（电力电子与电力传动专业论文）llc谐振变换器的待机控制研究.pdf

浙江大学碗士学位论文 a b s t r a c t i nr e c e n t y e a r s ，w i t ht h ep o p u l a r i z a t i o no fh o u s e h o l de l e c t r o n i c sa n dt h e d e v e l o p m e n t o fo f f i c ea u t o m a t i o n ，m o r ee l e c t r o n i c sh a v es t a n d b yo p e r a t i o nf u n c t i o n w h i c hf o r m sh u g ew a s t eo fe n e r g yr e s o u r c ea n d p r e s s u r e o ne n v i r o n m e n t c o n s e r v a t i o n s or e d u c i n gp o w e rc o n s u m p t i o ni ns t a n d b yo p e r a t i o nb e c o m e so n eo f t h ek e yr e s e a r c hp o i n t si nh o m ea n da b r o a d i ns t a n d b yo p e r a t i o n ，t h ec o n d u c t i o nl o s sc a nb ei g n o r e df o rt h eo u t p u tc u r r e n ti s a l m o s tz e r o s w i t c h i n gl o s sa n dc o n t r o lc i r c u i tc o n s u m p t i o nm a k eu pt h em a i n s t a n d b yo p e r a t i o nl o s s s w i t c h i n gl o s st i g h t l yd e p e n d so ns w i t c l l i n gf r e q u e n c yw h i c h s h o u l db ed e c r e a s e dt or e d u c et h el o s s a n dt h ec o n t r o lc i r c u i tc o n s u m p t i o ni sr e l a t e d t ot h ec o n t r o l l e ra n dt h ef e e d b a c kc i r c u i t n o w a d a y s ，t h ep o w e rs u p p l yi nh o u s e h o l d a n do f f i c ee l e c t r o n i c su s u a l l ya d o p t sp w mc o n t r o l l e dc o n v e r t e r a n dt h es t a n d b y m o d ec o n t r o lm a i n l yf o c u s e so np w mc o n t r o l l e dc o n v e r t e r sw h i l el e s so nr e s o n a n t m o d ec o n t r o l l e dc o n v e r t e r s s o m en e ws t u d i e sa t t e m p tt oa d o p tt h er e s o n a n tp o w e r s u p p l yi nc o n s u m e ra n do f f i c ee l e c t r o n i c s s or e s e a r c ho ns t a n d b ym o d ec o n t r o li nt h e f i e l di sg e t t i n gm o l ea n dm o r es i g n i f i c a n t t h i sp a p e ri n v e s t i g a t e do nt h es t a n d b ym o d ec o n t r o lo fl l cr e s o n a n tc o n v e r t e r a n dp r o p o s e dan e wd e s i g no f c o n t r o lc i r c u i tw i t l ls t a n d b ym o d eo p e r a t i o n i nt h en e w d e s i g n ，c u r r e n ti nt h es w i t c hi ss e n s e dt oj u d g et h eo p e r a t i o nm o d ew