（微电子学与固体电子学专业论文）升压型电流模式的pwm开关电源芯片研究与设计.pdf

摘要 摘要 本论文的设计工作来源于上海龙鼎微电子公司的项目“同步b o o s t 转换器， 主要对小电流同步升压型开关电源的工作原理进行理论研究并设计实现。 本文全面而系统地研究了升压型d c d c 转换器的基本工作原理与相关控制方 式，为本芯片系统的设计与实现提供了理论指导。论文对升压型d c d c 转换器的 系统稳定性做了深入的研究与计算，提出了芯片内部的频率补偿电路方案，并设 计了内部频率补偿电路来代替芯片外部的r c 补偿网络，并基于c a d e n c es p e c t r e 仿真平台的v c t i l o g a m s 验证了系统的稳定性，该方案对其它模拟i c 设计有很好 的借鉴意义。 该芯片采用电流模脉宽调制控制方案，大大提高了芯片的电源电压和负载变 化的瞬态响应性能，并且设计了动态斜坡补偿电路以消除电流模d c d c 转换器中 开环不稳定的缺点。本文还设计了内置软启动电路，避免了启动过程的大电流。 同时，采用同步整流技术，在提高效率的同时节省了p c b 板的面积。当负载电流 减小时，系统会自动进入s k i p p u l s e 状态来提高系统的效率。另外芯片有了欠压保 护、过压保护、过流保护、过温保护等多种功能。 整个电路基于某公司0 6 z m4 0 vb c d 工艺设计，基于c a & m c es p e c t r e 完成了 整体电路前仿真验证。仿真结果表明，电路功能和性能指标均已达到设计要求。 关键词：开关电源升压型电流模同步整流频率补偿 a b s t r a c t t h ep a p e ri sb a s e do nt h e p a m ( s h a n g h a i ) a n dm a i n l y a b s t r a c t p r o ie c t “s y n c h r o n i z e d j d i s c u s s e st h ep r i n c i p l e s y n c h r o n o u sb o o s ts w i t c h i n gr e g u l a t o r b o o s tc o n v e r t e r o ft h e o ft h el o wc u r r e n ta n d t h i sp a p e ra n a l y z e sa n ds t u d i e st h eb a s i cp r i n c i p l e so fb o o s td c d cc o n v e r t e r w h i c hi st h et h e o r yg u i d a n c eo ft h ed e s i g na n dt h ei m p l e m e n t a t i o no ft h i ss y s t e m t h i s p a p e rm a k e sd e e pr e s e a r c ha n dc a l c u l a t i o nt ot h es y s t e ms t a b i l i t yo f b o o s td c d c ，a n d p u t sf o r w a r d sas c h e m eo fi n t e r n a lf r e q u e n c yc o m p e n s a t i o nc i r c u i t t h e na ni n t e r n a l f r e q u e n c yc o m p e n s a t i o nc i r c u i t i sd e s i g n e da n di tc a nr e p l a c et h ee x t e r n a lr c c o m p e n s a t i o nn e t w o r ko f t h ec h i p a n dt h e niu s et h ev e r i l o g - a m sw h i c hb a s e do n c a d e n c es p e c t r et ov a l i d a t et h es t a b i l i t yo fb o o s td c d c ，t h i ss c h e m eh a sv e r yg o o d r e f e r e n c em e a n i n g st oo t h e ra n a l o gi cd e s i g n t h i ss y s t e ma d o p tp e a kc u r r e n t - m o d ec o n t r o l ，t h et r a n s i e n tr e s p o n s es p e e do ft h e s u p p l yv o l t a g ea n dt h el o a d sv a r i e t yb e c o m e sm o r ef a s t e r c o m p e n s a