗增加；在微波电压的负半周，总电压绝对值的最大点必须小于击穿电压 k ，否则p i n 管可能被击穿。为了保护管子安全，又能充分利用二极管，加到 p i n 管上的微波信号电压的有效值应为“二告，由此不难求得反向偏置下p i n 管所能承受的最大微波功率。 在正向偏置下，p i n 管上的损耗功率必须小于管子允许承受的功率只，否则 因过热而烧毁。当正向偏置电流为，。时，为确保管子安全而允许的最大微波信号 电流有效值是 i d 厶时，开关时间可近似表示为 r = f 卫( 3 2 2 9 ) r 由上式可见，当p i n 管给定后，选择，。的大小可以控制开关时间。显然，如果 在管子安全工作范围内努力增大反偏脉冲电流的幅度，完全可以缩短开关时间， 提高开关速度。 此外，在保证管子安全工作条件下选用i 层薄的管子也是缩短开关时间的有 效途径。这是因为i 层变薄后，正、反向偏置时的储存和吸出载流子少，达到完 全开关所需的时间少。然而，随着i 层的变薄，管子的击穿电压降低，允许承受 的最大功率容量下降。由此可见，对p i n 管来说，缩短开关时间与增大功率容量 是互相矛盾的。当p i n 管并接在特性阻抗为z 。的传输线上时，不难求得两者之 间存在如下的关系 r ， 4 _ 3 2 z o e 。s y s eb 式中，p 为管子所能承受的输入功率，k 为半导体材料内载流子的饱和漂移速 度，e 。为半导体材料的介质击穿电场。上式等号表明，这时的f 是p i n 管承受 微波输入功率p 时能具有的最小开关时间。 3 2 3p i n 管的选择 本文选用m a c o m 公司的型号为m a 4 g p 9 0 7 的p i n 管，其尺寸如图3 2 3 1 所 示，仅为0 7 0 1x 0 3 8 4 m m 2 。m a 4 g p 9 0 7 可以工作至t 4 0 g h z ，开关速度2 n s ，其 主要性能如图3 f 2 - 3 - 2 图3 2 3 4 所示。 1 4 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 二二 巧4 - - i 图3 2 3 1m a 4 g p 9 0 7 封装外形图 图3 2 3 2m a 4 g p 9 0 7 的插入损耗 图3 2 3 3m a 4 g p 9 0 7 的回波损耗图3 2 3 4m a 4 g p 9 0 7 的隔离度 3 3k u 波段单刀单掷开关的设计、仿真及测试 3 3 1k u 波段s p s t 的设计及其仿真结果 微波开关电路有多种形式：串联型开关、并联型开关、谐振式开关、串并联 式开关、滤波器式开关等等。实际上，在射频和微波频段，无论是采用串联型还 是并联型的单管开关，通常是很难达到4 0 d b 的隔离度的。这主要是由传输线的 辐射效应以及电路的不良屏蔽造成的。为了克服这一缺点，可以采用串并联式开 关或者滤波器式开关，以改善隔离度。其中三管滤波器式开关的结构相对简单， 同时又能得到很好的隔离度，因此本文采用滤波器式开关。 用三只p i n 管构成的滤波器形式s p s t 电路如图3 - 3 1 1 所示。当串联管y 。和 y ，处于正偏置、并联管y 。处于反偏置时，此电路类似一个低通滤波器，如图 3 3 1 1 ( b ) 所示。电感工。是p i n 管的引线电感，c ，是p i n 管结电容，r ，很小， r 很大可以忽略时，则可进一步简化为图3 3 1 1 ( c ) 的三阶低通滤波器。当矿， 和y ，处于反偏置、v ，处于正偏置时，此电路类似高通滤波器，如图3 3 1 1 ( d ) 所示。 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 毛 ( a ) 滤波器阻抗 托) c c n ( h ) 既。当它们紧密接触后，费米能级就要统一，这时电子就要从n 型半导体流向金属，接触处的半导体表面层失去电子，由施主离子形成正空间电 荷区。