h i l et h ef e e d b a c k v o l t a g ei ss e n s e dt oc o n t r o lt h eo u t p u tv o l t a g ei nt h es t a n d b ym o d e s i m u l a t i o na n d e x p e r i m e n tr e s u l t si n d i c a t e dt h a tt h ed e s i g nc a ne f f e c t i v e l yr e a l i z et h es t a n d b y f u n c t i o n k e y w o r d s ：s t a n d b ym o d ec o n t r o l ，l l cr e s o n a n tm o d ec o n v e r t e r i i 浙江大学顾士学位论文 第1 章绪论 近年来，随着家用电器、视听产品的普及，办公自动化的广泛应用和网络化 的不断发展，越来越多的产品具有了待机功能。这些新产品在极大地方便了我们 生活的同时，也造成了大量的能源浪费。根据国际经济合作组织的一项调查称【1 j ， 各国因待机而消耗的能量约占能耗总数的3 - - 1 3 ，我国的待机能耗更是高于 平均水平。目前我国城市家庭的平均待机能耗已经占到了家庭总能耗的1 0 左 右，相当于每个家庭使用一盏1 5 - 3 0 w 的“长明灯”。待机功耗在浪费能源的同 时也形成了巨大的环保压力，如何降低待机功耗已是国内外研究的热点之一1 2 j 。 1 1 待机功耗的现状 待机功耗有两种，一种是指设备接到电源上但没有负载时，从主电源吸收的 功率；另一种指系统进入睡眠模式时吸收的功率，因为睡眠模式中还有一些智能 性功能在工作。 国际上把低于i w 作为待机功耗的一个目标。国际能源署( i e a ) 在2 0 0 0 年推出 了待机功耗“i w 计划”；2 0 0 1 年，美国要求在联邦政府采购中，尽量采购待机功 耗低于1 w 的产品；欧盟也希望能够在2 0 0 9 年全部达到待机功耗低至1 w 。我国 的中标认证中心( c e c p ) 在2 0 0 2 年制定了彩电的待机标准，在2 0 0 3 年7 月，c e c p 针对打印机、传真机、电脑等自动化办公设备待机功耗展开节能产品认证。 从2 0 0 1 年1 月起，e e c ( e u r o p e a n e c o n o m i cc o m m u n i t y ) 开始严格限制设备 在空载时的待机功耗，表1 1 给出了具体的规则【3 】o 能源之星( e n e r g ys t a r ) 和中 国的一些致力于电源标准化的自愿组织也提出了相应标准，如表1 2 所示【3 1 。 表1 1e e c 对待机功耗的规范 空载时的待机功耗 输入功率等级2 0 0 1 年1 月1 日2 0 0 3 年1 月1 日2 0 0 5 年1 月1 曰 o 3 w 1 5 w1 o wo 7 5 w o 3 w 1 5 w - - 5 0 w1 o wo 7 5 w 0 5 w 5 0 w 7 0 w 1 0 wo 7 5 w0 7 5 w 浙江人学硕上学位论文 表1 2 能源之星和中国一些自愿组织对待机功耗的规范 提出规范的机构能源之星中国 生效闩期2 0 0 4 年1 1 月1 日2 0 0 4 年1 1 月1 日 规范的类型自愿自愿 输出功率等级空载时最：赶功耗 空载时最大功耗 0 - - 1 0 wo 5 wo 5 w 1 0 2 5 0 w0 7 5 w o 7 5 w 1 2 开关电源中的待机功耗 1 2 1 待机功耗的主要类型 正常工作时，开关电源中的损耗主要包括导通损耗、开关损耗和控制电路的 损耗。待机工作时，因为输出电流接近于：零，导通损耗可以忽略，开关损耗和控 制电路的损耗成为主要的待机功耗。降低待机功耗，应着眼于降低开关损耗和控 制电路的损耗。 目前，2 0 0 w 以下的电子设备，如电源适配器、充电器、电视机等的电源模 块，大多数采用反激式变换器，将电网提供的8 5 v 2 7 5 v 的交流电转换为直流电 压供给电子设备【”。下面以反激式变换器为例分析开关电源中的待机功耗。 v 图1 1 反激式开关电源待机工作时的主要损耗类型 图1 1 给出了反激式开关电源待机工作时损耗类型，其中m o s f e t 开关损 耗、门极驱动电阻的损耗、变压器磁芯损耗、输出整流二极管反向恢复时的损耗 以及主开关管吸收电路的损耗都属于开关损耗，而控制电路的损耗主要表现为启 浙江大学硕士学位论文 动电阻上的损耗，控制芯片的损耗和反馈电路上的损耗。图1 1 中通过变压器的 辅助绕组给控制芯片供电，这也会有损耗。表1 3 1 1 】给出了损耗的近似估算公式。 表1 3 主要损耗的估算公式 功率损耗近似估算公式 m o s f e t 开关损耗 ，l i 妊d | 门极驱动电阻的损耗 要c s 。吃， 变压器磁芯损耗 k 0 8 n 产 输出整流二极管反向恢复损耗 q q 启动电阻损耗 嘧r 。 