（电力电子与电力传动专业论文）全数字控制dcdc变换器.pdf

d i g i t a l c o n t r o ld c d c c o n v e r t e r a b s t r a c t i nr e c e n ty e a r s ，t h ep h a s e s h i f t e db r i d g e ha sf o u n dm a n ya p p l i c a t i o n sd u et oi t s d i s t i n c tc h a r a c t e r i s t i s t h i st o p o l o g yp e r m i t sa l ls w i t c h i n gd e v i c e st oo p e r a t eu n d e r z v sb yu s i n gc i r c u i tp a r a s i t i cs u c ha sl e a k a g ei n d u c t a n c ea n dp o w e rm o s f e t j u n c t i o nc a p a c i t a n c et oa c h i e v er e s o n a n ts w i t c h i n g t h ez v sa l l o w so p e r a t i o nw i t h m u c hr e d u c e ds w i t c h i n gl o s s e sa n ds t r e s s e s ，a n de l i m i n a t e st h en e e df o rp r i m a r y s n u b b e r i te n a b l e sh i g hs w i t c h i n gf r e q u e n c yo p e r a t i o nf o ri m p r o v e dp o w e rd e n s i t y w i t hg o o dc o n v e r s i o ne f f i c i e n c y t oi m p l e m e n tp h a s e - s h i f t i n gf u l lb r i d g ez v s d e d ec o n v e r t e r ，t h ec o n v e n t i o n a la n a l o g yc o n t r o l l e ru c 3 8 9 5g e n e r a l l yi su s e d h o w e v e r ，t h ee m e r g e n c eo fa d v a n c e dm i c r o p r o c e s s o r sa n dd i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r s h a sm a d ei tp o s s i b l ef o rp o w e rs u p p l ym a n u f a c t u r e r st oc o n s i d e rd i g i t a lt e c h n o l o g y a sas u i t a b l eo p t i o n a sc o m p a r e dt o a n a l o g yc o n t r o l ，d i g i t a l c o n t r o lp r o v i d e sa n u m b e ro fa d v a n t a g e s ，s u c ha sl e s s s u s c e p t i b i l i t y t oa g i n ga n de n v i r o n m e n t a l v a r i a t i o n ，b e t t e rn o i s ei m m u n i t y ，a b i l i t yt oh a n d l ec o m p l e xc o n t r o ls c h e m e sa n d m o n i t o r i n gf u n c t i o n s ，p o s s i b i l i t yt oi m p l e m e n tc o m u n i c a t i o nf u n c t i o n sf o rf a u l ta n d s t a t u si n f o r m a t i o n t h ed i g i t a lc o n t r o ls m p sh a sb e e ng a i n i n ga t t e n t i o n ，s o m ec h i p m a n u f a c t u r e r sh a v ei n t r o d u c e dd e d i c a t e dt ot h ed i g i t a