t i o nc i r c u i ti s d e s i g n e di no r d e rt oo v e r c o m et h ed i s a d v a n t a g e so fc u r r e n tm o d ec o n t r o ls u c ha s i n s t a b i l i t yo fo p e n l o o p i nt h i sp a p e r , ai n s i d es o f ts t a r tc i r c u i tw h i c hc o u l da v o i dt h e l a r g e c u r r e n ti nc o u r s eo fs t a r t i n gi si n t r o d u c e d i na d d i t i o n , t h ei ci n t r o d u c e s s y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o nt e c h n o l o g yt oi n c r e a s et h ee f f i c i e n c ya n ds a v et h ea r e ao f t h ep c bb o a r d w h e nt h el o a db e c a m ev e r ys m a l l ，t h es y s t e mw i l lg ot h es t a t eo ft h e s k i p - p u l s ei no r d e rt og e tm o r ee f f i c i e n c y b e s i d e ，l o t so fp r o t e c t i o nc i r c u i t sa r e i n t e g r a t e di nt h ec h i p ，s u c ha st h e r m a ls h u t d o w n ，o v e rv o l t a g ep r o t e c t i o n , u n d e rv o l t a g e l o c k o u t , o v e rc u r r e n tp r o t e c t i o n ，a n ds oo n t h ew h o l ec i r c u i ti sd e s i g n e db a s e do nt h e0 6 p m4 0 vb c d p r o c e s s t h es i m u l a t i o n a n dv e r i f i c a t i o ni sc o m p l e t e db yt h ee d at o o l ss u c ha ss p e c t r ee t c a c c o r d i n gt ot h e s i m u l a t i o nr e s u l t s ，t h ef u n c t i o na n dp e r f o r m a n c eo ft h ew h o l ec i r c u i th a v em e ta l lt h e r e q u i r e m e n t s k e y w o r d ： s w i t c h i n g r e g u l a t o r b o o s tc u r r e n t - m o d e s y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o nf r e q u e n c yc o m p e n s a t i o n 西安电子科技大学 学位论文独创性( 或创新性) 声明 秉承学校严谨的学分和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名：至! l 歪丝型日期丝! 墅! ：狴 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保 留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内 容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后 结合学位论文研究课题再撰写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 本人签名：主丛至丝型 导，日i 签名：粉 日期兰：竺! ：攀 日期泌兰二2 ( = 距 第一章绪论 第一章绪论 本章简要介绍了模拟集成电路设计的特点与b c d 工艺技术，并阐述了电源管 理技术的现状和发展趋势，最后结合本论文主要完成的设计工作，介绍了论文的 章节安排。 1 1 模拟集成电路设计与b c d 工艺技术 模拟集成电路设计是集成电路设计中的难点，它是在模拟电子线路理论和数 字集成电路工艺的基础上发展起来的。在模拟集成电路设计时，为了满足具体的 性能指标，往往要采用不同的电路结构，并且要有工艺提供有源、无源器件的匹 参数及工艺的寄生参数。