缓冲电路损耗 要厶吣厂 从表1 3 中可以看出，各种类型的开关损耗都与开关频率，有关，降低开关 频率可以减少开关损耗。启动电阻的损耗直接与整流后的直流母线电压p k 和启 动电阻值置。相关。在保证宽电压输入的工作条件下可以通过降低启动电流增大 启动电阻r 。的方法来降低启动电阻损耗。 1 2 2 降低待机损耗的方法 通过上面的分析可知，降低开关频率可以有效地减少开关损耗，目前针对轻 载和空载条件下的待机损耗在文献 4 1 3 1 q b 已经给出了一些解决方案。 ( 1 ) 降低开关损耗 降低开关损耗的方法主要有以下三种：脉冲缺省式控制、间歇式控制和关断 时间调节式控制，下面依次介绍。 脉冲缺省式控制( p u l s es k i p p i n g ) ，文献t 4 - 7 】中提出了脉冲缺省方式，在这种 控制方式中，p w m 控制器根据负载情况，省略一些驱动脉冲。如图1 2 示是脉 冲缺省方式的概念，虚线为缺省的脉冲。在脉冲缺省模式下，一旦缺省脉冲，输 出功率和输出电压立刻减少，由于输出闭环控制的作用，开关的导通时间会增加， 以调节输出电压。出现脉冲缺省时，输出电压会立刻减少，有个低冲，而在缺省 浙江大学硕士学位论文 的脉冲恢复时，输出电压会有一个过冲。脉冲缺省方式的产生主要是为了针对不 同等级的负载条件，它可以缺省或者插入驱动脉冲。 门r r 门r 几 墨 厂璺 图1 2 脉冲缺省式控制的概念 间歇式控制( b u r s tm o d e ) ，如图1 3 所示，在文献【8 1 2 】中提到，当负载变 轻，在闭环控制作用下，使得开关的导通时间乙变短，。当负载小于一定值气后， 进入间歇式模式，此时导通时间l 不再减少，控制器根据输出功率的大小间歇 式地停止输出驱动信号。待机工作时，传递的功率的取决于脉冲束的宽度。可以 通过减少脉冲束的宽度或者增加脉冲束之间的时问来减少损耗。间歇式模式中由 于开关频率不变，不存在变压器因频率变化出现磁芯饱和的问题。不足之处在于 没有脉冲输出时，可能会引入一些低频的噪声，同时负载的突然变化会使输出电 压突变。 皤哪聪韭j l 图1 3 间歇式控制的概念 关断时间调节式控$ 1 ( o f f - t i m em o d u l a t i o n ) ，如图1 4 所示，在文献 1 3 1 中提 出关断时间调节式控制可以在轻载或空载时减少待机损耗。当负载减少到一定值 时，关断时间会随着负载的减少而增加a ：在这种模式下，关断时间7 赫根据负载 的变化对每个开关周期的关断时间进行调节的，这点上它应该优于脉冲缺省模式 和间隙式模式。 厂1厂nr 门 料门1 图1 4 关断时间调节式控制的概念 对比这三种方式，如图1 5 所示为负载从空载到满载时，随着负载变化， 4 浙江大学硕士学位论文 脉冲缺省式、间隙式、关断时间调节式控制中，开关频率随着负载电流的变化而 变换的曲线3 1 。在减少丌关频率的同时，应注意噪声引入，不要将频带降到了噪 声带内。 一一一 i l 坩d ( a ) 脉冲缺省略式( ”间歇式( c ) 关断时间调节模式 图1 5 空载到满载开关频率随负载电流的变化曲线 ( 2 ) 减少启动电阻上的损柑3 】 如图1 6 是启动电路，其中如( a ) 所示是常用的启动电路，图中k ，。是使 p w m 控制芯片工作的门槛电压，。是启动延时。由( 1 1 ) 式可见，启动电 阻民增大能减少相应的启动电阻损耗，但是这个r 。越大，启动延时变长。如图 ( b ) 所示为另一种启动电路，电容c l 的容值较小，电容c 2 的容值较大。虽然置。很 大，但由于q 的容值较小，能够减少启动延时，同时c 2 值较大，能够提供一个 稳定电压p 矗。通过这种启动电路既能减少启动电阻损耗，也能保持较短的启动 延时。 。= ( c 1 蜂t a ) i c l( 1 1 ) ( a ) 常用的启动电路 v s t a - 一r ：7 卜一 一么； ：t do n ： 浙江大学硕上学位论文 ( b ) 低损耗的启动电路 图1 6 两种启动电路 ( 3 ) 减少控制芯片的功耗 p w m 控制芯片的制造有不同半导体集成工艺，比如b i p o l a r ，c m o s 和 b i c o m s ，因而芯片功耗也有所不同，同时l c 的设计也会影响芯片的功耗。因 此在芯片时要注意选取芯片功耗较低的。 ( 4 ) 减少反馈回路的损耗f 3 】 反馈检测电路通常包括检测电阻，t l 4 3 1 和光耦等器件。反馈电路连在主电 路输出到地之间，它通常要消耗一定的功率。如图1 7 所示为原边检测控制技术， 取消了从输出到控制的反馈通路，通过附加绕组获得输出电压的信息。这样反馈 回路的损耗就能有效地减少，不足之处在于原边侧控制输出电压的调节性能较 尊。 v 图1 7 原边侧控制的概念 1 3 谐振型电路的待机控制 如前所述，2 0 0 w 以下的电子设备，如电源适配器、充电器、电视机等的 电源模块，大多数采用反激式变换器，相应的待机控制技术已经比较成熟。