ls w i t c h i n gm o d ep o w e r s u p p l yc o n t r o l l e r ，m i c r o c h i p sd s p i c 3 0 f 2 0 2 0i s o n es u c hd e d i c a t e dt ot h ed i g i t a l s w i t c h i n gp o w e rs u p p l yc o n t r o l l e r ( d s c ) ，w h i c hi n t e g r a t e s ap r e c i s i o ni n t e r n a l d s ch i g h e ra dc o n v e r t e r s ，h a r d w a r ei m p l e m e n t a t i o no fd i g i t a lp w mm o d u l e s a n ds m p sc o m p a r a t o ru n i t i nt h i sp a p e r ，a6 0 0 wo fd i g i t a lp sp w mz v sf bd c d cc o n v e r t e rb a s e d o nd s p i c 3 0 f 2 0 2 0i sd e s i g n e d a n da n a l y s i sp h a s e - - s h i f t i n gz v sf u l l b r i d g ep w m d c d cc o n v e r t e rb a s i cw o r k i n gp r i n c i p l ea n dt h ep r o c e s so fw o r k ，d e s c r i b e di n d e t a i lt h em a i nc i r c u i to ft h ec o n v e r t e rd e s i g na n dc o n t r o lc i r c u i td e s i g n a n d a n a l y s i s e st h ec o n v e r t e r ss m a l l - s i g n a lm o d e lo fa v e r a g es t a t es p a c e ，o nt h i sb a s i s ， a n a l y s i s e sa n dd e s i g n sd o u b l ec l o s e d - l o o pc o n t r o la n dc o n t r o l s o f t w a r eo ft h e c o n v e r t e r k e y b o a r d ：p h a s e s h i f t i n g f u l l b r i d g e；d c d cc o n v e r t e r ； z e r o v o l t a g e - s w i t c h i n g ；d i g i t a lc o n t r o l ；d s p i c 3 0 f 2 0 2 0 1 1 插图清单 卜1 基本全桥变换器拓朴原理图2 卜2 全桥变换器的传统的双极性控制方式2 卜3 全桥变换器的9 种控制p w m 控制方式3 1 - 4 全数字控制电力电子变换器示意图6 2 1 移相控制全桥零电压开关d c d c 变换器电路拓扑8 2 2f b z v s p w m 工作波形一9 3 1 硬件电路总体框图1 3 3 2 移相全桥d c d c 变换器主电路1 4 3 - 3d s p i c 3 0 f 2 0 2 0 结构方框图2 4 3 4d s p i c 3 0 f 2 0 2 0 管脚分配图2 4 3 5 智能电源外设模块框图2 5 3 6p w m 发生器框图2 6 3 7a d c 模块系统框图2 7 3 8 采样时刻可编程2 7 3 9s m p s 比较器模块系统框图2 7 3 1 0d s p i c 3 0 f 2 0 2 0 夕h 围电路2 8 3 - 11 输出电压采样电路2 9 3 1 2 电感电流采样电路2 9 3 1 3 直流输入电压采样电路2 9 3 1 4 驱动电路3 0 3 1 5 晶闸管驱动电路3 0 4 1 系统控制框图3 2 4 - 2b u c k 变换器低频小信号等效电路3 3 4 - 3 移相全桥d c d c 变换器小信号等效电路3 4 4 4 移相全桥d c d c 变换器双闭环控制框图3 5 4 5 电流环闭环阶跃响应3 7 4 - 6 电压外环开环传递函数b o d e 图一3 8 4 7 电压环闭环阶跃响应3 8 4 - 8 移相全桥d c d c 变换器闭环仿真原理图3 9 4 - 9 移相p w m 子模块4 0 4 - 1 0 数字p i 调节器模块原理图4 0 4 1 1 变压器原边电压圪日( 上图) 和原边电流f 。