（精密仪器及机械专业论文）高灵敏度GPS软件接收机算法研究及DSP实现.pdf

r e s e a r c ha n dr e a l i z a t i o no f h i g h s e n s i t i v i t y g psso r w a r er e c e i v e r a 1 9 0 r i t h m b a s e do nd s p ad i s s e r t a t i o ns u b m i t t e dt o s o u t h e a s tu n i v e r s i t y f o rt h ea c a d e m i cd e g r e eo fm a s t e ro f e n g i n e e r i n g b y l i uz h e s u p e r v i s e db y p r o e f s s o rc h e nx i - y u a n s c h o o lo fi n s n m m e n ts c i e n c ea n de n g i n e e r i n g s o u t h e a s tu n i v e r s i t y ，n a n j i n g ，p r c h i n a j u n e2 0 1 0 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成 果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过 的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并 表示了谢意。 研究生签名：一叁：1 堑 日 期：垒2 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研 究生院办理。 研究生签名：兰：l 堑导师签名： 日期：v ，口占哆 摘要 摘要 随着美国g p s 系统的发展，g p s 导航定位已经越来越多地被人们所使用。而普通 的g p s 接收机在高楼密集、树荫遮挡、室内等环境中定位的可用性与可靠性下降。在 这些环境下由于信号传播过程中的反射、衍射、散射等原因造成的多径效应会造成信号 之间的相互干扰，衰减严重，导致信号功率低于1 5 0 d b m ，而普通g p s 接收机的灵敏度 仅为1 3 0 d b m 。因此如何提高g p s 接收机的灵敏度成为当前迫切需要解决的问题。 研究发现，g p s 信号捕获与跟踪模块的灵敏度决定了g p s 接收机在弱信号环境中 的性能，因此本文对弱信号环境下的捕获和跟踪算法进行研究。关于弱信号的捕获算法， 本文首先批处理的捕获方法，即利用相干积分和非相干积分结合的方法来增加信号增 益，并提出一种运算量更小：更快的d b z p 捕获方法；分析多普勒效应对捕获的影响， 改进批处理和d b z p 两种捕获方法，提高了捕获概率，避免了多普勒效应对捕获的影响； 并针对导航电文翻转问题提出应对方法。关于弱信号的跟踪算法，由于传统的p l l 和 d l l 跟踪环的鉴别器的非线性因素，加上信号相位的动态变化，锁相环在低载噪比的情 况下失锁，无法跟踪弱信号。所以在弱信号的跟踪方面，本文构造微弱信号的状态和测 量模型，运用卡尔曼滤波、扩展卡尔曼滤波和平淡卡尔曼滤波代替传统的p l l 环和d l l 环，来实现微弱信号的跟踪。 最后，将批处理捕获算法移植到了t m s 3 2 0 c 6 4 1 6d s p 开发板，通过接收到的实际 g p s 信号，验证此算法。 关键字：g p s 信号仿真，微弱信号，捕获，跟踪，k f ，e k f ，u k f a b s t r a c t a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fg l o b ep o s i t i o n i n gs y s t e m ( g p s ) i nu s ，g p sn a v i 2 a t i o na n d p o s i t i o n i n gh a v eb e c o m ei n c r e a s i n g l yu s e di nv a “o u sf i e l d s h o w e v e r t h ea v a i l a b i l i t ya n d r e l i a b i l i t yo fc o m m o ng p sr e c e i v