模拟集成电路的电路结构与元件参数具有对称性，也就 是说尽管集成电路工艺制作的元件、器件的参数精度不高，但是相同元件、器件 的制作工艺相同、当它们的结构相同且几何尺寸相同时，它们的特性和参数就比 较一致，因此，在模拟集成电路中住往采用结构对称或元件参数彼此匹配的电路 形式，利用参数补偿的原理来提高电路的性能。在电路设计时，我们经常用有源 器件代替无源器件，这是因为有源晶体管占用的芯片面积小，参数也易于匹配， 因此在模拟集成电路中常常用双极型晶体管或场效应管等有源器件来代替电阻、 电容等无源元件。但是，又由于目前集成电路工艺还不宜制作电感，大容量的电 容以及阻值较小和阻值较大的电阻也难以集成，因此，模拟集成电路在应用时还 需外接部分电感、电阻和电容等元件。所以，模拟集成电路设计者不仅要有良好 的电路系统方面知识，还要求对工艺有较好的认识。 自从8 0 年代以来，c m o s 因其工艺简单、器件集成度高和功耗低等优点，已 成了v l s i 的主导技术。进入9 0 年代，由于通信、计算机、多媒体等的发展，超 高速和大电流驱动大势所趋，从而要求发展一种能兼容双极与m o s 器件各自特点 的工艺技术和新结构器件的设计技术，这就是b c d ( b i p o l a r - c m o s d m o s ) 工艺 技术。 电源管理i c 由于应用场合的特殊性，要求双极型工艺和m o s 工艺相结合， 在面积最小化的前提下保证驱动能力，以满足高速大电流的场合，另外，高压应 用也要求高压工艺m o s 器件。 1 2 国内外关于电源管理i c 研究的现状及趋势 电源管理( p o w e rm a n a g e m e n t ) 芯片是电源管理技术与半导体结合而形成的 一类产品。对于电路管理i c 这个名称，有人称这为电源i c ( p o w e rs u p p l yi c ) ， 2 升压型电流模式的p l t g d 开关电源芯片研究与设计 也有人称之为功率i c ( p o w e ri c ) 。电源技术是与现代控制理论、微电子技术、材 料科学等许多领域密切相关的一门多学科互相渗透的综合性技术，它对现代通讯、 电子仪器、计算机、及某些高新技术起着非常关键作用。无线多媒体通信和计算 市场的迅猛发展既对电源提出了越来越高的要求，同时也为电源以及电源管理i c 发展注入了一股强劲的动力。数字i c 技术在工艺微缩后对电压、电流变化的容忍 和保护日益重要，不同的i c 需要不同的供应电压，这就促成对更多电源管理i c 的需求。随着手机、p d a 、数码相机和m p 3 等以电池供电的便携式设备中彩屏、 j a v a 游戏、内置c m o s 镜头、g p s 等各种功能的整合，电力需求和电池寿命长也 成设计必备要素，电源管理i c 的地位可说是越来越显重要，如何设计高效的电源 管理已经成为一项挑战。 随着对电源管理效率要求的不断提高，便携式设备中的电源变换从以往的线 性电源逐渐走向开关式电源，但二者有各自的优势和劣势，适用于不同的场合。 1 线性电源l d o ( 低压降稳压器) l d o 具有成本低、封装小、外围器件少和噪音小的特点。l d o 的成本只有 d c d c 转换器的几分之一。l d o 的封装从s o t 2 3 到s c 7 0 、q f n ，直至w c s p ( 晶 圆级芯片封装) 【l 】，非常适合在手持设备中使用。对于固定电压输出的使用场合， 外围只需2 到3 个很小的电容即可构成整个电源管理方案。 l d o 最大优势是其超低的输出电压噪声，t i 的t p s 7 9 3 2 8 5 输出电压纹波小于 3 5 i - t v r m s ，还有极高的信噪抑制比，非常适合用于对噪声敏感的r f 和音频电路的 供电，而且在线性电源中没有电磁干扰( e m i ) 。 l d o 的效率取决于输出电压与输入电压之比：1 1 _ v 咖缸。在输入电压为3 6 v ( 单节锂电池) 的情况下，输出电压为3 v 时，效率为9 0 9 ，而在输出电压为1 5 v 时，效率则下降为4 1 7 。在输出电流较大时l d o 效率降低，不仅会浪费电能， 而且芯片发热会影响系统稳定性。 2 开关式电源 开关式电源分为电感式开关电源和电容式开关电源。 ( 1 ) 电感式开关电源 电感式开关电源是利用电感作为主要的储能组件，为负载提供持续不断的电 流，通过不同的拓扑结构可以完成降压、升压和负压的功能。 电感式开关电源具有非常高的转换效率，其工作时主要的电能损耗包括：1 ) 内置或外置m o s f e t 的导通损耗，主要与占空比和m o s f e t 的导通电阻有关；2 ) 动态损耗，包括高侧和低侧m o s f e t 同时导通时的开关损耗和驱动m o s f e t 开关 电容的电能损耗，主要与输入电压和开关频率有关：3 ) 静态损耗，主要与i c 内 部的漏电流有关。 第一章绪论 3 在负载电流较大时，上面的损耗都相对较小，故电感式开关电源可以达到9 6 的效率。但是在负载变小时，这些损耗就会相对变大而影响转换效率。 