( 下图) 仿真波形4 1 4 1 2 原边电压和副边整流后电压的仿真波形4 1 4 1 3 滞后桥臂的开关管q 的驱动波形和漏源极间电压波形4 1 4 1 4 输出电压仿真波形4 2 v i 图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图图 4 一1 5 直流输入电压突降至2 1 1 v 时的输出电压仿真波形4 2 4 1 6 直流输入电压为2 1 1 v 时的变压器原边电压丹仿真波形4 2 4 一1 7 直流输入电压突升至3 7 0 v 时的输出电压仿真波形4 3 4 - 1 8 直流输入电压为2 1 1 v 时的变压器原边电压巧r 仿真波形4 3 4 1 9 负载突变时输出电压变化仿真波形4 3 4 2 0 控制程序结构框图4 4 4 2 1 主程序流程图4 4 4 2 2 定时器中断服务程序4 5 4 2 3 软启动结束时的p w m 波形4 6 4 2 4a d c 中断服务程序一4 6 4 2 5p i 调节程序流程图4 7 4 2 6d m c i 图形用户接口界面一4 7 v i i 图图图图图图图图图图图图 表格清单 表卜1 移相p w m 全桥d c d c 变换器两种软开关形式比较5 表卜2电力电子变换器的模拟控制和数字控制的比较6 表2 1 移相控制全桥d c d c 变换器一周期运行状态1 0 v i i i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的 研究成果。据我所知，除了文中特别加以标志和致谢的地方外，论文中不包含 其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得金a 巴工些太堂 或其 他教育机构的学位或证书而使用过的材料。f 与我一同工作的同志对本研究所做 的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签字：放新殳 签字日期：九。3 年1 月，彭日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解 金壁王些盔堂 有关保留、使用学位论文的规 定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被 查阅或借阅。本人授权 金胆王些太堂 可以将学位论文的全部或部分论文内 容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇 编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文者签名： 孝在 导师签名： 签字e l 期：) 。3 年， 月i 中e l签字日期：z 叼参年1 月乙日 学位论文作者毕业后去向： 工作单位： 通讯地址： 电话： 邮编： 致谢 首先感谢我的导师孙佩石老师，从论文的最初选题到最终定稿，孙老师都 给予了大量的指导和帮助，在整个论文工作期间，孙老师严谨的治学态度、渊 博的专业知识和诲人不倦的作风给我留下了深刻的印象，让我受益非浅。我要 向我敬爱的导师表示由衷的敬意和真诚的感谢。 感谢苏建徽老师对我的谆谆教导。没有苏老师的殷切关怀，我是不可能这 么顺利完成我的硕士论文的，我的每一点进步和成绩都是和苏老师的帮助分不 开的。毕业之际，我几乎无法用词语准确地表达我对苏老师的崇敬和无限感激。 张国荣老师和茆美琴老师在我实际的学习过程中给予了极大的帮助。可以 说学习中没有茆老师，张老师不厌其烦的讲解和指导，我不可能有今天这么多 的成绩，感谢两位老师无微不至的关怀! 另外，我还要感谢能源所的其他老师，在我遇到困难时，他们总是无私地 耐心给我帮助。他们对我的论文同样给予了极大的帮助和支持。他们是汪海宁 老师、杜燕老师、刘翔老师、杜雪芳老师、张键老师，陈林老师，刘宁老师， 赖纪东博士，杨向真博士，张颖嫒博士。 向关心和帮助我的同学表示深深的谢意，我们互相学习，共同进步，我从 他们那里学到了许多宝贵的经验和知识，他们分别是董振利、李颖、彭凯、焦 道海、李启明、陶然、张昭、方玮、赵春柳、许任重、陶彦辉、茹心芹、戴聿 雯、宗桂林、张春风等同学。 感谢父母对我的关心与鼓励以及我妻子王红晓对我的支持，我所取得的每 一点进步都离不开他们的关心与促进! i i i 作者：洪波 2 0 0 7 年1 2 月1 0 日 第1 章绪论 电力电子技术是使用电力半导体器件及电子技术对电气设备的电功率进行 变换和控制的技术。它以实现“高效率用电和高品质用电”为目标，是一门综 合电力半导体器件、电力变换技术、现代电子技术、自动控制技术等许多学科 的交叉学科【1 】【2 】。 电力电子技术诞生至今已经近5 0 年，近年来更是获得了突飞猛进的发展， 已经形成较为完整的学科体系和理论各国专家学者认为：信息电子技术的发展 造就了信息时代，而实现“弱电控制强电 的电力电子技术的发展是人类社 会的第二次电子革命。