e rd e c r e a s ei nu r b a i n d o o ra r e a ，u m b r a g e ，e t c i nt h e s e p e r t u r b e ds i g n a le n v i r o n m e n t s ，t h es i g n a ls t r i ：n 昏hi sl e s st 1 1 a n 一15 0 d b md u et ot h em u l t i p a t h e 日e c tg e n e r a t e di nt h es i g n a lt r a n s m i s s i o np r o c e s s i nc o n s i d e r a t i o nt h a tc o m m o ng p s r e c e i v e ro n l yh a sas e n s i t i v i t yo f 一13 0 d b m ，s e n s i t i v i t yi m p r o v e m e n tc a nb eap r o b l e m p r e c i s i o no fs i 跚a la c q u i s i t i o na n dt r a c k i n gm o d u l e sa r ec r i t i c a lf o rag p sr e c e i v e rt o m n c t i o ni np e i r t u r b e ds i g n a le n v i r o i l i i l e n t s t h i sp a p e rm a i n l yf o c u s e so nw e a ks i g n a l s a c q u i s i t i o na n dt r a c k i n ga l g o r i t l l i l l i n 、v e a ks i g n a la c q u i s i t i o n ，s i 擘m a lg a i ni se n h a n c e d p r i m 撕l yb yt h eb l o c kp r o c e s s i n ga c q u i s i t i o na l g o r i t h l t lw h i c hi st l l ec o h e r e n t - n o n c o h e r e n t c o m b i n a t i o n a lm e t h o d ；t h ed b z pm e t h o d ，af a s t e ra c q u i s i t i o na l g o r i t h mw i t hh i g h e r c o m p u t a t i o n a le 炳c i e n c yi st h e np r e s e n t e d t 订oa c q u i s i t i o nm e t h o d sa r eo p t i m i z e dt oi m p r o v e t l l ep r o b a b i l i 锣o fa c q u i s i t i o na i l de l i m i n a t et h en e g a t i v ee 矗e c t sc a u s e db yd o p p l e re f f e c t i n a d d i t i o n ，am e t h o dw h i c hc a ns o l v et h ep r o b l e mb r o u g l l tb yn a v i g a t i o nd a t as i g n a l t r a n s i t i o n i sp r o p o s e d i nw e a l ( s i g n a lt r a c k i n 岛p l l d l lf o rl o ws n rs i g n a lc a i lb eu 1 1 1 0 c k e dd u et o t h en o n l i n e a r i 锣o ft r a d i t i o n a lp l l d l lt n l c k i n g l o o pd i s c r i m i n a t o ra i l dd y n 锄i cs i g m a l p h a s e - c h a n g e i nw e a ks i g n a lt r a c