金属- t l l 因得到电子，形成负空间电荷区。由于半导体的杂质浓度比金属 的电子浓度低得多，所以半导体表面的空间电荷区宽度也比金属一边大得多。正 负空间电荷形成的内建电场( k 为内建电势差) ，使半导体表面能带向上弯曲， 形成势垒。无外加电压时，处于稳定状态：当# 1 - ：i i 正向电压时( 金属端接正) ， 因外电压与内建电场方向相反，势垒高度降低，大量电子从半导体流向金属，从 而形成金属到半导体的正向电流；如果6 l , ；l n 反向电压，则势垒增高，只存在很小 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 的反向饱和电流。故其伏安特性如图5 3 1 3 所示，即它与p n 结有类似的伏安特 性，但其不同之处在于正向偏压下，肖特基势垒二极管基本无少子注入，而p n 结二极管则有少子注入，故p n 结二极管存在扩散电容效应和少子存储效应，因 而不适宜作微波混频和检波。肖特基势垒二极管的伏安特性可用下式表示 f - i o le x p f 黑卜1 l = f o g * 一1 ) ( 5 儿1 ) l n “ j 式中，i 。为反向饱和电流，一般应小于l ，“；q 为电子电荷i 6 0 2 7 1 0 。9 c ；k 为 波耳兹曼常数1 3 8 x 1 0 4 3 j c ；t 为绝对温度；i i 为斜率参数，对于理想的肖特 基二极管n m l ；“是二极管上所加的电压。 ( 2 ) 肖特基势垒二极管的等效电路 肖特基势垒二极管的交流等效电路如图5 3 1 4 所示。图中r ，为结电阻，是 起混频作用的非线性电阻，正向电阻约为几欧姆，反向电阻约为几万欧姆；c 为 结电容，由于它旁路微波信号能量，故要求c 越小越好，一般应小于o 5 p f ：r 。 上】足为串联电阻，由于它损耗微波信号能量，因 此要求r ，越小越好，一般应小于1 0 q ：而 封装管壳引起的寄生参量为c 。、l ，希望 尽可能小a 通常三，在0 5 n i l 左右，c 。在 0 2 p f 左右。 图5 3 1 4 肖特基势垒二极管等效电路 5 3 2 肖特基势垒二极管的混频原理 首先说明一下非线性电阻为什么具有混频作用。由一个二极管组成的混频器 原理电路如图5 3 2 1 所示。 _ _ _ _ _ _ _ _ 。_ 图5 3 2 1 混频器原理图 图中“，是信号电压，表示为“。= 一c o s 0 ) ，f ，“。是本振电压，表示为 = 以c o s ( o ，r ，是中频电压，v o 是偏置电压，r ，是中频负载。 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 由于u 。 “。，因此可以认为二极管的工作点随本振电压而变化，而在各工 作点将f ( f ) 展开为泰勒级数，得 i = ，0 ) = ，帆+ v pc o s o j ，t + v sc o s c o s t ) = ，眠+ c o s ，) + 厂帆+ 0c 0 s 0 9 ，k c o s 0 ) 。， ( 5 3 2 1 ) + 击厂。帆+ v p c o s 0 ) ，贼c o s c o s t ) 2 + 上式右边第一项表示直流和本振及其谐波的电流；第三项及其以后各项由于k 很小，可以略去不计，值得注意的是第二项。在此，令 g _ ，帆+ 咋c 。s 绵f ) 2 鼽：k + 和。吖 g 为二极管电导。由式( 5 3 1 1 ) 得 g ( f ) = 砜e 。+ 咋“m j 说明本振电压随时间作周期性的变化时，瞬时电导g ( ，) 也随时间作周期性变化， 称为变电导。可以将它展开为傅立叶级数 g o ) = g 。+ 2 g 。c o s n ( o p t ( 5 3 2 2 ) 式中， 9 0 - 去f 。