将谐 振型变换器应用于这类电子设备的技术是较新的【h 1 ，在谐振型变换器中，l l c 6 浙江人学硕士学位论文 第2 章l l c 谐振变换器待机控制的分析 通过绪论部分对前人工作的总结，p w m 控制变换器中待机模式分为三种： 脉冲缺省式控制，间歇式控制和关断时间调节式控制，目前最常用的是间歇式控 制。谐振型变换器待机控制的研究中，前人也采用了间歇式模式。那么下面先对 p 删控制变换器和谐振型变换器的间歇式控制待机模式进行比较，找到适合于宽 输入电压范围的l l c 谐振型变换器待机控制的方式。 2 1p w m 控制变换器和谐振型变换器待机控制的比较 下面以目前最常用的反激式开关电源为例分析p w m 控制变换器待机模式的 原理和特性，以l l c 谐振变换器为例分析谐振型变换器待机模式的原理和特性， 进行比较，找出适合于宽输入电压范围的l l c 谐振型变换器的待机控制模式。 2 1 1p w m 控制变换器的待机控制 v 图2 1 反激式开关电源及其：具有待机功能的控制电路 如图2 1 所示是宽输入电压范围( 8 5 v 乙2 7 5 v 交流) 的反激式开关电源及其有 待机功能的控制电路。反激式变换器采用电流峰值模式控制，固定开关频率，根 据输入电压和负载情况调节占空比，使得输出电压满足要求2 3 彩1 。 正常模式工作时，检测输出电压蚝得到反馈控制电压咋b 作为峰值电流控 制信号的指令值，同时在开关管侧串联电阻r s e n s e ，检测通过开关管的峰值电流， 当c s 端的电流等于反馈回来的电流指令值时，开关管关断，直到下一个开关周 期到来时再次导通开关管。 浙江大学硕士学位论文 待机模式工作时，随着负载的变轻，要传送到负载的能量减少，反馈电压 诈b 降低，意味着峰值电流的指令值减小，这样使得开关在一个周期的导通时间 变短，占空比d 减小。当负载减小到进入待机模式的临界值尸0 。时，咋b 降低到 控制进入待机模式的阀值，占空比减小到最小值) m ；。负载再减小，占空比不再 减小，而是进入待机模式工作，间歇式的输出脉冲束，脉冲束的占空比是最小占 空比d 珥。n 由上述分析可知p w m 控制变换器的待机模式采用间歇式控制的优点和不 足之处： 优点：p w m 控铝i 变换器采用峰值电流模式控制，反馈控制电压诈b 能很好 地反映负载的变化，为进入待机式模式提供了判断依据。在间歇式模式中，开关 管的工作频率是不变的，这样避免了磁芯的饱和问题。 不足：对于宽输入电压范围( 8 5 v 2 7 5 v 交流) ，在变换器设计时最小输入 电压满载对应最大占空比d 。，这时从满载直接切换到空载，占空比要从最大值 d m 。变为进入待机模式的占空比d 椭，反馈控制电压咋b 从一个最大值降低到进 入待机模式的阀值，表明输出电压会有一个很大的突变。 2 1 2 谐振型变换器的待机控制 如图2 2 所示是文献【1 6 】中提出的带待机功能的l l c 谐振变换器及其控制 电路。两打开，& 、母合上，切断主输出后，控制电路输出电压k 。突变升 高，f d b k 端的反馈电压。增大超过了反馈电压的最大值b k 。k 巾。，开关 行l 、n 2 的工作频率超过了设定的最高工作频率，1 聃。一，进入待机式模式，如 图2 3 所示，将停止输出驱动脉冲，直到反馈电压 ；d b 。降到一定的值，再次输 出脉冲束。这个待机模式的设计中，进入待机模式是通过判断开关频率是否超过 了最高工作频率局。k 加。来实现的。 浙江大学硕士学位论文 图2 2 带待机功能的l l c 谐振变换器及其控制电路 无驱动脉冲 有驱动脉冲 滞环 ： 反馈电压信号 图2 3 开关管n 1 、丁挖工作状态与反馈电压的关系 文献【1 7 】中提出的l l c 谐振变换器的待机控制模式，是根据开关频率大于一 定值而进入待机模式，如果将它直接用于宽输出电压范围的情况，会存在一些问 题，下面对此进行分析。 对于宽输入电压范围的设计( 8 5 v 2 7 5 v 交流) ，根据绪论部分对l l c 谐振 型变换器直流增益与输入电压的关系分析可得，工作在感性工作区间 ( 厶 ， 厶。如图2 4 所示，最低交流电压输入 8 5 v ，正常工作时反馈电压。在。，开关频率在厶。，切换负载后，要使得 开关频率大于，之。才能进入待机模式，输出电压应该会有很大的突变，因为 l l c 电路工作在感性区间时，负载的变化对增益曲线的变化不明显，这点在绪 论l l c 电路的分析已经得出。对于宽输入范围的情况，另一个不足是待机模式 中脉冲束关断后，输出电压k 下降，反馈电压p 。要从k 。b k 。降到砟o b k - f m 。 以下才能有脉冲束输出，输出电压升高，反馈电压再次达到咋d b k 一。一时封 锁脉冲束。可见待机模式时，开关的工作频率是变化的，且频率较高。以最低交 流输入电压8 5 v 为例，正常工作时开关频率为允。，在实际的设计中约为 5 0 0 k h z ，待机模式中有脉冲输出时开关频率在厶。与五。之间，实际的设计 中对应于2 7 5 v 交流输入厶。约为7 5 0 k h z ，可见相对于正常工作时的开关频率 5 0 0 k h z ，待机模式时开关频率7 5 0 k h z 较高，这样对待机模式时中与频率相关的 损耗都是不利的。 