（通信与信息系统专业论文）四通道3125gbs+cmos发接器的系统研究与集成.pdf

摘要 随羞毒会懿不鞭发展，人铝黠邂售斡要求也越来越裹，信悫交羧鳃数量之大 和速度之快达到了前所未有的程度。i e e e 8 0 2 3 a e 标准在2 0 0 2 年6 月通过了 i e e e s a 撂准委员会豹批臻，这个栝准搀以太网扩骚到了1 0 - g b s & 传输遮搴， 成为发展下一代以太网的萤耍依据。我们设计的四通道3 1 2 5 g b s 发接器就是按 照此协议设计的单片c m o s 数据发接器，它实现了1 0 g 以太网物理层中p m a 子层的全部功能，同时它还可以提供x a u l 接口。本文主要讨论了在设计此发接 器时所做的系统研究和整个电路的攀片集成。 在系统研究方顾主要散了以下几个方谳的工作：首先，对发接器面对的主要 传输信道p c b 传输线进行了信道分拆，建立了信道模越，并掇出了一静建 立位误率和预均衡滤波器阶数关系的数学方法，为倍道均衡提供了理论基础；接 下来，通过对眼图的分板，确定了发接器的时序规则，并在最坏情况下绘出了 3 1 2 5 一g b s 笈接器的时序预舞；在分析信号娥则对，我们比较了差分和单端信号， 二进制和多进制信号以及单极和双极信号的优缺点，确定了我们的设计将采用的 信号模式；壤后，文章给出了我们设计静发攘器的体系结构，并且以锁相环的设 计为例，着重介绍了如何使用v e r i l o g - a 语畜对整个发接器进行行为绂的设计， 为厝瑟静管予级设计捷供了摄好的指导。 在完成系统研究之后，本论文逐一介绍了发射器，接收器和其他电路的设计。 发辅器主癸囱并串转换电路，线驱劾器季蟊琰均衡器臻成。文中眈较了几种常鞠并 串转换结构的优缺点，并详细给出了三种高速并串转换电路的设计和仿真结果， 曩嚣一羧毽恁套疆了线驱韵器和颈均衡嚣静安现。接狡器主要包稔串并转换电 路，时钟数据恢复电路，字节对准电路，预放大器和信号检测电路。同样在比较 了a 黪豢弱率并转羧臻穆斡铙缺点嚣，详纲糖述了多耀对镑结掏豹设计，并撬出 了纠正灵敏放大器输入失调的方法。对于预放大器和信号检测电路n p 给出般 性贫绍e 黪了发送爨黟接收器强，本文还分绥了蛰公趣亳鼹，包括多籀露镑发 生器，系统初始化电路，基准源和h s t l 输入输出电路。 文章的矮后一章对论文送行了憨结，蒡糖出了还未宠戏以及褥采应该骰瓣一 些改进工作。 关键词：1 0 g 以太网发接器信道模型预均衡v e r i l o g a 并串转换魄路 多捆时钟结构审菇转换电路炎敏敷大爨 a b s t r a c t t h er e q u i r e m e n tf o rl a r g e v o l u m ea n dh i g h s p e e dc o m m u n i c a t i o ni si n c r e a s i n g d a yb yd a y i nj u n e2 0 0 2 t h ei e e es t a n d a r d8 0 2 3 a ew a sa p p r o v e db yt h ei e e e - s a s t a n d a r d sb o a r d ，w h i c he x t e n d e dt h ei e e e8 0 2 ，3p r o t o c o la n dm a cs p e c i f i c a t i o nt o a no p e r a t i n gs p e e do f10 - g b sb e c a u s et h i sn e ws t a n d a r dw i l lb eo n eo ft h em o s t i m p o r t a n tp r o t o c o l s f o rn e x tg e n e r a t i o ne t h e m e t t h eq u a d3 1 2 5 一g b st r a n s c e i v e r d e s i g n e db y u si sc o m p a t i b l ew i t hi t t h i st r a n s c e i v e rc o m p l e t e l yr e a l i z e st h ef u n c t i o n o fn o to n l yp m a s u b - l a y e rw h i c hb e l o n g st ot h ep h y s i c a ll a y e ro f10 ge t h e r n e tb u t a l s ot h ex a u ii n t e r f a c e t h i st h e s i si sm a i n l yf o c u s e do nt h es y s t e mr e s e a r c ha n d m o n o l i