g ( t ) d ( c o ，) ( 5 3 毋= 去f ”g s n c o p t d ( c o p t ) ( 5 3 g 。称为二极管的平均混频电导；晶是对应本振第n 次谐波的混频电导。将式 ( 5 3 2 2 ) 代入式( 5 3 2 1 ) ，略去高次项，得到混频电流的表达式 f ：，帆+ c 。s 0 ) p r ) + ig 。+ 2 艺 c 。s 一 l”g , c o s n c o ；t l 。v s ( 5 3 2 5 ) = ，帆+ c 。s ，) + g 。c 。s 一+ g 。珞c 。s 0 ，- + c o s 式( 5 3 2 5 ) 给出t - 极管混频电流中所包含的多个频率分量。根据此式可绘出 混频电流的主要谱线图( 只绘出其中一部分) ，如图5 3 2 2 所示。 图5 3 2 2 混频器电流的主要频谱( 设8 = 0 3 s 一p ) 3 9 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 从上面的分析可见： ( a ) 在非线性电阻混频过程中产生了无数的组合频率分量，若负载采用中 频带通滤波器，可取出所需的中频分量而将其他组合频率滤掉。 ( b ) 从式( 5 3 2 5 ) 可得中频分量振幅为0 = 9 1 ，中频电流振幅与输入 信号振幅k 成比例，即在小信号时，混频器输入端与输出端分量振幅之间具有 线性关系。 ( c ) 在混频过程中，本振是强信号，它产生了无数的谐波，但其谐波功率 大约随1 疗2 而变化( n 是谐波次数) 。因此混频电流的组合分量强度随n 增加而 很快地减少。通常只有本振基波，和二次谐波2 c o ，等分量才足够强，对变频效 率才有重要影响。由图5 3 2 2 可以看出，q = 2 c o p 一s = c o p 一是信号( o s 相对 于本振基频国，的“镜像频率”，其幅度由9 2 决定。 以上是假设接收信号较弱情况下的小信号分析，并设本振与信号初相位均为 零。实际上二者之间有相位差，而且信号可能较强，例如雷达近距离目标的反射 信号、附近电台的干扰信号等，在这种情况下，就不能将“：以上的高次项忽略 了。此时，混频电流的频谱分量大为增加。下面定性地研究强信号情况下的电流 频谱。 为了简便起见，用指数形式表达g o ) 函数。由式( 5 3 2 2 ) ，考虑初相位妒。、 佻，则 g ( f ) = g 。+ 2 g 。c o s ( n o j ，+ n 妒p ) ( 5 3 2 6 ) n = l 表达成指数形式的级数为 g o ) ：g o + 三k e 一一+ y ：e 一叫】：艺k e 一一】( 5 3 2 7 ) n t i 式中， y 。= g e ”唧，e = g n e l “砟。 同样。信号电压可表示为 吣= 屹c o s 0 一+ 仇) = 妻吃g 一+ 口1 “) 当“。较大，不能忽略“；以上的各项时，则式( 5 f 3 2 1 ) 混频电流最终可写为 f o ) = 妻艺叫e j ( n p p n 匕，( n e + m m s l 5 “ ( 5 3 2 8 ) = j 。，p 小唧“蚶 式中l ，。是每个0 + 埘呱) 频率分量的复振幅。因为f o ) 是时间的实函数，因此 i n ，= r 。 ( 5 3 2 9 ) 例如式( 5 3 2 8 ) 中的中频分量 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 0 ( f ) = - 1 + l p 7 k 一唧 + t 。一。e 一k ”一 因为t 。= c 卜，即可表示为 l h = i l “l e l 9 0 i 一1 = 一l l e ” 将它们代入上式，得到实数中频电流为 o ( f ) = 2 | l + 。