无驱动脉 有驱动脉 图2 4 开关管的工作情况与反馈电压的关系 通过上面的分析可知，在宽输入电压范围的l l c 谐振变换器的待机模式的 设计中，直接用反馈电压。超过一个最大值b k f f 。k m 。作为进入待机模式的 判断条件，有两个不足之处，在低输入电压的条件下，负载切换中要使反馈电压 有一个较大的变化，输出电压会有突变。第二点，低输入电压的条件下，正常工 作时开关频率比较低，而间歇式模式时开关频率较正常工作时频率较高，对于与 开关频率紧密相关的开关损耗是不利的。 浙江大学硕十学位论文 2 2l l c 谐振变换器待机模式中不同脉冲控制方式的比较 d 2 图2 5l l c 谐振变换器 如图2 5 所示是l l c 谐振变换器，在间歇式模式中，由前面分析得，待机 模式中脉冲束封锁后，l l c 谐振变换器上下两个开关管的输出电容会参与到主 电路谐振元件构成的振荡中，若在下一次脉冲束到来前，这个振荡已经基本停止， 即为脉冲束封锁时间大于振荡时间的情况。若下一次脉冲束到来前，这个振荡尚 未停止，上下两个开关管的漏一源电压怕。电压相差较大时，即脉冲束封锁时间小 于振荡时间的情况。下面按两种情况分析待机模式中不同的脉冲控制方式。 2 2 1 脉冲束封锁时间大于振荡时间的情况 下面分析脉冲束封锁时间大于振荡时间的情况，待机模式工作时每个脉冲束 中，上管两的驱动脉冲数为1 1 s 1 ，下管的驱动脉冲数为n s 2 。对称情况即n s l = n s 2 ； 不对称的情况，上下两个开关管驱动脉冲数相差一个、两个，依次类推。 ( 1 ) 脉冲数对称的情况 如图2 6 所示是脉冲数对称的情况，假定待机模式工作时每个脉冲束中， 开关管s l 、岛的驱动脉冲数均为5 个，即1 1 s 1 = n s 2 = 5 。图2 6 中v 。1 是开关管 & 的驱动脉冲，v 啦是开关管的驱动脉冲。n o1 方式是每次脉冲束到来时先 开通上管s i ；n o2 方式则是每次脉冲束到来时先开通下管。 n 。1 v g v g “ v 肛- n 。2 v g 吐 图2 6 脉冲数对称的情况 浙江大学硕上学位论立 下面以n ol 方式为例分析开通过程，在分析中，认为输出电容c 0 无穷大， 进入待机模式后，有脉冲束输出时，开关频率在厶 厂 z 感性工作范围内l ” 1 2 2 1 。 有脉冲束到来时的一个半开关周期可以分为如图2 7 的9 个等效电路所示，其中 开始的3 个模式是脉冲束到来时，第一个开关的开通过程，后面6 个模式与正常 工作时一个开关周期一致1 1 ”，相应的工作波形如图2 9 所示。9 个工作模式描述 如下： 模式1 ：t o t l 阶段，待机模式工作时脉冲束关断以后，开关管的输出电容会 参与到主电路谐振元件构成的振荡，到t o 时刻振荡停止，此时开关管蜀、的 漏一源电压v d s l 、v d 。2 之和为输入电压k 。，谐振电流f c s 为零，谐振电容c s 上 的电压等于的漏源电压v d s 2 ，此时负载由输出滤波电容c 0 提供能量，在下 面的分析中假定v d s l 、v d s 2 均为1 2 输入电压k 。 模式2 ：t j f 2 阶段，t 1 时刻，脉冲束到来，按n o l 方式，先开通开关管s l ， s ，的输出电容放电，& 的输出电容充电，负载由输出滤波电容c 。提供能量。由 于谐振回路里面有串联谐振电感上s 、激磁电感邱，且谐振电容c s 远大于的输 出电容，通过开关管& 电流i s l 主要对& 的输出电容充电，谐振电流b 基本不 变。通过开关管s 1 的电流i s l 会有一个尖冲，这是一个硬开通的过程。t 2 时刻， 开关管s 1 的输出电容放电完毕，s l 的漏源电压k 。l 从v i 。，2 迅速下降到0 ，岛 的漏一源电压怕s 2 从g i # 2 迅速上升到k 。，谐振电容c s 基本保持不变为k 。2 。 模式3 ：f 2 _ _ f 3 阶段，t 2 时刻，开关管蜀的输出电容放电完毕，c s 、三s 、邱 谐振。f 2 时刻，谐振电容c s 电压为v i 以，加在串联谐振电感三s 和变压器激磁电 感上p 上的电压为k 以，一般设计时激磁电感邱l s ，变压器原边的电压咋约 为1 6 2 ，折算到变压器副边的电压为v p n ，分为两种情况：若v p n v 。小于二极 管d l 正向导通压降，那么在& 的开通时间内，副边二极管d i 都不会导通；若 v p n v o 大于二极管d l 正向导通压降，二极管d l 导通，变压器原边电压炸被钳 位，c s 、三s 、b 三阶谐振转变为c s 、上s 两阶谐振。先分析二极管d l 不会导通的 情况，t 3 时刻，开关管两关断。后面分析v e i n - v o 大于二极管d l 正向导通压降， 二极管d 1 导通的情况。 模式4 ：如一“阶段，t 3 时刻，开关管s l 关断，谐振电流i c s 对开关管的输 出电容放电，蜀的输出电容充电，岛的漏。源电压2 开始下降，当魄2 下降到 1 8 浙江人学硕士学位论文 零时，的体二极管导通。在副边，变压器绕组的极性为上负下正，整流二极管 d 2 导通，在原边，变压器绕组的电压饰被输出电压钳位，c s 、s 发生谐振， 激磁电感邱的电流心线性减小。 