k i n i nt h i sp a p e r ，s i 舀1 a ls t a t ea n dm e a s u r e m e n tm o d e l s 硼e p r e s e n t e dt oe 仃砘t i v e l yt r a c kw e a l ( s i g n a l su t i l i z i n gk a l m a nf i l t e r i n g ，e x t e n d e dk a l m a n f i l t e r i n 2a n du n s c e n t e dk a l m a nf i l t e ri n s t e a do fp l l d l l f i n a l l y ，t h eb l o c kp r o c e s s i n ga c q u i s i t i o na l g o r i t h mi sv e r i f i e do nt m s 3 2 0 c 6 4 1 4d s p e v o l u t i o nb o a r d 1 1 1 r o u g l lt l l ea c t u a lg p ss i g i l a l i sr e c e i v e d ，t l l ea l g o r i t h mi sv e r i f i e d k e y w o r d s ：s i m u l a t i o no fg p ss i g n a l ，w e a l ( s i g i l a l ，a c q u i s i t i o n ，仃a c b n g ，k f e k f ，u k f i i 目录 目录 摘要1 a b s t r a c t 1 l 目录1 l i 第一章绪论1 1 1 课题研究背景及意义1 1 2 国内外研究现状l 1 3 本文研究解决的问题2 1 4 本文的组织结构3 第二章g p s 信号结构和仿真4 2 1g p s 信号结构：4 2 1 1g p s 信号载波4 2 1 2g p s 信号的导航电文4 2 1 3g p s 信号的p r n 码。5 2 1 4g p s 信号构成5 2 2g p s 信号仿真。6 2 2 1c a 码仿真6 2 2 2c a 码的相关性7 2 2 3 多普勒效应8 2 2 4 噪声的仿真8 2 2 5 中频信号模型9 2 3 ，j 、l 者9 第三章微弱g p s 信号捕获方法1o 3 1f f t 并行捕获方法1 0 3 2 相干积分和非相干积分l l 3 2 1 相干积分增益l1 3 2 2 非相干积分1 2 3 3 两种微弱信号捕获方法1 2 3 3 1 批处理方法1 2 3 3 2d b z p 方法l3 3 3 3 两种方法仿真结果比较1 4 3 4 多普勒频率带来的问题17 3 5 消除多普勒效应的捕获方法1 8 3 5 1 基于非相干积分时间调整的批处理捕获方法1 8 3 5 2 改进的d b z p 方法19 3 5 3 仿真结果比较2 0 3 6 克服导航电文翻转2 5 3 7 ，j 、结2 6 第四章微弱g p s 信号跟踪方法2 7 4 1g p s 信号的跟踪2 7 4 1 1 数据解调2 7 4 1 2c a 码跟踪2 8 4 1 3 载波跟踪。2 9 4 2 卡尔曼滤波跟踪3 2 4 2 1 尔曼滤波载波跟踪环的结构一3 2 4 2 2 卡尔曼滤波载波跟踪环的状态模型、测量模型3 3 4 3 扩展卡尔曼滤波跟踪3 4 4 3 1e k f 载波跟踪环的结构3 5 4 3 2e k f 载波跟踪环状态方程、测量方程3 6 4 3 3e k f 码跟踪环状态方程、测量方程3 7 i i l 东南人学硕上学位论文 4 4 平淡每尔曼滤波跟踪3 9 4 4 1u k f 跟踪环的结构。3 9 4 4 2u k f 跟踪环状态方程、测量方程。4 0 4 5 各种卡尔曼滤波跟踪流程4 1 4 6 仿真结果比较4 3 4 7 ，j 、l ! 占4 5 第五章算法的d s p 实现4 6 5 1t m s 3 2 0 c 6 4 16 硬件结构4 6 5 2 算法的d s p 验证4 7 5 2 1 算法的移植构架。4 7 5 2 2 数据的导入及处理4 8 5 3 验证结果4 8 5 4 ，j 、结5 0 第六章结论与展望- 5 l 6 1 工作总结5 1 6 2 对未来工作的展望。