在将来工业高度自动化情况下，计算机技术、电力电子 技术及自动控制技术将成为三种最重要的技术【1 】【2 1 。 电力电子技术的发展最主要的推动来自于电力电子器件的不断发展，同时， 电力电子变换器拓扑的研究和控制技术的发展也推动电力电子技术的发展。从 目前来看，随着电力电子器件和储能元件的高频化和软开关技术的应用，电力 电子变换器朝着小型化、模块化、高频化方向发展，另一方面，随着数字处理 技术的发展，电力电子变换器的控制向数字化控制方向发展【2 】。 d c d c 变换器是电力电子变换器的一种，广泛应用于各类开关电源中。d c d c 变换器有6 种基本拓扑，即b u c k 变换器、b o o s t 变换器、b u c k b o o s t 变换器、c u k 变换器、s e p i c 变换器和z e t a 变换器，由这六种基本变换器衍生出多种实用d c d c 变换器，降压型全桥d c d c 变换器就是其中之一，降压型全桥( f u l l - b r i d g e ，f b ) d c d c 变换器由b u c k 变换器演变而来，有很多特性与b u c k 变换器相同或相似 3 】。 与其他拓朴相比，在相同电压应力条件下，全桥d c d c 变换器的输出功率成倍增 加，在大功率d c d c 变换器应用中得到广泛应用。尤其是其中的移相控制全桥变 换器因为控制简单，易于实现软开关，更是得到重视6 】【7 】【8 1 。 1 1 全桥变换器概述 1 1 1 基本全桥d c d c 变换器 基本的全桥变换器拓朴如图1 1 所示。通过控制四只开关管q 1 q 4 ，在a 、 b 两点得到一个幅值为吃的交流方波电压圪疗。经过高频变压器和输出整流桥 后，在c 、d 两点得到幅值为k 。k 的直流方波电压，再经过输出滤波器后得到 输出直流电压圪。k 是变压器的一、二次匝比。为了得到d ，实际上只需在高 频变压器的一次侧( 即a b 两点) 得到一个交流方波电压。为了得到这个交流方波 电压，传统的双极性控制方法如图1 2 所示，是斜对角的两只开关管q l 、q 4 和 q 2 、q 3 同时导通或关断，每只开关管的导通时间小于1 2 开关周期，即 乙 寺g 圪2 + i 1g 圪2 + 去2 0 = 彪耐，l o 曲 ( 2 1 ) 二么二 如果开关管是m o s f e t ，而且m o s f e t 不并联外接电容，只是利用它自身的结 电容来实现z v s ，那么上式可变为【5 】 6 1 ： e 詈2 + 吾2 2 + 寺2 ( 2 2 ) 其中是非线性电容，= 瓯。= 4 3 。 超前桥臂容易实现z v s 。这是因为在超前桥臂开关过程中，输出滤波电感 三，是与谐振电感厶。串联的，此时用来实现z v s 的能量是，。和，中的能量。一 般来说，很大，在超前桥臂开关过程中，其电流近似不变，类似于一个恒流 源。这个能量很容易满足式( 2 2 ) 。 滞后桥臂要实现z v s 比较困难。这是因为在滞后桥臂开关过程中，变压器 副边是短路的，此时整个变换器就被分为两部分，一部分是原边电流逐渐改变 流通方向，其流通路径由逆变桥提供；另一部分是负载电流由整流桥提供续流 回路，负载侧与变压器原边没有关系。此时用来实现z v s 的能量只是谐振电感 中的能量，如果不满足式( 2 3 ) ，那么就无法实现z v s 5 】【6 】。 11 寺k 厶2 c l o g 圪2 + 去c 蠢圪2 ( 2 3 ) 二二 由于输出滤波电感三，不参与滞后桥臂z v s 的实现，较超前桥臂而言，滞后桥臂 实现z v s 就要因难得多，因为变压器漏电感比输出滤波电感要小得多【6 】。为了 扩大滞后桥臂零电压范围，需要在原边增加一个谐振电感，这样虽然不能全负 载范围内实现滞后桥臂零电压，但可以扩大滞后桥臂零电压的范围。 2 2 2 副边占空比丢失 副边占空比的丢失是全桥变换器中一个特有的现象3 】【5 】 6 1 。所谓副边占空 比丢失，就是说副边的占空比小于原边的占空比d ，即： d p ，其差 值就是副边占空比丢失玩。【5 】【6 1 。 = d 口一 ( 2 4 ) 副边占空比丢失的原因是：存在原边电流从正向( 或负向) 变化到负向( 或正 向) 负载电流的时间，即图2 2 中的如一氏和岛。时段。在这段时间里，虽然 原边有正电压方波( 或负电压方波) ，但原边不足以提供负载电流，副边整流桥 的所有二极管导通，负载处于续流状态，其两端电压为零。这样副边就丢失了 乞一毛和t 8 一f 1 。这部分电压方波。在图2 2 中，阴影部分就是副边丢失的电压方 波，这部分时间与二分之一开关周期的比值就是副边的占空比丢失，即： 2 参 ( 2 5 ) 2 2 3 变压器偏磁问题和隔直电容 在实际应用中，为了防止开关管开关特性不一致而使变压器初级产生直 流分量，导致变压器“偏磁”问题，通常在变压器初级加一隔直电容c 3 】【5 1 。 加入隔直电容后，如果隔直电容选得比较大，隔直电容上的电压峰值较小，对 变换器影响较小，变换器参数设计时，可以不考虑。