i c o s 一) f 一妒】 ( 5 3 2 1 0 ) 从式( 5 3 2 8 ) 可见，当信号强时，混频电流f ( f ) 中包括信号和本振频率的 所有可能的各次谐波组合，比小信号时的组合分量丰富的多，从而消耗更多的信 号功率，使变频损耗增加，并导致各种变频干扰和失真。因此在混频电路设计时， 就要考虑如何才能抑制部分组合频率分量，以改善混频器性能。 5 3 3 微波混频器的电路形式 混频器的电路有很多形式：单端混频器( 一个二极管) 、单平衡混频器( 两 个二极管) 、双平衡混频器( 四个二极管) 等。电路组成的示意图如图5 3 3 1 、 图5 3 3 2 和图5 3 3 3 所示。 j 苛零矽嘲 和：棼”落。矿椭落= ”磬- 图5 3 3 i 单端混频器 图5 3 3 2 单平衡混频器图5 3 3 3 双平衡混频器 5 3 4 单片双平衡混频器的选择 由于体积要求，本文决定采用两片单片集成的双平衡混频器来构成镜像抑制 图5 3 4 1h m c 2 6 0 双平衡混频器外形尺寸 混频器。经过比较，选用 h i t t i t e 公司的h m c 2 6 0 。 h m c 2 6 0 是单片集成的无源 双平衡混频器，尺寸为1 0 0 5 5 r a m 2 ，如图5 3 4 1 所 示。其各项性能指标如图 5 3 4 2 图5 3 4 5 所示。 4 l 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 的缸黼l 0 = + 1 3 胡m 图5 3 4 2h m c 2 6 0 的变频损耗 图5 3 4 3h m c 2 6 0 的端口隔离度 图5 3 4 4h m c 2 6 0 的回波损耗 图5 3 4 5h m c 2 6 0 的三阶交调 5 4k u 波段镜像抑制混频器的设计、仿真及测试 5 4 1 微渡混频器的基本电路 ( 1 ) 微波单端混频电路 单端混频器只采用一只混频二极管，图5 4 1 1 是典型的微带型单端混频器。 它由定向耦合器、阻抗匹配电路、二极管、相移线、高频短路块、电感线、中频 及直流通路和匹配负载等组成。 图5 4 1 1 微带型单端混频器 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 信号由定向耦合器端口输入，经匹配电路加到混频管1 ：3 ，本振从定向耦合 器的端口输入，耦合到端口然后加到混频器。定向耦合器的作用是把本振与 信号隔离，耦合段的长度约为四分之一波长。端口到端口的耦合度不宜取得 过大或过小，一般约为1 0 d b 。端口与端口的本振耦合功率之比是定向耦合 器的方向性，约为5 1 0 d b 。端口与端口的隔离度是耦合度加方向性，即约 为1 5 2 0 d b 。端口接匹配负载，以免影响隔离度。耦合器至混频管之间接有 四分之一波长变阻器，以完成阻抗匹配，使信号和本振有效的力n n - - 极管上。混 频二极管虽然主要呈现非线性结电阻r ，但实际上是一个复阻抗，电路中的相 移线的作用是使二极管微波阻抗变换为某一纯阻，再与阻抗变换段相连，实现阻 抗匹配。混频管输出端接四分之一波长低阻开路线形成高频短路，与高阻电抗线 一起作为低通滤波器，只允许中频信号输出。为了展宽高频短路块的频带，一般 采用扇形微带线。混频管输入端的四分之一波长高阻线为中频接地线兼作直流通 路，它对高频而言相当于开路，不影响信号和本振的传输。 单端混频器的隔离度、噪声系数都比其他形式混频电路差，只是结构简单， 在某些要求不高之处仍有应用。 ( 2 ) 微波单平衡混频器 图5 4 1 2 为一微带单平衡混频器，其功率混合电路采用3 d b 分支线定向耦 合器，在各端口匹配的条件下，端口与端口隔离，端口到端口、端口 以及端口到端口、端口都是功率平分而相位差9 0 。，实际电路中采用不 对称变阻二分支定向耦合器，除实现功率分配和移相外，兼起阻抗变换作用。