电感式开关电源的缺点是电源方案的整体面积较大( 主要是电感和电容) ， 输出电压的纹波较大，在p c b 布板时必须格外小心以避免电磁干扰( e m i ) 。提 高开关频率可以有效的减小电感和电容的体积及输出电压纹波。t i 的t p s 6 2 0 4 0 的开关频率达1 2 m h z ，当输出电流为1 2 a 时，外部电感只需6 2 出。 ( 2 ) 电容式开关电源电荷泵 电荷泵是利用电容作为储能组件，内部的开关管数组控制电容的充放电。为 减少由于开关造成的e m i 和纹波，很多设计采用双电荷泵的结构。电荷泵可以完 成升压、降压和负压的功能。 由于电荷泵内部电路结构的原因，当输出电压与输入电压成一定倍数关系如2 倍或1 5 倍时，最高的效率可达9 0 以上。但效率会随着两者之间的比例关系而变 化，也会低至7 0 以下，应尽量利用电荷泵的最佳转换工作条件。由于储能电容 的限制，其输出电压一般不超过输入电压的3 倍，而输出电流不超过3 0 0 m a 。 电荷泵特性介于l d o 和电感式开关电源之间，具有较高的效率和相对简单的 外围电路设计，e m i 和纹波居中，但有输出电压和输出电流的限制。 目前关于电源管理i c 研究主要方向是运用电源管理技术来降低电路和系统的 功耗，而这可以从软件实现和硬件两方面考虑： 在软件方面采取的机制是在嵌入式操作系统中使用电源管理模块、考虑终端 系统工作的功耗模式等应用设计技术等，使采用该技术的终端能够在相同的电池 容量情况下运行更长的时间。其中最常用的是一种“动态电源的管理技术”，即：动 态的分配系统资源，以最少的元器件式元器件最小工作量的低功耗，来完成系统 任务。从硬件设计的角度来说，目前主要是通过使用良好的电路结构，提供多种 时钟频率，降低工作电压等措施来更好的实现电源管理。 世界领先的著名半导体大公司纷纷加大对性能的电源管理集成电路设计的投 入并推出新型产品。由于产品尺寸越来越小，功能越来越复杂，很多问题和新的 技术的也就相应产生了。高频化和软开关技术的开发研究，使功率变换器性能更 好、重量更轻、尺寸更小；电源的控制已经由模拟控制，模数混合控制，进入到 全数字控制阶段，全数字控制是一个新的发展趋势；高频开关电源有电磁兼容 e m c 问题也成为各个学校研究的扔热点。 近年来世界半导体的销售量呈明显上升态势，电源管理i c 更是其中的主力。 据估计2 0 0 7 年的全球电源管理芯片销售额将达n 2 3 3 亿美元。市场的扩大刺激了 电源管理i c 的发展和创新。总的来说，现阶段电源管理朝以下几个方面进行发展 【2 ，3 ，4 】： 第一，小型化、轻便化、高频化发展。开关稳压器的体积、重量主要是由储 4 升压型电流模式的p w m 开关电源芯片研究与设计 能元件决定的。理论分析和实践经验表明，电气产品的变压器、电感和电容的体 积重量与供电频率的平方根成反比。所以当我们把频率从工频5 0 h z 提高到2 0 k h z ， 提高4 0 0 倍的话，用电设备的体积重量大体下降至工频设计的5 1 0 。因此开关电 源转换器的小型化实质上就是尽可能减小其中储能元件的体积。在一定范围内， 提高开关频率，不仅能有效地减小电容、电感的尺寸，而且还能抑制电磁干扰， 改善系统的动态性能。第二，提高可靠性。要从设计方面着眼，尽可能使用较少 的器件，提高集成度，增加电路的保护功能，提高平均无故障时间，并简化电路。 第三，降低噪声。单纯追求高频化，会引起很大的噪声。电子信息设备用量的激 增使得电磁干扰( e m i ) 问题日益突出，而开关操作时产生的浪涌和噪声则是开关 电源转换器的固有缺陷。目前一般采用z v s ( 零电压开关) 和z c s ( 零电流开关) 等软开关技术作为抑制浪涌发生的常规方法。尽可能降低噪声影响成为开关电源 转换器的又一发展方向。第四，开发新型半导体器件。集成稳压器的发展与半导 体器件的发展关系紧密。高频化开关电源转换器的实现，需要相应的高速半导体 器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率m o s f e t 、i g b t 等新型高速器件，开 发用于高频领域的低损耗磁性材料，改进电磁元件的结构和设计方法，提高滤波 电容的介电常数及降低其等效串联电阻( e q u i v a l e n ts e r i a lr e s i s t a n c e ，e s r ) 等， 对于开关电源转换器器的小型化始终起着巨大的推动作用。 自1 9 5 8 年集成电路问世以来，半导体技术的发展可谓一日千里，电源管理技 术也在集成化的道路上飞速前进。经过几十年来的不断发展，开关电源技术有了 重大进步和突破。在市场需求的推动下，我们可以看到，高效率、小型化、集成 化、智能化以及高可靠性是大势所趋，也是今后的发展方向。 1 3 本论文的主要工作 本论文结合公司项目和当今电源管理的发展趋势，设计了一款小电流、微功 耗同步升压型开关电源。该芯片设定为2 m h z 的固定工作频率，在轻负载条件下 可选择在跳周期s k i p - p u l s e 模式工作，且静态电流仅为6 5 z a ，最大程度地延长了 便携式应用中电池的使用寿命。