模式5 ：“一，5 阶段，t 4 时刻，岛零电压开通。激磁电流f l p 继续线性下降， 谐振电流f c s 流经岛并以正弦形式负向增长。此时的开关周期大于c s 与上s 的谐 振周期。因此在谐振电流经过半个周期的谐振，开关管岛还处于开通状态。，s 时刻，谐振电流f c s 下降到激磁电流i l p 时，整流二极管d 2 电流过零关断。 模式6 ：f 5 f 6 阶段，f 5 时刻，整流二极管d 2 电流过零关断，输出侧和谐振 回路脱离，变压器原边的电压诈不再受输出电压限制，c s 、三s 、邱发生谐振， 通常电路设计时l p l s ，谐振电流电s 基本保持不变，到t 6 时刻，开关管& 关断。 模式7 ：，6 _ 一f 7 阶段，t 6 时刻，开关管关断，谐振电流对开关管s l 的输出 电容放电，岛的输出电容充电，s 1 的漏源电压确。l 开始下降，当。l 下降到零 时，s l 的体二极管导通，为s l 的零电压开通创造了条件。在副边，变压器绕组 的极性为上正下负，整流二极管d t 导通，变压器原边电压被输出电压钳位，6 、 厶发生谐振。模式7 是与模式4 对应的。 模式8 ：f r 吨阶段，t 7 时刻开关管零电压开通，激磁电流心继续线性上 升，谐振电流i c s 流经两并以正弦形式正向增长，此时的开关周期大于c s 与上s 的谐振周期。因此在谐振电流经过半个周期的谐振，开关管& 还处于开通状态。 t 8 时刻谐振电流i c s 下降到激磁电流f l p 时，整流二极管d l 电流过零关断。模式8 与模式5 对应的。 模式9 ：f _ 咱阶段，t s 时刻，整流二极管d 1 零电流关断，输出侧与谐振回 路脱离，变压器原边电压炸不再受输出电压钳位，c s 、上s 、昂发生谐振，这与 模式6 是对应的，直到t 9 时刻开关管蜀关断，新的工作周制些嚣检测负4 蝥强； 蛩哥 x 浙江大学硕十学位论文 & 的驱动脉冲。经过排列组合，有以下四种方式。其中n 0 3 、n 0 5 是对应于脉 冲对称情况下n ol 的方式，开关管& 的驱动脉冲v 。2 分另u 在前后削去一个脉冲 的情况，虚线脉冲的为削去的脉冲。其中n o4 、n o6 是对应于脉冲对称模式中 n 0 2 的方式，开关管的驱动脉冲v 越分别在前后削去一个脉冲的情况，虚线 脉冲的为削去的脉冲。 通过分析可知，开通脉冲束的时，n o3 、n 0 6 与前面的n o l 是一样的，都 是先开通s 1 ，n 0 4 和前面的n o2 是一样的，先开通。实际仿真的结果也是相 对应的，都是在脉冲束到来时，先开通的) 1 ：关管的第一个脉冲时是不能实现软开 管的，后面的脉冲来时可以实现软开关。 跟前面n o l 和n 0 2 开通过程不同的是n o5 ，先开通上管两次，再开通 下管& 。从前面脉冲对称的情况分析可知，脉冲束到来时，先开通的开关不能实 现软开关，之后的开关工作与正常工作时一样都能实现软开关。采用n o5 方式， 先丌通s 1 ，关断以后为& 的开通创造了z v s 的条件，如果再次丌通蜀，那么会 失去软开关的条件。它的仿真结果如图2 1 3 所示。同样，紫色的是上管呙相关 的波形，蓝色的是下管相关的波形。每次脉冲束来时，先开通上管s 。两次， 再开通下管。可见先开通时不能软开关，之后也可以实现软开管。 n 0 4 方式的脉冲封锁时与其他方式不同，下管岛先关断，蜀又有两个脉冲 后再封锁，它会对脉冲封锁期间的振荡产生影响，但由于下一下脉冲束来前这个 振荡已经基本停止，所以对下一次脉冲束到来时的开通过程不会有影响。 几几几几几n 几几n 几l n 几几几臼 几n 几几翻 nn 几几n i几几几几几i 一 咖几几几n h 1n 几几n 一 r u ln 几n 几几 1 几l lf 1 几几f i 图2 1 2 脉冲数不对称的情况( 虚线为削去的脉冲) 桫憎彬彬 州咿彬咿 i 台 舛 晒 m ；室 m ：量 浙江大学硕士学位论文 口：x ci i x 6d = a i n 图2 1 3 脉冲封锁时间大于振荡时间的情况下采用n o5 的工作波形 综合上述分析，脉冲束封锁时间大于振荡时问的情况下，除了n 05 以外的 5 种开通方式，基本是一致的，即最先开通的开关管不能实现z v s ，之后的开通 的开关可以实现z v s 。考虑到硬件电路实现难易度的问题，采用对称方式n o l 或 者n o2 是最易实现的。 2 2 2 脉冲束封锁时间小于振荡时间的情况 下面分析脉冲束封锁时间小于振荡时间的情况，待机模式工作时每个脉冲束 中，上管& 的驱动脉冲数为r l s i ，下管& 的驱动脉冲数为n s 2 。对称情况即n s l = n s 2 ； 不对称的情况，上下两个开关管驱动脉冲相差一个、两个，依次类推。 ( 1 ) 脉冲数对称的情况 如前面图2 6 所示是脉冲对称的情况，下面以n ol 方式为例分析开通过 程，在分析中，认为输出电容c o 无穷大，进入待机模式后，有脉冲束输出时， 开关工作频率在五 l s ，变压器原边的电压 咋小于h 以，折算到变压器哥边的电压力v d n ，t 3 一i 时刻，v p n v o 大于二极管 d l 正向导通压降，二极管d l 导通。