5 l 致谢5 3 参考文献5 4 攻读硕士期间发表论文5 7 i v 第一章绪论 1 1 课题研究背景及意义 第一章绪论弟一早三百t 匕 全球定位系统【l j ( 以下简称g p s ) 是美国从2 0 世纪7 0 年代开始研制，历时2 0 年， 耗资2 0 0 亿美元，于1 9 9 4 年全面建成，具有海、陆、空全方位实时三维导航与定位能 力的新一代卫星导航与定位系统。随着g p s 系统的迅速发展，系统可以在全球范围内 为用户提供全天候的、连续精确的位置、速度、时间等信息，它已经被广泛运用于军事 和民用领域的所有可能方面，尤其在定位、导航等领域已经得到了广泛的应用，并取得 了巨大效应。 用户利用g p s 获得定位信息必须使用g p s 接收机。它是一种能够接收、跟踪、变 换和测量g p s 卫星导航定位信号的无线电接收设备。而基于软件无线电发展的g p s 软 件接收机，由于其开放性、全面可编程性、和灵活性的特点，在不需要更改硬件的前提 下，通过对软件模块的调整和升级就可以满足不同用户的需要等特点，而受到广泛关注。 g p s 软件接收机1 2 j 工作时，天线接收到信号后，硬件射频前端采集g p s 信号并将其 转换为中频数字信号。软件处理部分捕获模块捕获粗略的c a 码相位和载波频率，跟踪 环路利用获得的c a 码相位和载波频率产生本地信号，从而从g p s 信号中解调出定位 计算所需的导航电文1 3 j 。在g p s 软件接收机中，信号捕获、跟踪模块的灵敏度决定了接 收机的灵敏度，因此研究能够捕获、跟踪微弱信号的算法就成为提高接收机灵敏度的关 键。 由于g p s 的广泛应用，不断增长的个人导航和定位服务的要求，对在微弱信号环 境下的g p s 定位技术提出了迫切的要求。在城市街道，茂密森林等环境下，g p s 信号 严重衰减，但是可以通过延长信号累积时间，或者是一些其余的辅助手段来实现对这些 衰减信号的捕获。但是，在这些环境下由于信号传播过程中的反射、衍射、散射等原因 造成的多径效应会造成信号之间的相互干扰，使得卫星信号非常微弱，衰减严重，有时 甚至只有1 5 0 d b m ，而普通的商用接收机的灵敏度为1 3 0 d b m 【4 j ，这给接收机的工作带 来了很大的麻烦。总的来说造成信号衰减的原因大致有以下几点：自然或人工的建筑物 的阻碍，反射信号的干扰，信号自身的干扰，信号阻塞，天线造成的衰减以及处理机对 信号造成的衰减。这些原因影响了对g p s 信号的捕获和跟踪，而跟踪过程所得结果的 不准确性可能造成很大的定位误差。 因此开展对信号严重衰减的环境下的信号捕获和跟踪研究，不论对于日益扩大的民 用导航定位的需求，以及未来战争中可能发生的城市巷战，丛林作战等军事用途都具有 很重要应用价值。最近几年g p s 系统将进行全面的升级，欧洲的伽利略定位系统也将 在不远的将来投入使用，我国的北斗2 代系统也在紧张的建设之中。这些发展都使得微 弱g p s 定位技术具有广阔的前景。 同时随着数字信号技术( d s p ) 的发展，由于其强大的数据处理能力和可编程性，g p s 卫星信号的实时处理越来越趋向于用d s p 来实现。通过d s p 的软件算法【5 】来完成部分 功能，使接收机具有更好的可扩展性和应用环境适应性。 1 2 国内外研究现状 在微弱信号的捕获技术上，典型的是通过延长积分( 累加) 时间【6 1 来获得高信号增益。 通常有相干积分( 累积) ，非相干积分( 累积) 两种方式。将相关结果直接进行累加称为相 干累加，“相干”的含义就是保留所有相位信息。相干累加能显著提高信噪比，相干累 加对信号和噪声有不同的作用：对信号来说，相干累加意味着信号幅度的成倍增长，信 号功率更是呈平方倍数增长；而对零均值的噪声，相干累加则起了类似于平均的作用， 东南人学硕 ：学位论文 噪声功率只是线性增长。因而相干累加次数越多、时间越长，信噪比提高越显著。但是 有两个因素限制积分累加时间，其一是1 比特导航数据的传输时间，由于导航数据的传 播速率是5 0 b i t s ，经过2 0 m s 后可能会引起g p s 信号产生18 0 度的相位反转，因此一般 捕获方法的积分累积时问不能超过2 0 m s ；其二是本地接收机时钟频率和收到的g p s 信 号频率不匹配，并且积分时间的增加将大大增加需要搜索的多普勒频率点数，这也限制 了积分时间。所以需要通过非相干累加来进一步提高信噪比，由于非相干累加是对绝对 值进行平均，所以不受数据和跳转边缘的限制，但是灵敏度低。d m l i n 【7j 等对非相干累 加的增益和损耗进行了分析，指出非相干累加次数少的时候是有效的，但当非相干累加 次数增加，损耗会增加，总增益会下降。