该芯片还包括1 从的停机功能、软启动控制、过 温关断和电流限制等辅助功能。设计电路采用同步整流技术，提高效率的同时减 小p c b 板的面积。 本文的主要工作是b o o s t 芯片电路的设计及验证。首先，从系统的角度出发 了解b o o s t 芯片的系统结构，从而确定系统中各模块的性能参数；其次，利用自 己的电路知识设计出子模块电路；接着，利用s p e t r e 软件对电路及系统进行仿真， 使电路达到系统的设计要求。 第一章绪论 本文主要由下面几个部分组成： 第一章：绪论，简单介绍了模拟集成电路设计及其工艺实现和电源管理i c 研 究的现状及趋势。 第二章：开关电源系统的拓扑结构和特点，并详细阐述了b o o s t 开关电源系统 的工作原理。 第三章：介绍了开关电源中常用的反馈模式和控制模式，然后分析了系统的 稳定性及补偿原理。 第四章：芯片的系统设计，确定了芯片的系统功能和各项电特性指标，并在 此基础上针对芯片特点和典型应用，对芯片的拓扑结构、工作方式、控制模式及 子模块划分和功能定义等进行了详细讨论。 第五章：系统中模块电路的设计及仿真，主要是对c m o s 误差放大器电路、带 隙基准电路、o s c i l l a t o r 电路、比较器电路、过温保护电路等的设计与仿真。 第六章：系统整体电路仿真验证。 最后是结束语，致谢，参考文献及研究生在读期间的研究成果。 第二章开关电源变换器基本原理 7 第二章开关电源变换器基本原理 本章首先简要介绍了开关电源的分类与特点，接着重点分析了b o o s t 型d c d c 转换器的基本工作原理。 2 1 开关电源变换器的类型与特点 开关电源变换器采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性的通断开关， 并且控制开关元件的占空比来稳定输出电压【5 1 闭。图2 1 为其基本架构。 开关电源变换器有三个主要部分组 成：功率级变换器、脉冲宽度调制器和 误差放大器。其中功率级变换器的作用 是进行功率变换，它是开关电源的核心 广r 辛 图2 2b u c k 型变换器 图2 3b o o s t 型变换器 图2 4b u c k - b o o s t 型变换器 v 虹叫功率级交换器 基准电压 v 心 图2 1 开关电源基本架构 部分；脉冲宽度调制器是用来产生周期性的 通断开关的信号；此外还有启动电路、过流 与过压保护电路、噪声滤波器等组成部分。 一、开关电源的分类【6 】： 开关电源的拓扑结构有十多种，但比较 常见、用的比较多是b u c k 型、b o o s t 型、 b u c k b o o s t 型这三种，其它的类型也是由这 三种类型发展变化而来的。它们分别如图 2 2 、图2 3 、图2 4 所示。 图2 2 是b u c k 型变换器的拓扑图，也称 为降压变换器，最大的优点是损耗低、效率 高。图2 3 是b o o s t 型变换器的拓扑图，也 称为升压变换器，通常应用于低功耗的场 合。图2 4 是b u c k b o o s t 型变换器的拓扑图， 也称为升降压变换器，其输出电压可以高于 输入电压，也可以是输出电压可以低于输入 电压。 升压型电流模式的p 聊开关电源芯片研究与设计 二、开关电源的特点： i 高效率、低功耗：开关电源被誉为高效节能电源。开关电源内部调整管工 作在高频开关状态，其等效电阻很小。当流过大的电流时，消耗在调整管上的能 量很小，所以电源效率可以达到9 0 ，比普通线性电源转换器要高的多。 2 输出电压变化范围大：输出电压既可以比输入电压低，也可以比输入电压 高，还可以改变电压的极性。 3 所需的外围器件尺寸小：随着开关频率越来越高，对于相同的输出纹波， 它所需要的外部元件，比如电感和电容的值越来越小，即外围器件尺寸越来越小， 从而节约了面积和空间。 4 可靠性高：在开关电源电路设计中设有多种自动保护电路。当系统出现异 常情况时可自动切断电源，从而达到保护作用。 三、开关电源的主要特性指标【6 】： 1 输出电压线性调整率：反映了输出电压随输入电压变化而变化的灵敏程度。 它定义为在负载电流、环境温度保持不变的条件下，输入电压变化，由此引 发输出电压产生v 咖的变化量。其公式表示为 s ：垒竖100(2-1) ”吃 2 输出电压负载调整率：反映了输出电压对于负载电流的变化而保持不变的 调整能力。负载调整率定义为 s ，：垒竖1 0 0 。叫( 2 - 2 ) ：坠 3 静态电流： ( 1 ) 关断电流：指芯片处于关断状态时整个芯片所消耗的电流。 ( 2 ) 有源静态电流：即我们通常所指的芯片正常工作时的静态电流，即电源对 地管脚电流，是指开关电源稳压器输入输出之间的电流差： ，q = i ，一i d ( 2 - 3 ) 在d c d c 转换器中，静态电流就是电路的总偏置电流，静态电流越大，静态 功耗就越大，电路的工作效率也就越低。因此降低静态电流对提高稳压器的工作 效率来说是很重要的。 ( 3 ) 休眠时静态电流：一般指芯片在间歇工作方式下，当芯片进入休眠时整个 芯片所消耗的电流。 4 效率：是指输入输出为额定值时，其输出功率与输入有效功率之比值。 第二章开关电源变换器基本原理 9 效率= 篆美 篆器t 。 