t h i ci n t e g r a t i o no ft h eq u a d3 12 5 一g b st r a n s c e i v e r s e v e r a lt o p i c so ns y s t e mr e s e a r c ho ft h et r a n s c e i v e ra r em e n t i o n e di nt h et h e s i s f i r s t l y t h e c h a r a c t e r i s t i co fp c bt r a c et h a ti so n eo ft h em o s tu n i v e r s a lm e d i ai 1 3 e t h e r n e ti sa n a l y z e da n dac h a n n e lm o d e li sp r e s e n t e dw i t hw e l e m e n ti nh s p i c e a f t e rt h a t ，t h et i m i n gc o n v e n t i o ni sa n a l y z e di nd e t a i lb yu s i n ge y ed i a g r a mt og e tt h e t i m i n gb u d g e to f t h et r a n s c e i v e r a st ot h es i g n a l i n gc o n v e n t i o n c o m p a r i s o ni sm a d e b e t w e e nd i f f e r e n t i a la n ds i n g l e e n d e d b i n a r ya n dm u l t i l e v e la n ds i n g l e - p o l a ra n d d u a l p o l a r , r e s p e c t i v e l yl a s t t h e t h e s i sp r e s e n t st h eh i g hl e v e la r c h i t e c t u r ea n dt h e b e h a v i o r a lm o d e lo ft h et r a n s c e i v e ri nv e r i l o g - a t h et h e s i sa l s od e s c r i b e st h ed e s i g no ft r a n s m i t t e r , r e c e i v e ra n do t h e rc i r c u i t si n d e t a i lt h et r a n s m i t t e rc o n s i s t so fm u l t i p l e x e r ，l i n e - d r i v e ra n dp r e - e q u a l i z e r t h r e e d i f f e r e n ta r c h i t e c t u r e so f m u l t i p l e x e r a r ec o m p a r e da n dd e t a i l e dd e s i g nt e c h n i q u e sa n d s i m u l a t i o nr e s u l t sa r e p r e s e n t e d t h e r e c e i v e ra l s oi n c l u d e st h r e e c o m p o n e n t s d e - m u l t i p l e x e r ，p r e a m p l i f i e ra n ds i g n a ld e t e c t o r a l s o t h r e ed i f f e r e n ta r c h i t e c t u r e so f t h ed e m u l t i p l e x e ra r ec o m p a r e da n dd e t a i ld e s c r i p t i o no ft h ed e s i g ni sp r e s e n t e d a s t ot h es h a r e db l o c kc i r c u i t s ，t h ed e s i g no f m u l t i - p h a s eg e n e r a t o r ，s y s t e mi n i t i a l i z a t i o n ， b a n d g a p r e f e r e n c ea n dh s t li oi n t e r f a c ei sg i v e no u tc o n