因 为，为了减小尺寸，避免用四分之一阻抗变换器，要将混频二极管阻抗经过一段 特性阻抗为z o 的相移线变换为纯阻，此阻值与z o 的变比为r ，然后，按变阻二 分支定向耦合器各臂的阻抗关系，设计3 d b 变阻定向耦合器。 丽眶酾攮 凼e 立：p 曩 1 本搬 ( a ) 采用3 d b 变阻定向耦合器 ( b ) 变阻定向耦合器各臂特性阻抗 图5 4 1 2 微带单平衡混频器 图5 4 1 2 ( b ) 示出变阻定向耦合器各臂特性阻抗，当z o 和r 值确定之后 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 即司求出z l 、z 2 、z 3 。f 面分析图( a ) 中采用3 d b 变阻定向耦合器的单平衡混 频电路。分析时，假定二极管上电压“( r ) 和电流f ( f ) 都是以二极管导通方向为正 方向。 设信号和本振分别从、端口加入时，初相位都是0 。考虑到传输相同 路径不影响相对相位关系，通过定向耦合器，加到d 1 、d 2 上的信号和本振电压 分别为 d 。上电压：2 kc 0 8 l 卜三j l 。5 4 1 1 ， l 上电压： z () “p l = c o s l o u p t 一厅jj “s 22 c o s 0 ) s t 。2 上电压：。砧：。s ( o j p r + 罢 f 6 4 1 2 = c os lf + 詈i l 可见，信号和本振都分别以万2 相位差分配到两只二极管上。由式( 5 3 2 8 ) 混 频电流的表达式，并考虑到吣和 。之间的相位差，则d l 中的混频电流o ) 为 r 。i t ) - - 。妻。j 。me x p 砌( 。，。r 一三) + ，玎o ，r z r i 同样，d 2 中的混频电流f ，( r ) 为 i 2 ( t ) = 薹塾一x p 卜lh 加h 到- il 一， 由图5 4 3 1 的输出端可求得混频器输出电流为 f ( f ) = f l ( ，) 一i ：( f ) ：宝宝j 。坤【，o ，+ m 0 3 。) f 】。l 。1 等一。1 等 一”一 4 1 3 = h me x p 协，+ 。州e1 一e _ p 。 。 当m = 1 ，玎= - y l 时，利用j 1 。= t 一。的关系，可求得中频电流为 o ( 0 = 4 i l 舾lk 鸣) f + 吾l ( 5 4 1 4 ) 由上式可见，在图5 4 1 2 的相位条件下，流过两管d l 、d 2 的中频电流是相加的， 这个电路能完成正常的混频功能。此外，由式( 5 4 1 3 ) 可看出，当 ff，、f e 一7 ”i p p i = 0 或p ”一”哼一1 = 0 时 有f ( f ) = 0 ，即在混频器输出端有许多分量互相抵消。例如m = h = 1 ，和频分量为 零。由此可见，平衡混频器输出电流频谱含量比单端混频器少的多，在强信号时， 它产生的组合干扰也较少。同时，由于这种混频器利用两个二极管，在同样强的 输入信号下，分到每个管的信号功率比单管混频时小3 d b ，因此它的动态范围增 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 加了一倍。 型 獬 密 辍 娃 嚣 本摄 。、 o l 一哆+ 哆 么数。 图5 4 1 3 本振源输出噪声频谱 单平衡混频器能够抵消本振源引入的噪声。本振源除了供给混频器所需的激 励功率外，同时还引入自身的噪声，通过混频后会产生附加噪声，其噪声频谱如 图5 4 1 3 所示。由于本振谐振器的滤波作用，噪声频谱包络与谐振器的频率特 性相同。由图可见，中心频率为。+ ，和0 9 。一( - o 。，的频带b 的那一部分噪声分量 ( 图中阴影部分) 与本振电压混频，产生的中频噪声落在带宽b 的范围内。在微 波波段，由于本振引入噪声的影响，使单端混频器的噪声系数增大约2 3 d b ， 这是一个可观的数值。下面定性的研究以上的单平衡混频器中本振引入噪声的混 频过程。 