q 4 ， 因此，输入输出压差越低，静态电流( 输入电流和输出电流之差) 越低，开 关稳压器的工作效率就越高，可高达9 5 以上。 5 输出电压纹波：是在输出端呈现的输入频率及开关变换频率同步的分量， 用峰峰值表示，一般为输出电压的o 5 以内。对d c d c 转换器来说，在输入输 出电压、功率及电感电容确定的情况下，工作频率越高则系统输出的纹波越小。 由此可知当今d c d c 转换器的趋势之一是高频化。 针对本文主要是研究升压开关电源变换器，接下来主要讨论b o o s t 变换器的工 作原理。 2 2b o o s t 型变换器工作原理分析 2 2 1 工作原理 图2 5 是b o o s t 型开关电 源变换器的电路图，由功率开 关q 1 、电感l 、续流二极管d l 、 负载电容c 、负载r 、功率开关 导通控制电路c o n t r o l 组成。 其中尼是电感的直流电阻， 砰是负载电容c 的等效电阻 ( e r c ) 。当功率开关管q l 导通 图2 5b o o s t 型d c d c 架构图 r 时，电感的右端接地，流过电感的电流增加，电能以磁能的形式贮存在电感中， 此时，由于续流二极管d 1 反偏，所以d 1 处于截止状态，并且电容c 通过负载r 放电，给负载提供能量；当功率开关管q l 截止时，电感的电流不能突变，但会慢 慢减小，电感两端的电压反相，使续流二极管d 1 正偏导通，电感向负载释放磁能， 并为负载电容充电。 根据在一个开关周期里的电感电流是否连续，开关电源变换器通常有两种工 作模式，即电感电流连续模式( c o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e ，c c m ) 和电感电流断续 模式( d i s c o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e d c m ) 【7 】【引。 1 0 升压型电流模式的p w m 开关电源芯片研究与设计 2 2 2 电感电流连续模式( c c m ) 电感电流连续模式是指变换器在整个开关周期中电感电流是连续变化的。通 过分析此模式下电感电流电压关系可以得到输入电压、输出电压、输入电流、输 出电流和控制信号占空比的关系，进而可以更好的理解输出电压是怎么由输入电 压控制的。此模式又可以分为两个阶段：功率开关管q l 导通阶段( 0 t 毛) 和 功率开关管q 1 截止阶段( 霸t 正。图2 6 是这两个阶段的线性等效图。 导通阶段，功率开关管q 1 可以等效一个很小的电阻，所以也就是一个很小的 电压降陈。；同时，电感由于有直流电阻的存在也会有一个很小的电压降j ：r ：； 最后，实际加在电感上的电压为巧一( 。+ 。r ，) 。从而，电感上的电流随着这个 电压成线性增加，一个很熟悉的关系式： f l = 篆虬= 譬脚亿5 ，d t l l ? 一一 也就是 他( + ) ：生型雩生型( 2 6 ) 式( 2 6 ) 中虬( + ) 代表导通阶段电感的峰 值，并且在这一时间内，所有的负载电流都 由输出电容决定。 截止阶段，功率开关管q 1 等效成一个 无穷大电阻，又由于电感中的电流不能突 变，此时电流的流向从q 1 转向续流二极管 d 1 ，并且电感上电压的极性发生改变。电感 左端的电压变为巧一，：r ，电感右端的电 压变为+ ，其中为续流二极管d 1 的 正向电压降。最后，此阶段加在电感两端的 ( a ) b o o s t 型d c d c 架构图 l ( b ) b o o s t 型d c d c 储能等效电路 l + r 0v o + r ov o + 如 ( c ) b o o s t 型d c d c 续流等效电路 图2 6b o o s t 型d c d c 架构图 电压值( v o + 圪+ l 置) 一巧，方向与导通时相反，因此，电感中的电流会越来越 小，如下式所示： 她( - ) ：笠生粤坐丛( 2 - 7 ) 在这两个阶段，有虬( + ) = 业( 一) 成立，从而可以得到v o 表达式， v o = ( 巧一t 置) ( 1 + 乒) 一圪一( 知( 2 - 8 ) o f fo f f 其中磊= + ，并且有占空比d = 五，进一步化简得 第二章开关电源变换器基本原理 = 一一( 尚 ( 2 9 ) 又假设功率开关管q 1 电压降、 巧可以忽略不计，从而有 = 尚 电感直流电压降五咒和二极管0 1 正向0 a e , 降 ( 2 - 1 0 ) 对于上述分析有一个直观的理解：导通阶段，能量储存在电感中；截止阶段，把 能量提供给负载；并且，导通的时间越长，则储存的能量越多，提供给负载的能 量也就越多，导致输出电压也就会越大。 又由能量守恒定律，输入能量等于输出能量，也就是巧= v ox i o 从而也可 以得到电感中平均电流和输出电流的关系式 l ( 删_ 1 一o 万 图2 7 为电感电流连续模式下开关管电流 电压波形图。 