加入隔直电容，减小了副 边占空比的丢失，但同时减小了滞后桥臂实现z v s 的范围，增大了副边整流二 极管的电压应力 3 】 6 】【7 】。 1 2 第3 章硬件电路设计 本章主要介绍电源主电路参数计算、器件选择和采样电路、保护电路、驱 动电路等控制电路的设计，介绍d s p i c 3 0 f 2 0 2 0 芯片及其在全数字控制电源上的 应用。 移相全桥d c d c 变换器硬件电路总体设计框图如图3 1 所示。 图3 - 1 硬件电路总体框图 3 1 电源主电路参数设计 电源主电路采用带隔直电容的全桥d c d c 变换器，输入直流电压由 2 2 0 v 5 0 h z 市电经单相全桥整流后由电容滤波得到。电源主电路如图3 2 所示。 本文设计的电源参数如下： ( 1 ) 输入交流： 2 2 0 v 5 0 h z 交流市电，有效值波动范围：2 2 0 呓嚣，即1 7 6 v 2 6 4 v ，频率 波动范围：4 5 h z 5 5 h z 。 ( 2 ) 输出直流： 输出额定电压：4 8 v ；输出额定电流：1 0 a ： 最大输出功率：6 0 0 w 。 ( 3 ) 效率：不低于8 5 。 7 t i v t 2 一三一三 彪 i |1 1 | | k 一 譬 呈f 1 口 j 1 l 【_ j l m1 lli 。 u 一 一 m 订4 一三一三 图3 2 移相全桥d c d c 变换器主电路 j门 l儿丁 - d r 2 - l u 3 1 1 交流输入回路的设计与选择 如图3 1 所示，交流输入回路包括：熔丝、压敏电阻、负温度系数的热敏 电阻、电源滤波器、全桥整流器、缓启动电路及滤波电容器【4 】。 熔丝的作用就是在电路出现故障造成过电流甚至短路时及时切断电路与电 源的电流联系。熔丝选择延迟型，这样可以尽可能的减小熔丝的额定电流。熔 丝额定电流选取： 最= 鲁一6 0 8 0 0 w 5 7 0 5 9 矿( 3 _ 1 ) 圪= u i n l i n ( 3 2 ) 2 石p 】f n ( m a x ) = 警“ ( 3 _ 3 ) 取2 倍裕量，熔丝额定电流取8 a 。 压敏电阻的作用是抑制来自电源的浪涌电压和瞬态过电压，压敏电阻的额 定电压选择为4 7 0 v 4 1 。 1 、上电浪涌电流抑制电路 上电时，由于滤波电容器的电压基本为零( 相当于短时短路) ，如果上电时 正好是市电电压峰值，则输入电流峰值为输入的浪涌电流峰值，等于输入电压 峰值除以线路内阻，通常线路内阻很小，将产生数十倍于正常电流的上电浪涌 电流。上电浪涌电流对市电电源和变换器都有较大危害，还会损坏输入滤波电 容，需要必须加以抑制【4 j 。 负温度系数的热敏电阻( n t c ) 可以限制上电浪涌电流，在开始上电时，热 敏电阻处于常温，常温状态下热敏电阻阻值很高，可以限制上电浪涌电流，上 电后由于热敏电阻上流过电流并消耗电能发热，使其电阻值降低以减小热敏电 阻上的损耗【4 】。用热敏电阻抑制上电浪涌电流的方法受环境温度和压敏电阻初 始温度的影响，在环境温度较高或两次上电时间间隔较短的情况下效果不好， 1 4 所以我们在全桥整流器和滤波电容之间增加一缓启动电路，如图3 1 所示，在 整流器和滤波电容之间串一个限流电阻，在限流电阻上并联一个延时开通的晶 闸管。在上电时，回路中串有限流电阻，用限流电阻抑制浪涌电流，延时一段 时间后，将与限流电阻并联的晶闸管开通，将限流电阻短路，这样正常工作时， 限流电阻不消耗能量，可以提高电源效率。 2 、e m i 滤波器 在市电电网中存在各种频率的噪声，这些噪声对变换器产生电磁干扰， 影响变换器的正常工作，必须对这些电网噪声加以抑制，e m i 滤波器就是为了 抑制电网中高于电源频率附近的频率的噪声，电源滤波器可以有效衰减这些噪 声信号。电源滤波器是低通滤波器，它只让电网频率以下的成分通过，而对电 网频率以上的成分则应有急剧的衰减。如图3 2 所示，电容e 。、c ，、c 1 ”c 以 和共模电感丘组成e m i 滤波器。取c r 。= c r ，= 1 g f ， 1 = c 们= 2 2 0 0 p f ，厶= 2 m h 。 3 、工频整流器的选择 整流输出电流最大值： i z t ( m a x ) = 瓦p o u t ( m a x ) = 蕊6 0 0 w = 3 5 3 彳 ( 3 4 ) 整流器额定电流： ( 一矿) = ( 3 1 0 ) 乞( 一) ( 3 5 ) 取1 0 倍裕量，即取整流器额定电流l = 3 5 a 。整流器的额定电压取最高输入电 压有效值的3 倍以上，即： v z - 3 v a c ( 。1 = 3 x 2 6 4 v = 7 9 2 v ( 3 6 ) 综上所述，选取工频全桥整流器k b p c 3 5 1 0 ，其参数为：最大通态平均电流为 3 5 a ，额定电压为1 0 0 0 v ，满足要求。 