s h p a r k 蝉1 等对非相干累加的方法进行修正， 使平方损耗小于常规的方法。对于相干累加时间受到导航数据跳变的限制这一问题，焦 瑞祥1 9 】采用半比特累加的方法来解决，但因此也增大了需要处理的数据量，使捕获速度 降低。 ， 另一种捕获技术是将p 码【1 0 】的捕获技术双块零扩展l ，1 2 】技术应用于c a 码的捕获 中，它相比较延长积分时问i l3 j 的捕获技术可以减少运算量提高捕获速度，更快的捕获到 伪码延迟和多普勒频率。 跟踪是g p s 软件接收机中最重要的一环，包括码跟踪和载波跟踪，它可以实现本地 参考信号和输入信号的准确同步，从而得到卫星信号的准确信息，保证定位的准确性。 传统的标准d l l 和p l l i l 4 j 由于其中的鉴别器存在非线性因素，加上信号相位的动态变 化，使得各类锁定环会在低信噪比情况下失锁。当定位条件比较恶劣时，接收机的跟踪 过程极容易失锁【i m 并影响测量精度。 微弱信号的跟踪技术，由于跟踪过程中噪声及相位抖动的影响l l 州，所以利用卡尔曼 滤波1 1 7 j 等滤波技术进行g p s 信号处理的方法较多。p i s a k j 运用基于扩展卡尔曼滤波【1 8 】 的技术实现了微弱信号跟踪。他对传统伪码跟踪环建立相关值测量模型，并利用载波跟 踪环载波相位动态模型，建立扩展卡尔曼滤波器方程。利用扩展卡尔曼滤波与贝叶斯估 计相结合，实现g p s 载波与伪码跟踪。但是其在信号自相关函数特性的三角波峰点仅 仅采用拟合的手段来避免e k f 运算过程中雅可比方程的非连续性，这将导致信号跟踪 的误差。n e s c r e e nz i e d a i li 在处理相关运算峰值时，采用二次函数拟合【1 9 j 以避免对峰值 函数求一阶、二阶导数时的不连续性。然而低估计精度和高失锁门限是e l 估计高动 态g p s 接收机频率的缺点，针对这个问题，z h u i ly ，弧l o n g 等提出用u k f l 2 0 j 来进行多普 勒频率的跟踪，此算法的失锁门限比用e k f 来估计频率低。 张婧采用平淡卡尔曼滤波器1 2 i l 来取代替扩展卡尔曼滤波器从而避免了扩展卡尔曼 滤波中计算雅可比矩阵的复杂计算过程。通过构造微弱信号的状态和测量模型，采用平 淡卡尔曼滤波器来进行信号跟踪，此方法能够较好地跟踪到载噪比低至2 7 d b h z 的信号， 确保跟踪精度，同时具有较高的灵敏度。平淡卡尔曼滤波通过选择一组采样点，使其样 本均值和协方差与状态随机变量的均值和协方差一致，将这些点进行非线性变换，从而 获得变换点的均值和协方差。但由于码跟踪和载波跟踪融合在同一个卡尔曼滤波器中， 导致运算极为复杂，运算量较大。 随着d s p 的快速发展，立足于实时性、高效性、可靠性，用d s p 来完成g p s 软件接 收机的设计瞄j 成为主流。由于近几年f p g a 的快速发展，根据f p g a 和d s p 各自的特点， 基于f p g a d s p 平台的g p s 软件接收机系统1 2 到也得到很大发展。 1 3 本文研究解决的问题 1 、研究实际g p s 信号的特点，分析g p s 信号结构，利用m a t l a b 仿真拟合出信噪 比较微弱的中频g p s 信号； 2 、实现用延长积分时间和d b z p 两种方法来捕获微弱g p s 信号，获得粗捕获结果， 2 蔓二童堕笙 并分析比较两种方法的优缺点。 3 、分析多普勒频率引起的c a 码摄动对捕获精度的影响，并针对此影响对上述两 种方法进行改进，以提高捕获精度。 4 、利用捕获得到的多普勒频率和码延迟，将传统的d l l 和p l l 跟踪方法与滤波技 术结合，降低噪声的影响，实现对微弱信号的跟踪。 5 、算法中部分功能在d s p 中实现，验证算法的正确性。 1 4 本文的组织结构 本文共分六章，内容安排如下： 第一章为绪论，阐述了论文的选题背景及意义，分析了的国内外研究现状并阐述了 本文的主要工作。 第二章为g p s 信号结构与仿真，介绍了卫星发射的g p s 信号的结构特点，根据实 际的信号仿真出可调信噪比的中频g p s 信号。 第三章介绍了微弱g p s 信号的捕获方法，具体包括两种捕获方法，仿真比较两种 方法的优缺点；并分析多普勒频移噪声的c a 码摄动对捕获性能的影响，提出消除这种 影响的方法；最后介绍了导航电文跳变对捕获的影响，并提出解决办法。 第四章介绍了微弱g p s 信号的跟踪方法，具体介绍了基于卡尔曼滤波、扩展卡尔 曼滤波、平淡卡尔曼滤波的跟踪方法，并根据仿真的g p s 信号跟踪出结果，比较几种 滤波方法的优劣。 