2 2 3 电感电流断续模式( d c m ) ( 2 - 1 1 ) v 1 圈二：口， 薏，笔套淼焉黧喜羞喜基= = e 三盆，性，电感中的电流减小过零会往负值变 卜一 化，有了二极管，电感中的电流会维持在 图2 7 c c m 模式下主要信号波形图 零，图2 8 是电流断续模式下电感电流的 波形图。所以模式又可以分为三个阶段，其中有功率开关管q 1 导通阶段和功率开 关管q l 截止阶段，这两个阶段的操作方式与电感电流连续模式一样，只是工作时 间不同罢了，关断时间k ( 1 - d ) x t s 。第三阶段则称为懒惰阶段，时间为 岛乃= 乃一一。 导通阶段，分析如同连续模式，有下式成立 虬( + ) = 孚= 孚d 五= k ( 2 - 1 2 ) 截【匕阶段，有下式成立 1 2 升压型电流模式的p w m 开关电源芯片研究与设计 虬( 一) = v o l - - f i = v o 三- v l d 2 五i o 燃 ( 2 1 3 ) 同理有必( + ) = 缸( 一) ，从而可以得到 圪表达式 ；吼_ h i ； 卜一t s _ 1 一 毗 一 图2 8 电流断续模式下电感电流的波形图 即警即等 协 同时，输出电流的平均值也可以求得 毛= 等= 三 圭j 麒。：五 由( 2 1 2 ) 、( 2 1 4 ) 、( 2 1 5 ) 最后可以求得 ：巧1 + 4 _ 1 + - 4 x l y k 其中，k = 措。 从上面的分析可以得到，在电感电流断续 模式中，输出电压是输入电压、脉冲占空比、 电感、脉冲频率、输出电阻的一个函数，而 在连续模式中，输出电压只和输入电压、脉 冲占空比有关。 图2 9 为电感电流断续模式下开关管电 流电压波形图。 那么，到底一个b o o s t 电路是工作在连 续模式，还是断续模式，主要是通过外围器 件的选择来决定的，可以参考以下标准： 当嚣 - d ( 1 - d ) 2 ，开关电源变换器工 作在连续模式； ( 2 1 5 ) ( 2 - 1 6 ) 一口 口吖 t 爿： 1 l m f 么么“ 飘 睑 全吖 ：唾乌上 图2 9d c m 模式下主要信号波形图 第二章开关电源变换器基本原理 当盖- 5 0 时，固定频率峰值电流模式控制方式存在着固有 的开环不稳定现象，需要引入适当的斜坡补偿，以防止工作在大占空比下的亚谐 波振荡【1 8 】。 图4 1 、图4 2 为电流模p w m 升压型d c d c 在占空比大于5 0 时的开环不 稳定现象形象直观的表明。图中v c 为电压反馈回路的误差放大信号，实线波形为 未加扰动的电感电流，虚线波形为迭) j n t 0 扰动量的电感电流，d 为占空比，r s e n s e 为采样电阻。m 1 为采样到的等效电感电流上升斜率，可表示为【2 0 】【2 1 】： 矿 = 孚咫e 眦( 4 - 1 ) fu m 2 为等效电感电流续流斜率，可表示作： 肌：= 毕 ( 4 - 2 ) 在c c m ( c o n t i n u ec o n d u c t i o nm o d e ) 下，下式成立： 图4 11 3 5 0 时开环稳定性示意图 丝：一旦( 4 3 ) 所l 1 一d 如图4 1 、图4 2 所示，若没有引入补偿斜坡，则有下式成立： m = “丝 ( 钳) m 1 2 4 升压型电流模式的p w m 开关电源芯片研究与设计 由上式( 4 - 4 ) 可知：当占空比小于5 0 ( 即d 1 一d ) 时，i 则呈现周期 性增大趋势，如图4 2 所示，发生了开环不稳定现象。图4 3 为引入了斜坡补偿信 号后的波形示意图，经简单的数学推导，可得下式： “：“业 ( 4 5 ) 。聊l + m 由式( 4 5 ) 可知，引入具有适当斜率m 的补偿斜坡，使下式成立： 蚓a l = l m m 2 ，叫+ m 丢( 川) ( 禾7 ) 皿 = 图4 4 固定补偿网络的等效结构图 图4 3 引入斜坡补偿后的稳定性示意图 = 图4 5 动态补偿网络的等效结构图 在b o o s t 电路中，电感电流下降的斜率优，= ( v o 一巧) 三，电感电流上升的斜率 = ki l ，所以补偿坡度是m o 5 宰( 圪一2 木杉。) l 1 ，由于输入电压随电网变化， 所以补偿值不恒定，这样就有固定的补偿网络和动态的斜波补偿网络。图4 4 为固 定补偿网络的等效结构图，m 1 、m 2 为开关管来控制斜波补偿的时间，1 2 为补偿电 流，c c o m p 为补偿所要求的电容，r s e n s e 为电流模的电路实现反映，1 1 可以认为 是关关电流i s w 。为了得到比较好的补偿，我们一般要最大补偿，也就是v o 取最 第四章芯片系统的研究与设计 大值，取最小值，得到一个补偿斜率k ，由r s e n s e 可以得补偿电压 矿= k 母r 。木缸，进而可以得到补偿电流，= k * a t ，最后可以得到那个产生电压的 电容c = q y = ( ，木a t ) 矿，其中，f 为补偿工作的时间，也就是n m o s 导通的时 间。但这类固定的补偿网络，很多时候会发生补偿或补偿不足，降低电路的性能 并导信号失真。所以有时候需要设计满足不同占空比的斜坡补偿电路，也就是动 态的斜波补偿来使系统稳定。