设本振引入噪声功率用两个频率为兀。和 ：的正弦信号功率来等效，则加到 d 1 和d 2 上的本振引入噪声等效电压表示式为 m 叫b 声，) f + 司 ( f ) = 圪c 。s 晒，呦 一厅】 ( 54l5 ) 式中相位关系与式( 5 41 1 ) 、( 5 4 1 2 ) 相同。将它们和二极管时变电导相乘后， 取出中频噪声电流。由于在本振电压作用下d ，和d 2 的时变电导分别为 g ( f ) ：g 。+ 2 妻g 。c 。s n b ，r 一万) i 肛 l g ：o ) ：g 。+ 2 艺g 。c 。s 珂b ，r + e r 2 ) i i 。l o ) = g l v oc o s ，f 故得 i 。2 0 ) = g l 圪c o s o ) f l 总输出中频噪声电流 o ) = 。o ) 一：o ) = 0 ( 5416 ) 由此可见，这种平衡混频器电路具有抑制本振噪声的能力。 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 ( 3 ) 微波双平衡混频器 双平衡混频器又称环形管堆式混频器，因采用四只二极管首尾相接组成环形 而得名，其原理图及其输出等效电路如图5 4 1 4 所示。 双平衡混频器中的四只混频管的电性能指标、分布参数以及结构尺寸必须严 格一致。若用四只单独封装的二极管焊接，将由于封装参数离散的影响无法达 到理想特性，所以只能是一块芯片上的四只二极管组成的专用管堆，故有时称为 四管堆混频器。 双平衡混频器的主要构成是由环形管堆和两个转换变压器组成。转换器把不 平衡的信号源和本振源转换成平衡双端，然后与管堆相接。转换器常称为巴仑。 中频信号从巴仑的次级中心抽头引出。 ( a ) o 三 ( b ) ( a ) 双平衡混频器原理图( b ) 双平衡混频器输出等效电路 图5 4 1 4 双平衡混频器 当四个二极管特性相同时( 配对) ，它们组成平衡电桥，加于对角端、0 两 端的电压不会在另对角端、两端出现。因此双平衡混频器具有固有的高隔 离度，而且工作频带很宽。下面简单的分析一下双平衡混频器的输出电流频谱。 从图5 4 1 - 4 ( b ) 很容易求得下列等式 譬27 一? ( 5 4 1 7 ) k2 1 3 2 4 总输出电流 i ，= 芬+ 芬 = ( i l f 2 ) + ( f ，一i 4 ) 从图5 4 1 4 ( b ) 上所标的电压极性， d 1 两端：砘= 一“口一“s ； d 3 两端：= “。+ ； ( 5 4 1 8 ) 我们得出加于每个二极管上的电压为 d 2 两端：“2 = 一“口+ “s d 4 两端：“4 = “。一魄 硕士论文k u 波段三通道集成接收机 设“p = c o s 如，+ 妒) ，“s = v sc o s ( 0 s t 。由于“l = “p 一，由式( 5 3 2 8 ) 流过d l 的电流f 。( ) 为 o ) = f 1 ( - ，一蚝) ：妻艺t x p j ( n p + m 。) f + 加厅+ 加万】 同样，由于“：= 一“。+ “。，故流过二极管d 2 的电流f 2 ( f ) 为 f ：( f ) ：宝宝l m e x p 【，g + 肌) f + 咖万】 由上两式可求得 f ，( f ) = ( f ) 一i 2 ( t ) ：艺妻l ，e x p 【，0 郇+ m c o s ) - ”4 g 一一1 ) 同样可求得 ，o ) = 屯( ，) 一( f ) ：艺妻乙唧+ m c o s ) f 1 1 一) 将式( 5 4 1 1 0 a ) 、( 5 4 1 1 0 b ) 代入式( 5 4 1 8 ) ，求得总输出电流为 f = f ，+ f 。 ：艺妻l ，。x p 【，0 q + m 纨) f 翼一e ”一x 1 一e ”一) 6 4 1 1 d 从式( 5 4 1 1 1