4 、输入滤波电容器选择 滤波电容器选择经验算法 6 】：在最低输入交流电时，整流滤波后的直流 电压脉动值p 是最低输入交流电压峰值的2 0 。按下面步骤计算滤波电容器 电容值【6 j 1 7 j 。 输入电压有效值。，：1 7 6 v - - , 2 6 4 v ； 输入电压峰值2 k 抽，：2 4 8 v - - - 3 7 3 v ； 整流滤波后直流电压最大脉动值：巧p = 2 4 8 v x 2 0 = 4 9 6 v ； 整流滤波后的直流电压圪：2 0 0 v - 3 7 3 v ； 输入功率为：毛= 只甜r = 7 0 5 9 w ，为了保证直流电压最小值符合要求，每个周 期中，滤波电容器g 所应提供的能量彬。为： 1 5 呒：生= 7 0 5 9 4 , ：1 5 7 j 埘厶4 5 h z 最低输入交流电压时，每个半周期输入滤波电容所提供的能量为： 导= 弓1c 加 ( 帆) 2 一( 帆一) 2 】 代入芝。( m i n ) = 2 4 8 v ，= 4 9 6 y 得： = 2 1 5 0 4 c i 所以： g = 丽w i n = 罴，- 7 3 叩f ( 3 7 ) ( 3 8 ) ( 3 9 ) ( 3 10 ) 整流后最大直流电压为3 7 3 v ，考虑铝电解电容的等效电阻和可以承受的最大纹 波电流，选取2 个4 7 0 ，4 0 0 v 的铝电解电容并联作为输入滤波电容，为吸收 电解电容上可能出现的高频尖峰电压，在滤波的铝电解电容两端并联一无极性 小容量的高频电容。 根据选取的滤波电容，重新计算整流后最小直流电压： ( = = 曙2 1 5 7 蚴 y ( 3 - - 11 ) 3 1 2 全桥变换器参数设计与选择 1 、全桥变换器开关管选择 变换器最大输入直流电压为3 7 3 v ，最大输入电流为3 5 3 a ，选用n 沟道 m o s f e t 管i r f 8 4 0 ，其参数为：漏源极击穿电压曰= 5 0 0 v ，漏极直流电流 厶( d ) = 8 a ，满足要求。其他参数：结电容c 淼= 2 0 0 p f ，开通延迟时间如( d ) = 1 5 n s ， 上升时间t r = 2 1 n s ，关断延迟时间t o ( d ，) = 5 0 n s ，t 降时f u 0 = 2 0 凇。 2 、谐振电感设计5 】【6 】 7 】 由于变压器漏感较小，在轻负载时滞后桥臂实现零电压开关较困难，滞后 桥臂实现零电压开关负载范围较小，为了扩大滞后桥臂零电压开关范围，在变 压器原边加上谐振电感厶，帮助滞后桥臂实现零电压开关。为了实现滞后桥臂 的零电压开关，必须满足下式6 】： 丢驴= 号2 式中：i 一滞后桥劈开关管关断时原边电流； 一开关管漏源极电容。 谐振电感l 的选择应考虑下述因素： 为了在任意时均能实现滞后桥臂的零电压开关， 1 6 圪应取最大值 ( m a x ) ； 考虑在1 3 满载以上时实现零电压开关； 负载电流为l a 时滤波电感三，的电流屯，临界连续。也就是说，0 的脉动 量f ，为2 a 。 在1 3 满载时，滞后桥劈开关管关断时原边电流，为： ，：生! 三鱼! 三：1 9 坐丝：1 4 4 彳( 3 - - 13 ) ，=-二_-一=一=1 月j 开关管i r f 8 4 0 的漏源极电容为2 0 0 p f ，圪( 一) 为3 7 3 v ，根据式( 3 1 2 ) 得：，= 3 6 , u h 。 谐振电感的电流是双向流动的，其磁芯工作在第一、三象限，属于第一类 工作状态2 1 1 。 ( 1 ) 谐振电感磁芯选择 用a p 法选择电感磁芯【3 】： a p ：( l i 二2x 1 0 4 ) - + i ( 3 1 4 ) 、b w k h k 1 式中，a p 一磁芯截面积与磁芯窗口面积乘积。 巩一磁芯工作磁感应强度； k 。一磁芯窗口利用系数； k ，一电流密度比例系数，和温升及磁芯的材料和形状有关； x 一常数，由所用磁芯确定。 式( 3 2 1 ) 即为电感设计a p 法面积乘积公式。 将l = 3 6 p h 、厶，( 一) = ( l ( m 越) + a i m s , 2 ) 3 = 4 a ，e = 0 4 ，巧= 3 2 3 ，x = 一o 1 4 ， 或= 0 3 t 代入式( 3 - - 2 1 ) 得：彳尸= 0 1 l c m 4 ，选择e e l 9 磁芯，磁芯材料为功率 铁氧体l p 3 ，其参数为：彳尸= o 1 2 4 3 c m 4 ，a e = 2 3 o m m 2 ，4 = 5 4 0 4 m m 2 。 ( 2 ) 绕组设计【6 】 初选气隙大小，选气隙万为0 5 m m ，根据公式： 三：l t o n = - 2 a 一。 ( 3 15 ) 厶一一 j 确：绕班数肚压= 庶黔篆筹划玑取肚2 5 。 核算磁芯最高工作磁密吃，根据公式： 吃= 丁t o n i ( 3 - - 1 6 ) 可得：吃= 4 7 飞 1 i 0 - 百7 x r 2 5 x 4 r = 2 5 1 研r 。选取的磁芯饱和磁密忍= 4 9 。