变压器原边的电压被输出电压钳位，c s 、s 两阶谐振，此时的开关周期大于6 与s 的谐振周期。因此在谐振电流经过半个 周期的谐振，开关管s i 还处于开通状态。“1 时刻谐振电流f c s 下降到激磁电流i l r 时，整流二极管d l 电流过零关断。 凌 m 浙江大学硕十学位论文 模式4 2 ：1 4 一l 1 4 - 2 阶段，“1 时刻，整流二极管d l 电流过零关断，变压器原 边电压不在受输出电压钳位，c s 、上s 、b 谐振，t 4 z 时刻，开关管蜀关断。为 的零电压开通创造了条件。后面开通关断以及s l 开通关断与前面的分析中模 式5 到模式1 0 是一致的。v p n 1 ：o 大于二极管d 1 正向导通压降，二极管d l 导通 的情况，是把v d n v o 始终小于二极管d 1 正向导通压降，二极管d j 不会导通的 情况中的模式4 转变为了模式4 1 、模式4 - 2 如图2 1 5 所示，相对应的波形如图 2 1 7 所示。 、一一7 除、一偿 刁 嶙 7 7 一 、众 u 蝤 一 v 毗2 a p g 禽 ，2 ；? 。j “：7 i j “f ? 氧衿第 i23 ，、斜、_嗡 文。 7 7 蠢 气、 u 0夕 一 i 。v a s zv a s l p ，fpa _ 、 = 才 b 怎g佘 j 峰，t 旷；j电“i 吐 “! b i l ， l2 34 - j i 帕567 图2 1 6 工作波形图2 1 7 工作波形 从上面的分析可知，当脉冲束封锁时间小于振荡时间，脉冲对称的情况下， 采用n o l 脉冲方式，脉冲束到来时，最先开通的s 是硬开通的过程，后面开通 的开关和正常工作时一样，可以实现软开关。同时在最坏的情况下，即开关管 s 1 的漏一源电压v d s l 为输入电压，开关管的漏源电压v d s 2 为零，其体二极 管导通时，开通开关管s l ，的体二极管承受反压关断，通过开关管的电流 包括岛的体二极管的反向恢复电流，的输出电容充电电流以及谐振电流i c s ， 所以开关管s i 电流i s l 会有较大的尖冲。 在实际的电路里，脉冲束关断以后的振荡是一个阻尼振荡，脉冲束关断以后， 谐振电流很快减小。空载待机时，待机模式中，输出需要的能量较小，脉冲束关 断的时间较长，脉冲再次到来时，谐振电流已经很小了，不足以将一个开关管的 浙江大学硕十学位论文 漏源电压充到输入电压，同时将另一个开关管漏一源电压放电到零，就不会出现 丌天管的体二极管承受反压关断，有较大的反向恢复电流的情况。 根据图2 5 用p s p i c e 进行了仿真，用p s p i c e 进行了仿真，仿真条件；输入 3 7 0 v d c ，输出6 v ，0 8 a ，开关周期为1 1 2 4 n s ，在1 6 8 m s 时切换负载，从满载切 换到5 负载。在间歇式模式中，对称情况下n s l = n s 2 = 2 0 ，不对称的情况先分 析n s l = 2 0 ，n s 2 = 1 9 ，脉冲束封锁的时间为2 0 0 个开关周期。 口i 。 ；m i! t ：ed r i h t k t 图2 1 8 脉冲封锁时问小于振荡时间的情况下采用n o1 的工作波形 采用n o1 中对称方式，紫色的是上管s l 相关的波形，蓝色的是下管相 关的波形。每次脉冲束来时，先开通下管s 1 ，再开通上管。如图2 1 8 所示， 采用n o l 方式，在脉冲束到来前，上下两个丌关管的v d 。电压还都还有较大的振 荡，但此时的谐振电流不足以将一个开关管的漏源电压充到输入电压，同时将 另一个开关管漏一源电压放电到零，先开通的丌关管是硬玎通的，后面开通的开 关管可以实现软开关。采用n o2 的方式是类似的。 ( 2 ) 脉冲数不对称的情况 如图2 1 2 脉冲不对称的情况，通过前面的分析可知跟前面n o l 和n 0 2 开 通过程不同的是n o5 ，先开通上管s l 两次，再开通下管。从前面脉冲对称的 情况分析可知，脉冲束到来时，先开通的开关是硬开关的过程，之后的开关工作 与正常工作时一样可以实现软开关。采用n o5 方式，先开通& ，关断以后为 的开通创造了z v s 的条件，如果再次开通，那么会失去软开关的条件。 主电路的仿真条件同上面脉冲对称的情况，仿真结果如图2 1 9 所示，脉冲 不对称情况下，脉冲束到来前，开关管寄生电容上的电压还有较大振荡时，谐振 浙江大学硕十学位论文 电流已经很小了，不足以将一个开关管的漏源电压充到输入电压，同时将另一 个丌天管漏一源电压放电到零，用n o5 方式开通，紫色的是上管s 一相关的波形， 蓝色的足下管相关的波形。每次脉冲束来时，先开通上管& 两次，再开通下 管。最先开通& 是硬开通的过程，关断以后为的开通创造了z v s 的条件， 再次开通，然后再开通& ，那么会失去软开关的条件，且开关管的电流尖峰 比较大。 a ，一d 1 r 图2 1 9 脉冲封锁时间小于振荡时间的情况下采用n o5 的工作波形 当脉冲束封锁时间小于振荡时间时，采用脉冲对称方式或者不对称方式，最先开 通的开关管是不能实现软开关的，且在最坏的情况，一个开关管的体二极管导通 时，丌通另一个开关管，那么将有较大的反向恢复电流流过开通的开关管，可能 会破坏管子。