第五章介绍了部分算法在d s p 上实现，具体介绍了t m s 3 2 0 c 6 4 1 6d s p 的结构， 以及如何将算法移植入d s p 中，和数据的导入处理；最后采集实际的g p s 信号， 用批处理的方法捕获信号，并对m a t l a b 和d s p 的结果进行比较，由比较结果可知 算法正确。 第六章为总结与展望，论文完成工作的总结及后续研究的设想。 第_ 二章g p s 信e ，结构和仿真 2 1 g p s 信号结构 第二章g p s 信号结构和仿真 g p s 卫星信号是一种导航数据经伪随机码扩频调制后，b p s k 调制在l 波段载波上 的微弱信号，不同的扩频码序列对应于不同的卫星，因此g p s 接收机是一种直序扩频 弱信号的接收系统。设计g p s 接收机，首先要了解g p s 信号的结构。 2 1 1g p s 信号载波 g p s 卫星发射的信号含有两个载波频率，分别被称作l l 和l 2 【载波2 4 j 。之所以要选 择两个频段，因为不同频段的电磁信号通过电离层的时延不同，通过观测两个不同频段 的信号可以有效修正电离层的延迟误差，得到更精确的伪距测量值。 l 1 频段的中心频率是1 5 7 5 4 2 m h z ，l 2 频段上中心频率是1 2 2 7 6 m h z ，这两个频 率与1 0 2 3 m h z 时钟频率是相关的，这两个频率和时钟频率之间的关系是： 2 1 2g p s 信号的导航电文 厂1 = 1 5 4 1 0 2 3 必舷 2 = 1 2 0 1 0 2 3 朋胁 ( 2 一1 ) ( 2 2 ) 导航电文1 2 5 j 是卫星将导航定位的基础信息以二进制形式发送给用户，又称为数据码 或d 码。它主要包括：卫星星历、卫星时钟改正参数、电离层延迟改正参数、卫星的工 作状态信息和全部卫星的概略星历等。 导航电文是二相编码信号，它的的数据速率为5 0 h z ，d 码是一个不归零的数据流， 传输速率为5 0 b s ，也就是说每个导航数据位长2 0 m s 。 导航电文的基本单位是主帧，每个主帧长度为1 5 0 0 b i t ，历时3 0 s 。一个主帧由5 个 子帧组成，每个子帧各有1 0 个字码，每个字码3 0 b i t 。第l 、2 、3 子帧所发送的数据是 每3 0 s 重复一次，而4 、5 子帧各有2 5 个页面，需要经过2 5 个主帧才能全部播发完毕， 历时7 5 0 s ( 1 2 5 m i n ) ，所以第4 、5 子帧每7 5 0 s 重复发一? 欠【3 ，7 ，l l 】。 这表示g p s 接收机获取一帧完整的导航电文需要7 5 0 s 。但导航电文的前三帧包含了 定位需要的基本参数，只要接收到这几帧导航电文即可定位，理论上最少需要1 8 s 的数 据即可定位。但实际每颗卫星信号的到达时间不一致，而且不知道第一帧开始的地方， 所以连续接收5 个子帧可以保证包含前三个子帧，这样接收解调最少3 0 s 导航电文即可 定位。 g p s 导航电文各数据块如图2 1 ，内容主要包括：遥测字、交接字以及包含卫星钟 改参数、卫星星历、卫星历书等的数据块。 1 、遥测字 遥测字( t l m t e l e m 娜w o r d ) 位于各子帧的开头，作为捕获导航电文的前导，便于 用户解译导航电文。 2 、交接字 交接字( h o w m 锄do v e rw o r d ) 紧接着各子帧开头的遥测字，主要提供用捕获p 码的 信息。 3 、数据块i 含有关于卫星时钟改正参数及数据龄期、星期的周数编号以及电离层改正参数和卫 星工作状态等信息。 4 东南大学硕十学位论文 一个f 帧6 秒长，l o 个字，每个宁3 0 比特 t l m h 。w f 数据块一时钟修正参数 匹工三 三三三 图2 1g p s 卫星导航电文 i 一 l顽 g 秒 = 8 比 特 童 4 、数据块i i 包含在第2 、3 子帧里，主要向用户提供有关计算卫星位置的信息，即卫星星历。 此数据块提供了用户利用g p s 进行导航和定位的基本数据。 5 、数据块i i l 包含在第4 、5 子帧里，主要向用户提供卫星的概略星历以及卫星工作状态的信息， 即卫星历书。当用户捕获到一颗卫星后即可从此数据块中知道其他卫星的概略位置、工 作状态等信息。便于选择合适的观测卫星并构成最佳的几何图形，提高导航定位的精度。 2 1 3g p s 信号的p r n 码 上述的l l 、l 2 频段的载波是用于调制测距码外加导航电文的。而测距码是用于测 量接收机到用户的距离。