图4 5 为一类常见的动态补偿网络的等效结构副删， 两个运放的作用是一个单位运放，从而a 点的电压为l = v ， 点的电压为o k b = k k ，所以流过r 的电流1 1 = ( v o k ) ( k 牛r ) ，经过m 3 与m 4 电流镜有1 1 = 1 2 ， 这个电流对电容充电，所以，直接可以得到补偿公式为 & ，= q ( c * a t ) = ( v o k ) ( 尼掌r 幸c ) ，式中正好有v 0 和。到底是用固定的补偿 网络，还是用动态的斜波补偿网络，主要是从性价比考虑的，用固定的补偿网络， 电路比较简单，但在同一不变的补偿斜率来满足芯片在所有占空比且在最大的 d d t 下( 即最坏情况下) 都能稳定工作，常常会导致斜坡补偿量大大过剩，严重 影响d c d c 的瞬态响应特性和峰值电感电流，特别是空载状态。所以，有时还必 须要用动态的斜波补偿网络才能克服上述不足，但这种方式的缺点是，电路比较 复杂，比如在这个电路中就要用到很多的电阻电容，还有两个运放，比较占芯片 面积，从产品的概念出发，动态斜波补偿网络也许并不定是最佳的选择。 但是，本系统是高频的时钟频率，并且输入、输出的变化范围都比较小，这 就要求，一个比较准确的斜波补偿，才不会引起过补偿或是久补偿，从而影响系 统的性能，所以在这个系统中用动态的斜波补偿网络。 4 2 3 系统的频率补偿 在所有的反馈系统中，都要进行频率补偿，来使系统稳定。在开关电源系统 中更是如此，不然系统将不能稳定，也就不能提供稳定的电源给其它的系统。其 图4 6 基本的b o o s t 转换电路模型 于连续导通模式的b o o s t 型转换器来说， 实，系统需要频率补偿的本质原因， 可以从以下多个方面来考虑，以本 系统的b o o s t 为例来说明。 首先，我们有必要这种非线性 系统进行某种线性化的处理，来了 解一个开关电源系统的基本特征。 加利福尼亚大学的c u k 博士发明的 “平均状态空间法可以对非线性 系统进行线性化处理【2 5 】，对于工作 其基本电路模型如图4 6 所示。其中r l 升压型电流模式的p 删开关电源芯片研究与设计 圣= 障 = 一孑一0 鼍 + 吉 吩 c 4 8 ， v 。= c 17 x = 01 k( 4 9 ) 文= 计一势褂 。， 1 ，。= c 27 工= 【r 脚1 k( 4 1 1 ) 4 ：怍r l 一上0l 洚旧 妒卜卜睾l 件 c i r = o1 】 ( 4 1 9 ) c 2 r = 【r 脚1 】 ( 4 2 0 ) 第四章芯片系统的研究与设计 对于每一个开关周期t ，都有( c l 诋) t = t ，即d + d o = 1 ，所以转换器在整个 开关周期的状态方程就为 j = ( d 4 1 + d o a 2 ) z + ( d b , + 彩2 ) 1 ，f = a x + b v f ( 4 2 1 ) = ( d c j ，+ d o c j ，) 工= c7x(422) 其中a = a 1 + a 2 ，c = c l r + c 2 r 。现在我们引入电源变化移；和占空比变化0 ，那么 相应的 u = k + 或( 4 2 3 ) d = d + d ( 4 2 4 ) 。z=x+量(4-25) v 。= v o + 帚。( 4 2 6 ) 将式( 4 2 3 ) - - ( 4 2 6 ) 代入式( 4 2 1 ) 和式( 4 2 2 ) 并进行整理可得b o o s t 型转换器的 稳态直流传输方程为 v 杉o = _ c r a - l b = 可1 互r 了= r 五+ r l 冬瓦1 2 而1 ( 睨7 ) d 0 2d o 输入输出的小信号传输方程为 v _ v e ；o = c r ( s l 一么) - 1 6 = l 一1 - - l h e ( s ) ( 4 2 8 ) 占空比到输出的小信号传输方程为 岩= 南 1 - 矗m = 尚哪，h e ( s ) 降2 功 嫁艘c + 百r e s r + 1 8 2 + f 坠型塑+ 上k + 垒婴! ! 二望垒+ 上 i l c 尺，jc r ，l c 啪) = 1 - 志 由式( 4 3 0 ) 可知，b o o s t 型转换器的拓扑结构本身固有两个零点z 。、 点6 0 几、6 0 ，2 ，他们分别是 = 华 ( 4 - 3 0 ) ( 4 - 3 1 ) 6 0 2 2 和两个极 ( 4 - 3 2 ) 南 = 中 胁 升压型电流模式的p i n 开关电源芯片研究与设计 一1 彩几= 面 1 一d ( - o p 2 一面 = 二g 二型 一瓜 ( 4 3 3 ) ( 4 - 3 4 ) 从上面的分析可以看出，一个没有补偿的b o o s t 系统，本身有一个右半平面的 零点，还会在o 5 牛允，处产生两个相同的同频极点，输出有一个主极点。右半平面 零点与左半平面极点，其幅值曲线的斜率按+ 2 0 d b d e c 变化，而相位曲线却按 9 0 0 d e c 变化。如果不补偿的话，相当系统中有三个极点，在系统截止频率f c 之前， 主极点和右半平面的零点使得系统早就相移了1 8 0 0 ，从而，相位裕度无法满足在 4 5 。以上的要求，系统无法稳定，这是要进行频率补偿的原因之一。频率补偿的原 因之二，就是输出