c i s e l 3 ， a tt h ee n do ft h et h e s i s as u m m a r 3 , i sp u tf o r w a r da n ds e v e r a lf u t u r ew o r k sa r e m e n t i o n e d k e y w o r d s ： 1 0 ge t h e r n e t ，t r a n s c e i v e r , c h a n n e lm o d e l ，p r e e m p h a s i s ， v e r i l o g a ，m u l t i p l e x e r ,m u l t i p h a s e c i o e k d e m u l t i p l e x e r , s e n s e a m p l i f i e r 四通道31 2 5 g b sc m o s 发接器的系统研究与集成 第一章引言 1 1 以太网的发展和现状 第一章引言 从上个世纪8 0 年代到现在，网络通信取得了惊人的发展，极大地改变了人 们的生活。计算机网络是通信网络的重要组成部分，而以太网是它的主要实现方 式之一。和其他形式的计算机局域网( 例如令牌环，令牌总线等) 相比，以太网 可以说是发展最成功的 1 。 1 9 7 3 年，x e r o x 的b o bm e t c a l f e 和d a v i db o g g s 在p a l o a l t o 的研究中心开发 了一个支持3 - m b s 速率的实验性网络，用来连接研究中心的个人计算机，这个 网络就是以太网的雏形。后来i n t e l 和d e c 也加入进来。1 9 8 2 年3 c o r n 公司成立， 并且交付了第一块以太网的局域网适配器。从那时起到现在，以太网取得了长足 的进步，其发展大致分为三个阶段。第一阶段是带宽为1 0 - m b s 的低速以太网 ( 1 9 8 5 年) 。如1 0 b a s e 一5 ，它是通过同轴电缆以基带方式传输的，但用得最广 的是1 0 b a s e t ，它是采用普通双绞线作为传输媒质。第二阶段是带宽为 1 0 0 一m b s 的快速以太网( 1 9 9 5 年) 。它的传输媒质是双绞线和光纤。第三阶段是 数据速率为1 0 0 0 一m b s 的千兆以太网( 1 9 9 8 年) 。传输媒质也是双绞线和光纤。 除了带宽不断提高外，以太网还在别的方面得到了改进，例如用交换结构代替共 享信道结构，在共享信道结构中所有信道上的用户分享信道的带宽，所以当用户 数增加时每个用户的通信速率就会大大降低，而在交换结构中，网络在用户间动 态分配整个信道的带宽，从而增加了网络的有效带宽。还有一个改进就是采用了 星形的网络拓扑结构，促进了传输媒质的发展，也使系统便于维护。 虽然以太网的带宽不断增加，但是人们对以太网的传输速率还是提出了更高 的要求，这一方面是因为随着社会的发展，人们不仅通过网络交换普通数据，而 且传递大量的多媒体信号，例如语音信号，音频信号，视频信号等，这些信号不 仅数据量大，而且要求实时传输：所以对网络的带宽要求很高；另一方面由于以 太网在局域网中取得了巨大的成功，以太网将被广泛地使用在城域网及广域网 上，这也要求用数据速率更高的以太网来替代现有的以太网。所以i e e e8 0 2 3 标准委员会在2 0 0 2 年6 月通过了i e e e8 0 2 3 a e 标准，这个标准将i e e e8 0 2 3 协 议扩展到了1 0 - g b s 的工作速率，从而为1 0 g 以太网的发展提供了坚实的基础。 1 2 发接器在以太网中的作用 和以往的i e e e8 0 2 3 标准一样，i e e e8 0 2 3 a e 保证了不同供应商产品之间的 幽通道31 2 5 g b i sc m o s 发接器的系统研究与集成 第一蕈引言 兼容性 2 。其实此标准主要是对以太网的物理层实现进行了修改，而沿用了i e e e 8 0 2 3 的m a c 层协议，这样既能保证1 0 g 以太网在局域网中继续占据统治地位， 同时又能满足城域网和广域网的要求。i e e e8 0 2 3 a e 规定的传输媒质只有光纤。 根据广为流行的o s i 七层网络模型，以太网的物理层器件对应七层模型中的第 一层，它将传输媒质与对应七层模型第二层的m a c 层连接起来。图1 1 给出了 i e e e8 0 2 3 a e 定义的1 0 g 以太网模型以及与之相对应o s i 七层网络模型。从图 中可以看到，i e e e8 0 2 3 a e 定义了三种物理层结构，其中1 0 g b a s e r 和 1 0 g b a s e x 是局域网的物理层，l o g b a s e w 是广域网的物理层，它是在 1 0 g b a s e - r 的物理层上增加了w i s 子层，使数据格式满足s t s 1 9 2 的要求，从 而能在s o n e t s d h 网上传输。 