因为测距码具有随机噪声的特性，但它又是周期性的，可预测 的和可重复产生的，故称它为p l ( 伪随机噪声码) 。 当前的g p s 信号采用两种不同的p l 矾码，一种称为c a 码( 粗捕获码) ，另一种 称为p 码( 精密码) 。卫星不直接发射p 码，p 码用y 码进行了改良，通常称为p ( y ) 码。 c a 码信号主要用于民用领域，而p ( 码信号主要用于军用领域。 c a 码码片速率为1 0 2 3 m h z ，一个周期包含1 0 2 3 个码片，故c a 码周期为1 m s 。 导航电文的周期是2 0 m s ，所以一个导航电文中就有2 0 个c a 码。这样一个导航电文的 数据块中，2 0 个c a 码的相位相同。 此外，g p s 卫星采用码分多址( c d m a ) 的复用技术在载波l l 上同时发射3 2 颗卫星 的信号。每颗卫星具有指定的伪随机信号扩频码( p r n ) ，即c a 码生成器采用相同的生 成多项式和初相，但抽头不同。而各个扩频码之间有很弱的互相关性和良好的自相关性。 g p s 接收机正是利用这个特性在本地复现各个卫星的扩频码，然后相关检测，区分出不 同g p s 卫星的导航电文。 2 1 4g p s 信号构成 g p s 系统对民用开放的是l 1 主频的c a 码，一般g p s 接收机只使用l l 频率定位， 称为单频接收机。在l 1 频段上导航数据首先同时与c a 码和p 码进行异或运算，然后 第- 二荦g p s 信号结构和仿真 才经载波二进制相移键控调制。在l 1 上，p 码的数据调制与c a 码的数据调制在相位 上是j 下交的。 。 单颗卫星信号的结构可以表示为： & 1 = 4 心) d ( f ) s i n ( 2 顽于+ ) + 4 c ( f ) d ( f ) c o s ( 2 顽f + 矽) ( 2 3 ) 式中，s 是l 1 频段上的信号，彳，为p 码振幅，p ( f ) 表示p 码相，d ( f ) 表示导航 数据，4 为c a 码的振幅，c ( f ) 表示c a 码相，为初始相位。 2 2g p s 信号仿真 2 2 1c ，a 码仿真 c a 码信号属于称为g o l d 码的伪随机噪声码系列。信号是由两个1 0 2 3 位的p r n 序列g 1 和g 2 产生的，g 1 和g 2 都是由1 0 位最大长度线性移位寄存器产生的，由 1 0 2 3 m h z 时钟来驱动。如图2 2 描述了g p s 信号的c a 码发生器的结构方案2 5 1 。 g 2 声r 生嚣 图2 2 g p sc a 码发生器 这两个产生器的基本工作原理类似，因此这罩只详细说明g 2 。最大长度序列( m l s ) 发生器是由具有反馈的移位寄存器构成的。如果移位寄存器位数为n ，则产生的序列长 度是2 ”一l 。g l 和g 2 中的移位寄存器都是1 0 位，因此，序列长度是1 0 2 3 ( 2 “一1 ) 。反 馈电路由模2 加法器来实现。 反馈电路的位置决定了序列的输图案。g 1 的反馈抽头连到第3 级和第l o 级，相应 的多项式l + x 3 + x 加。 一般情况下，将寄存器最后一位的输出作为序列输出，我们把这个输出称为m l s 输出。然而，g 2 发生器不采用m l s 输出作为输出信号。它的输出称为码相位选择的两 个位的输出经另一个模2 加法器而产生。g 2 的这种输出是延迟后的m l s 输出。延迟时 间是由所选择的两个输出点的位置所决定的。 如图2 2 所示的c a 码发生器。用g 1 和g 2 的输出作为输入，再用另一个模2 加 法器产生c a 码。两个移位寄存器和的初值全是l ，且预先置入寄存器。卫星序号( i d ) 是根据发生器的两个输出位置来决定的。有3 7 个不同输出序列，其中3 2 个序列可为3 2 颗卫星的c a 码所利用，但是目前仅有2 4 颗卫星在轨，另外5 个c a 码保留作为其他 用途( 如伪卫星) 。c a 码3 4 和3 7 是相同的。 c a 码的仿真即根据以上所介绍的实际的g p s 信号中c a 码的产生原理，仿真出 6 东南人学硕j ：学位论文 两个移位寄存器，并以每颗卫星的不同的抽头选择来确定g 2 移位寄存器的输出，与g l 的输出进行模2 相加，产生每颗卫星不同的c a 码序列。 