所丁，满足 1 7 要求。 绕组线径和股数。谐振电感流过的电流的最大有效值为变压器原边电流 最大有效值，为2 9 0 a ，电流密度为4 4 0 o a c m 2 ，选用1 6 股线径为0 2 1 m m 的 漆包线绞结而成的多股线，一根多股线的导电面积为0 5 5 4 m m 2 ，需要多股线2 根。 ( 3 ) 核算窗口大小。绕组总截面积为s = 2 x 2 5 x 0 5 5 4 m m 2 = 2 7 7 m m 2 ，取窗 口利用系数为0 5 ，则需要磁芯的窗口面积为5 5 4 m m 2 ，e e l9 的窗口面积为 5 4 0 4 m m 2 ，基本满足要求。 3 、开关频率选择 在谐振电感确定后，可以计算出副边的最大占空比丢失( 一) 。可 由下式近似计算6 】： = ：警 ( 3 17 ) 从式( 3 17 ) 可知，当l 最大、最小时，副边占空比丢失最大，( 懈) 为： ( m a x ) - - 4 x 3 1 6 x 面1 0 - 6 r h x l 0 a z ( 3 - - 1 8 ) 在计算变压器变比时，取的是副边最大占空比为0 8 5 ，也就是说 ( 麟) 1 0 8 5 = o 1 5 ，取觚) = o 1 4 ，由式( 3 1 8 ) 得：z = 6 2 k h z 。 实际上，在设计电源时，为了减小电源的体积和重量，总是希望提高开关 频率。由于移相控制零电压开关p w md c d c 变换器存在占空比丢失，当变压器 的变比和谐振电感确定后，开关频率越高，占空比丢失越大。为了得到要求的 输出电压，必须减小变压器的变比，这样又使原边电流增大，占空比丢失更大， 所以开关频率不能无限制地提高。变压器磁芯选择铁氧体磁芯，其铁损随开关 频率的提高迅速增大，铁损与开关频率的1 7 次幂成正比【2 1 | 。 数字式p w m 的定时器采用数字计数器，存在分辩率的问题，分辩率与开关频 率密切相关。数字式p w m 的分辨率就是其能达到的最小的占空比d m i n ，或者是其 占空比可变化的最小值。p w m 的控制效果大多体现在它的占空比上，p w m 通过其 占空比d 表达 0 ，1 区间的数值。模拟式p w m 理论上可以表达这一区间的任意实 数，因此不存在分辨率问题：而数字式p w m 的占空比是离散化的，它只能表达这 一区间内有限的数据。在计数频率一定的情况下，数字式p w m 的分辩率珑；。与开 关频率成正比，开关频率越高，分辩率越低( 风；。越大) 。p w m 分辩率不足够 高会引起输出抖动，还会引起控制环混乱【2 3 1 。 综合考虑以上因素，选择开关频率为5 0 k h z ，则最大占空比丢失( 脓) 为 0 1 1 4 。d s p i c 3 0 f 2 0 2 0 的计数频率为1 2 0 m h z ，分辩率可以达到o 2 。 4 、高频变压器设计3 】【5 】 6 】【2 1 】【2 2 】 ( 1 ) 原副边变比 为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管 的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比应尽可能的大 一些。为了在任意输入电压时能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低 输入e g 玉, ( m 吣选择。设副边的最大占空比为一) ，则可计算出副边电压最小 值m i n ) 为【6 】。 = 警 ( 3 19 ) 其中g o ( 。瓢) 是输出直流电压最大值，是输出整流二极管通态压降，是输出 滤波电感上的直流压降。输出直流电压最大值g o ( 一) 为5 7 6 v ，输出整流二极管 采用的是m u r 3 0 6 0 p t ，其通态压降为1 5 v ，输出滤波电感上的直流压降 约为0 5 v ，考虑到副边占空比存在丢失，取副边的最大占空比一) 为0 8 5 ， 则： k 。血吣= 至二警= 7 。1 2 矿 由式( 3 1 1 ) 知道，( m i n ) 为2 11 7 v ，所以原副边占空比为： k = 丘盟：婴：3 0 2 删7 0 1 2 v ( 3 2 0 ) ( 3 2 1 ) 为便于变压器设计与绕制，取原副边变比k 为整数3 。 ( 2 ) 高频变压器磁芯选择 使用面积乘积法( a p 法) 选择高频变压器磁芯。a p 法公式为 3 】： 肚4 4 2 蜀p 甭r l o 爿4 击 ( 3 - 2 2 ) 式中：辟一变压器视在功率，是原边功率与副边功率之和。 k ，一波形系数，有效值与平均值之比，正弦波时为4 4 4 ，方波时为4 ； f 一开关工作频率( h z ) ； e ，一工作磁通密度( t ) k ；一电流密度比例系数，和温升及磁芯的材料和形状有关； x 一常数，由所用磁芯确定。 