在实际的电路中，脉冲束关断以后的振荡是一个阻尼振荡，脉冲束 关断以后，谐振电流很快减小。空载待机时，待机模式中，输出需要的能量较小， 脉冲束关断的时间较长，脉冲再次到来时，谐振电流已经很小了，不足以将一个 开关管的漏源电压充到输入电压，同时将另一个开关管漏一源电压放电到零，就 不会出现开关管的体二极管承受反压关断，有较大的反向恢复电流的情况。所以 待机模式中，采用对称脉冲的方式，最先开通的开关管是硬开关的过程，后面开 通的开关管可以实现软开关。 浙江大学硕士学位论文 2 3 本章小结 本章先分析了p w m 控制变换器和谐振型变换器待机模式的原理和特性， 通过进行比较，找出适合于宽输入电压范围的l l c 谐振型变换器的待机控制模 式。再在此基础上分析了l l c 谐振变换器待机模式中不同脉冲控制方式对于待机 模式中软开关的影响，得出选用对称脉冲方式是比较合适并且易于实现的。 浙江人学硕上学位论文 产生电流检测控制信号a 。当负载小于一定临界值p 。，电流检测信号a 通过逻 辑电路( l o g i cc o n n - 0 1 ) 使电路进入待机模式工作。 电压检测控制( v 。s e n s e ) 通过检测输出电压，产生电压检测控制信号b 。 在待机模式中，前面的分析可知，闭环调节只有在有脉冲束输出的时间段内起作 用，那么输出电压的纹波会比较大，通过电压检测控制可以将输出电压的纹波控 制在一定的范围内。同时在待机模式工作时，电压检测控制和输出滤波电容毗及 负载大小一起控制脉冲束的宽度和间歇式模式的周期。 3 2 待机控制的具体实现 3 2 1 正常模式和待机模式的比较 将图3 1 中的虚线框中的电压反馈控制、电流检测控制和电压检测控制， 在逻辑上进行具体化如图3 2 所示。 雄、b ， 小| 8 = 自 皇扭岛h 。一瓣基瞪片 r 弭 卜瓿b j 登一j 一 蛔# 一 皂蛐。慧v 生 l m i 厂l 一 图3 2l l c 谐振变换器主电路和控制电路的具体实现 如图3 2 所示，电压反馈控制通过检测负载电压，跟基准电压f 比较，经 过p i 比例积分调节，再通过压控振荡器( v c o ) 控制输出控制脉冲的频率。刚开 始整个电路未进闭环时，要使得压控振荡器( v c 0 ) 的输入电压最小，压控振荡 器输出一个最低频率厶一当然厶。要在主电路的感性工作区间的频率范围 ( 厶 厂 z ) 内，使得主电路以厶。对应的感性工作区间较大的直流增益启动， 浙江大学硕士学位论文 a j1 一卜 v o 范三釜：乏三 b j 1 j 一厂l 一厂 ： 1 d 0 ( a ) 正常模式工作情况 1 a o 厂 v o 溉j 签：三二三 bj _ l j l _ l _ l 上 d 0 11 厂 厂 厂 广 _ t 日u 一 ( b ) 待机模式工作情况 图3 3 电流检测信号a 、电压检测信号b 与脉冲封锁信号d 的关系 待机工作时，待机模式的周期t b 。t 如图3 3 ( b ) 所示，在t b 。：的高电平 时间，有脉冲束输出，在t b 。低电平时问，脉冲封锁。电路在待机模式下传输 的功率与脉冲束的宽度有关。t b u 。是由输出电压的脉动，输出电容以及进入待 机模式的临界负载r 。决定的。待机模式的频率一般在h z 量级如( 5 - - 1 0 h z ) 1 6 1 。 3 2 2 待机模式的实现 如图3 4 所示，为待机模式中产生上下两路脉冲的控制逻辑和时序图。前 面分析可知，电压反馈控制通过压控振荡器产生驱动脉冲v c o ，同时电流检测 信号a 和电压检测信号b 通过或门产生脉冲封锁信号d 。如果直接将脉冲封锁 信号d 和压控振荡器产生的脉冲v c o 相与，可能出现在不完整脉冲的情况，这 样对开关管的软开关是不利的。为此加入d 触发器，将脉冲可石石作为d 触发器 的时钟脉冲，这样只有在脉冲v - - c 6 的上升沿到来时，d 触发器才会翻转，产生 的q 信号与v c o 和可石石相与，不会出现脉冲不完整的情况。将真正的脉冲封 锁信号q 与v c o 和可石石分别相与，得两路互补的驱动脉冲q & v c o t f 0q 可石石， 分别对这两路互补的信号削去前沿加入死区，再经过驱动芯片( m o s f e td r i v e r ) 就得到两路互补的带死区的驱动信号v g s i 和v g s 2 。 1 s 浙江大学硕士学位论文 正常工作时，由于封锁脉冲信号d 一直是高电平，d 触发器不会翻转，这样 信号q 也是高电平，和脉冲信号v c o 和一v c o 相与，得到两路互补的带死区的 驱动信号。 采用d 触发器以后，可以保证了驱动脉冲的完整性，但同时会带来一个问 题，从图3 4 中可见信号q 会滞后与信号d ，下面以脉冲束到来时刻为例，分( a ) 、 ( b ) 、( c ) 、( d ) 四种情况进行分析。( a ) 处是脉冲封锁信号d 的上升沿到来时，刚 好足州钟信号c k 的下降沿，这样要等到时钟信号c k 的下一个