表2 1c a 码相位分配规定 卫星c a 码卫星c a 码卫星c a 码卫星 c a 码 p r n 抽头 p r n抽头 p r n 抽头 p r n 抽头 号选择 号选择号选择芎 选择 12o6 1 13o42 15o83 1 3o8 23o7 1 25o62 26o93 2 409 3 4o81 36o72 3lo33 3 501 0 4509 1 47082 44o6 3 44o1 0 5 1091 58o92 55o7 3 51o7 6 20 61 6901 0 2 66o83 62o8 71081 7lo42 77o93 7 401 0 8 2o91 8205 2 88o1 0 93o1 01 93062 91o6 1 02o3 2 04o7 3 02o7 2 2 2c ，a 码的相关性 c a 码的重要特性之一是它们的相关性。c a 码是g o l d 码，虽然不是正交的，但 接近正交，这就意味着其互相关值不为零，但非常小。c a 码的自相关函数如下【2 5 l ： 1一0 2 3 尺g ( f ) = 斋上 g ，( f 她( f + f ) 以 ( 2 - 4 ) 1 ”。1 倒 式中，g ( ，) 为第i 颗星的c a 码时间函数序列，露。为c a 码的码元宽度( 9 7 7 5 n s ) ， f 为自相关函数中的时间移位。 图2 3 ( a ) 表示了第1 颗g p s 卫星c a 码的自相关过程，可以看到他有一个最大的峰 值，表示接收到的c a 码和本地产生的c a 码是相同的c a 码，为了便于观察，将最 大相关峰的位置转移到5 1 2 个码元的位置。图2 3 ( b ) 中取了第1 颗和第2 颗星的c a 码 进行相关，可以看出，在每个相移点上都没有产生较大的相关值，这样各个卫星c a 码 之间不会相互干扰。 c o d ed h a s e 图2 3 ( a ) 卫星1 的c a 码自相关 7 第- 二章g p s 信i = 结构和仿真 2 2 3 多普勒效应 o o d ep h a s e 图2 3 ( ”卫星1 与卫星2 的c ，a 码互相关 g p s 卫星和用户接收机处于相对运动之中，根据多普勒效应，接收机天线收到的 卫星信号载波频率和卫星信号标准的发射频率会有偏差，这个偏差称为多普勒频移。多 普勒频移的大小可以根据g p s 卫星轨道参数估算，卫星相对于地面静止接收机最大的 多普勒速度为1 么= 9 2 9 州s 1 2 5 】。对于一个固定的用户，最大的多普勒频移为： 厶：丝：望丝型竺娑4 9 七舷 ( 2 5 ) c3 lo 。 、。 而对于高速运动的接收机，如果仅考虑由于物体运动产生的多普勒频移为5 k h z ， 接收机相对于卫星的运动速度大约为2 0 7 8 m 沛，这个速度相当于大多数的高速飞机。因 此，假设多普勒频移上的最大值为1 0 抛比较合理。 c a 码相对于l 1 频段的载波，频率低很多，但也会产生多普勒频移： 疋。：血：些坠掣以2 胁( 2 6 ) c3 lo 。 。 如果接收机以高速运动，多普勒频移值大约为6 4 h z 。这个多普勒频移会在捕获和 跟踪过程是本地复现c a 码和接收信号的c a 码之间对不准，将影响捕获和跟踪的结 果。 2 2 4 噪声的仿真 在地面上接收到的g p s 信号十分微弱，而且频谱被扩展，信号的功率通常比噪声 低得多。表2 2 说明了g p s 信号接收电平。 表2 2g p s 信号功率电平 c | 入p l 11 3 0 d b m1 3 3 d b m l 2 1 3 6 d b m 1 3 6 d b m 在实际的接收机中，总的噪声基底大约为一1 7 4 d b 吡，在不同带宽下，输入功率与 信噪比、载噪比之间的关系如表2 3 【2 5 】。 表2 3 不同带宽的输入功率和s 输入功率d b m输入s ( d b 2 m h z ) c 0 ( d b h z ) 1 3 0 1 9 d b4 4d b 1 4 02 9 d b3 4d b 8 东南人学硕 ：学位论文 在常规条件下，接收机输入端s 大约为- 1 9 d b ，在恶劣条件下，信号相对更微弱， 般在2 9 d b 以下。 在信号仿真模型中，c a 码功率耳，。，可由信号幅值表示： 足m = 彳2 2( 2 7 ) 其中，a 为信号幅值。 但是由于有噪声的存在，信号功率的绝对大小并无很大意义，更重要的是信噪比 ( s n ) ，即信号功率与噪声功率的比值： s n r = s n o b ，q 趴 其中，统为接收机带宽；0 为热噪声密度；s 带宽范围内的信号功率。 但在实际应用中，通常用信号总功率与热噪声密度c 0 来衡量信号功率： c o ( 抛舷) = 册( 抬) + 色( 如)( 2 9 ) 在仿真中，将噪声看作是均值为零的高斯白噪声。选取信号功率为1 6 0 d b w ，通过 设定不同的载噪比c 0 ，来仿真不同强度