对于全桥变换器，副边整流电路采用全波整流时，设变压器效率为仇，副 边绕组带有抽头，变压器视在功率为3 】： 弓吲去+ 均 ( 3 2 3 ) 不计输出整流滤波电路损耗，变压器输出功率即为开关电源输出功率，取变压 器效率为o 9 8 ，计算得到变压器最大视在功率弓为1 4 6 0 w 。开关工作频率z 1 9 为5 0 k h z 。变压器输入为方波，波形系数巧为4 。磁芯材料选择铁氧体磁芯， 取变压器允许温升为2 5 c ，查磁芯参数表，取电流密度比例系数为3 2 3 ，x 为0 1 4 。变压器最高工作磁密吃为2 1 1 ： 吃= 瓦y n m ( m i n 4 ) x 1 0 6 = 及蕊2 1 1 x 1 0 6 = 1 6 6 ( m t ) 取最高工作磁密吃为o 1 6 t ，取窗1 2 1 利用系数民为0 4 。 - - 2 2 ) 得： 一(毒罴声=43764x50 x10 01 6 x 04 x 3 2 3 铡4 、 3 ( 3 2 4 ) 将以上参数代入式( 3 ( 3 2 5 ) 加1 0 裕度，查磁芯尺寸参数表【2 1 1 ，选e e 5 5 磁芯，功率铁氧体l p 3 磁芯，e e 5 5 磁芯尺寸参数为：磁芯截面积4 为3 5 3 0 c m 2 ，窗1 2 1 面积4 ，为2 8 0 0 c m 2 ，面积乘 积彳尸为9 8 8 4 c m 4 ，体积为4 3 5 c m 3 ，满足要求。 ( 3 ) 原副边绕组匝数的确定 由式( 3 2 6 ) 确定原边绕组匝数，要求在原边输入直流电压最小时，变压 器设计也可满足要求，所以取巧= 圪计算 5 】【2 2 1 。 坼= 瓦v i n ( 瓦m i n ) = 4 x 5 0 x 1 0 瑞x 016丽x35 3 x 1 0 = 1 8 6 一p k ，z 玩4 3 。4 。 取整，取原边匝数m 为1 8 匝。 副边绕组匝数札为： m = 丝= 堡：6 取副边绕组匝数为6 匝。 ( 3 2 6 ) ( 1 ) 绕组的导线线径和股数的确定 在选用绕组的导线线径时，要考虑导线的集肤效应 3 】【6 】【2 2 1 。所谓集肤效应， 是指当导线中流过交流电流时，导线横截面上的电流分布不均匀，中间电流密 度小，边缘部分电流密度大，使导线的有效导电面积减小，电阻增加。在工频 条件下，集肤效应影响较小，而在高额时影响较大。导线有效导电面积的减小 一般采用穿透深度来表示。所谓穿透深度是指电流密度下降到导线表面电 流密度的0 3 6 8 ( 即l 6 ) 时的径向深度。穿透深度可用下式来表示【6 j ： = 焉 式中，缈为角频率，缈= 2 形= 3 1 4 x 1 0 5 ，为导线的磁导率，铜的相对磁导率鸬 为1 ，那么铜的磁导率为真空中的磁导率，即，= g o = 4 万x 1 0 h m ，7 为导线 的电导率，铜的电导率为y = 5 8 x 1 0 6 q 朋；穿透深度的单位为米( m ) 。将上 述数据代入式( 3 4 4 ) 中算得穿透深度为： = 忘i 磊磊磊- o 2 9 6 聊m ( 3 2 9 ) 为了更有效地利用导线，减小集肤效应的影响，一般要求导线线径小于两倍穿 透深度，即， 2 a 。所以绕组导线应选用线径小于0 5 9 2 m m 的铜导线。所以变 压器绕组采用多股线绕制。 原边绕组导线线径和股数确定 由式( 3 3 0 ) 计算电流凿发，电流密度为l 刘： ，= ( 么d j = 3 2 3 x ( 9 8 8 4 ) 加1 4 = 2 3 4 1 a c m 2 原边绕组电流为： ，、：鱼：旦：2 9 0 a ， = _ 二二= 一= 1 p 一( 。m 0 9 8 x 2 11 原边绕组总导电面积为： 如= 了i p ( m a x ) = 焉乩2 4 朋聊2 ( 3 3 0 ) ( 3 3 2 ) 这里选用5 股线径为0 3 8 m m 的漆包线绞结而成的多股线，多股线的导电面 积为： s ：堕： 2 (3一i 1 5x x 0 3 8 1 505 6 6 8 m m3 3 ) 44 所以原边需用5 股线径为o 3 8 m m 的多股线2 ( 1 2 4 0 5 6 6 8 ) 根。 副边绕组导线线径和股数确定 变压器有两组副边绕组，构成双半波整流电路，因此每组副边绕组的最大 电流有效值为： t ( 懈) = 等= 1 0 x 0 7 0 7 - 7 0 7 a 副边绕组总导电面积： 4 。= 生= 旦= 3 0 2 朋所z” j2 3 4 1 所以原边需用5 股线径为o 3 8 m m 的多股线5 ( 3 0 2 0 5 6 6 8 ) 根。 ( 2 ) 核算窗口面积 原边绕组导线总面积s 。为： s p = 0 2 墨= 1 8 x 2 0 5 6 6 8 = 2 0 4 1 m m 2 副边绕组导线总面积墨为： 墨= i v 5 s 1 = 6 x 5 x 0 5 6 6 8 = 1 7 o l m m 2 原副边绕组总面积为： 2 l ( 3 3 4 ) ( 3 3 6 ) s = s p + s s = 2 0 4 1 + 1 7 0 1 = 3 7 4 2 m m 2 窗口利用系数为0 4 ，