1 0 g b a s e x 物理层将速率为1 0 - g b s 的m a c 层数据分配在四个通道，每个 通道的数据速率是2 5 一g b s ，采用8 b 1 0 b 编码，所以传输的信号遽率为 3 1 2 5 一g b s 。四个通道的数据通过波分复用( w d m ) 的方式合在一个信道内，然 后在1 3 1 0 r i m 波段通过光纤传输。我们设计的四通道发接器就是用来实现 1 0 g b a s e x 物理层中的p m a 子层的全部功能，其核心就是将来自p c s 的1 0 位并行数据转换成串行数据，然后发送到p m d 子层( 例如光收发器) ，同时将 来自p m d 的串行数据恢复出来，并转换成p c s 所需要的1 0 位并行数据。 i 一一一而面而而磊一一一1 耐黑。 = 二二耍叵圣i = ：二? m d i m e d i u md e p e n d e n ti n t e r f a c e p c s p h y s i c a lc o d i n gs u b l a y e r p h y p h y s i c a ll a y e rd e v i c e p m a p h y s i e a lm e d i 岫a l t a c l m e n t 雾鸶：雾鱼。 ! ：! 竺li ! ：! 竺il ! ! ! ：竺 1 0 g b f i s e w 1 0 g b s e ri o g b j l s e x p m d - p h y s i c a lm e d i 皿d e p e n d e n l w 1 5 一w a ni n t e r f a c es u b l a y e r x g m i 卜1 0g i g a b i tm e d i ai n d e p e n d e n ti n e r f b c e 图1 1i e e e8 0 23 a e 定义的以太网模型和o s l 七层网络模型 在1 0 g 以太网的众多技术创新中，有一项便是x a u i 接口。x a u i 接口被用 来作为x g m i i 的扩展。1 0 g 以太网的x g m i i 接口共有7 4 条信号线( 发送和接 收各3 2 条数据线，外加1 0 条控制线) ，这大大限制了m a c 层与物理层芯片间 连接的距离和性能，而在以太网的实现中，这两层往往是用不同芯片实现的。 攀 四通逆3f 2 5 g b sc m o s 发接器的系统研究与集成 第一章引言 x a u i 接口是低管脚数的串行接口，它的数据速率是2 5 g b s ，所以当同时使用 四个x a u i 接口就可以满足1 0 g 以太网的传输速率。x a u i 接口同样使用8 b 1 0 b 编码来提高信号的可靠性，所以串行信号速率为3 1 2 5 g b s 。用x a u i 接口替代 或扩展x g m i i 不仅可以减少接口连线，降低信号间的电磁干扰( e m i ) ，而且解 决了宽总线的信号间歪斜( s k e w ) 问题，从而大大提高了m a c 层和物理层之间 的连接距离( 在f r 4p c b 上可达到l8 英寸) f 3 1 。】0 g 以太网的x a u i 技术还可 以用在其他一些工业标准，例如i n f i n i b a n d ，f i b r ec h a n n e l 等，也可以用来提供 般的背板( b a c k p l a n e ) 连接。图1 2 给出了使用x a u i 技术提供m a c 层和物 理层芯片间( c h i p t o - c h i p ) 接口的示意图。从图1 2 中我们可以看到一共只有1 6 条点到点的信号线。我们设计的四通道发接器也可以用来提供芯片间的x a u i 接口( 除8 b 1 0 b 编码) 。 图1 2 四通道发接器作为x a u i 接口示意图 1 3 论文的主要工作及创新 高速发接器的设计是一项很复杂的工作，涉及频率综合器，时钟数据恢复电 路，线驱动器，均衡器，并串串并转换电路，弹性缓冲器，并行输入输出接口 的设计。本论文在前人工作的基础a 2 1 4 5 】，介绍了以下两个方面的内容。 一是关于发接器的系统研究。正如前面所提到的，我们设计的发接器可以用 来实现1 0 g b a s e x 物理层中p m a 子层的功能，也可以用来提供芯片间的x a u i 接口，在这两种系统里发接器所面对的信道主要是p c b 上的连线，所以本文对 p c b 线进行了信道建模，为信道均衡提供了理论基础。发接器的一个主要性能 指标就是信号抖动，通过对眼图的分析，确定了我们设计的发接器在时序分配上 的各项指标，为后面各模块的设计提供一个参考。信号模式的选择也是系统研究 的重要内容，在这里本文给出了差分信号和单端信号，多进制信号和二进制信号 以及双极信号和单极信号的比较，并确定我们的选择。 - 二是关于发接器的系统集成。发接器从大的方面来讲可分为发送器、接收器 和公用模块三个部分。发送器的设计首先是要确定并串转换的结构，本文给出了 四通遒31 2 5 ，g b sc m o s 发接器的系统研究与集成 第一章引言 三种常用的并串转换电路的比较和设计并根据3 1 2 5 一o b s 发接器的实际情况， 选择了多相时钟结构的并串转换电路，从而降低了时钟电路的设计、时钟分布以 及数据同步的难度。在发送器的设计中还给出了线驱动器和预均衡器的实现方 法。与发送器相对应，接收器的设计首先考虑的是串并转换的结构。同样，常用 的串并转换也有三种，本文给出了它们之间的比较，并着重分析和设计了多相时 钟结构的串并转换电路。在接收器部分本文还介绍了字节对准、预放大和信号检 测电路的设计。最后，本文介绍了公用模块的设计。主要有基于锁相环的多相时 钟发生器，系统初始化电路，基准源电路和h s t l 模式的输入输出电路。 论文的创新主要体现在以下几点：首先，文章详细地分析了发接器用在背板 连接中的信道模型，并在离散时间域给出了信道的数学表达，提出了使用最小均 方误差原则的信道均衡数学方法，并用来确定预均衡滤波器的阶数。其次，论文 给出了用v e r i l o g a 语言进行整个发接器的行为级设计，从而方便我们在电路设 计的早期对整个芯片从体系结构上作折衷考虑，并为后面具体模块的开发和系统 集成提供了很有意义的指导。另外，在系统集成上，本论文比较了多种体系结构， 并从3 1 2 5 g b s 发接器的具体情况出发，采用了多相时钟结构的并串串并转换 电路，从而降低了时钟电路设计，时钟分布以及数据同步的难度，克服了片上最 小脉冲宽度的瓶颈限制，大大提高了信号的带宽。 1 4 论文的安排 本文在第二章中给出了发接器的系统研究，包括信道分析和均衡，时序规则 的分析和确定以及信号模式的比较和确定。第三章介绍了发送器的设计，包括三 种并串转换电路的比较和设计，线驱动器的分析和预均衡的实现。第四章是接收 器的设计，主要内容有三种串并转换电路的比较，多相时钟结构的具体设计，字 节对准电路的设计以及预放大和信号检测的实现。第五章介绍了几个主要的公用 模块，包括多相时钟发生器，系统初始化电路，基准源和h s t l 接口。最后一章 总结了本论文并提出了将来的工作。 四通道31 2 5 g b sc m o s 发接器的系统研究与集成 第二章系统研究 第二章系统研究 这一章对整个发接器进行了系统级研究。2 1 节分析了p c b 线的信道模型， 主要是为预均衡器的设计提供理论基础；2 2 节和2 3 节分别描述了发接器的时 序规则和信号规则，并在不同规则间进行了比较；2 4 节给出了我们设计的发接 器的体系结构，并对各功能模块作了简要的介绍；最后一节以锁相环为例介绍了 如何用v c r i l o g a 语言对发接器进行行为级设计，并给出仿真结果。 2 1 信道分析和均衡 图2 1 给出了一种典型的背板( b a c k p l a n e ) 连接 6 。这样的高速交换系统 被广泛地用在诸如i n t e r n e t 路由器和s o n e t 的交叉连接上。输入数据通常从光 纤信道进入一组线卡( l i n ec a r d s ) ，然后线卡的数据流以电信号的形式通过背板 传到交换卡( s w i t c hc a r d s ) 。为了保证系统的高速率，线卡和交换卡之间的内部 电连接必须是高带宽的，同时两者的距离一般比较大，所以这一接口通常使用高 速串行连接技术。我们设计的四通道31 2 5 g b s 发接器的一个重要用途就是作为 x a u i 接口提供线卡和交换卡之间的背板连接，两者之间的p c b 线大约在3 0 一4 0 英寸。由于在发接器的许多其他应用中( 例如作为x g m i i 的扩展在m a c 层和 物理层的芯片之间提供x a u i 接口等) 也有类似的系统环境，所以我们就以背板 连接作为应用环境来进行信道分析和均衡。在我们的设计中采用发送前的预均衡 剧2 - l 发接器的一种典刑应州背板连接 堕塑望! ：! ! ! ：里! 竖兰翌旦! 垄堡墨塑墨堑鲨塑兰墨堕一量三童l 至! 垄! ! 茎 而不是接收端的均衡来抵消信道衰减，这是因为与后者相比前者更为简单，从系 统的功耗，面积以及鲁棒性上考虑，这一点很重要。 预均衡器通常可用有限冲击相应( f i r ) 滤波器来实现，但是在以往的不同 设计中对类似的信道给出的滤波器阶数却不都相同，在 7 中是5 阶， 8 中是4 阶，而f 9 1 中只有2 阶。这些文献中滤波器的设计主要是基于仿真和定性分析， 而本文将给出一种不同于以往的基于数学推导和定量分析的方法来确定滤波器 的设计。为了做到这一点，必须先建立背板连接中的信道模型，而整个背板信道 主要由p c b 线以及与线卡和交换卡连接的连接器( c o n n e c t o r ) 组成。 1 0 0 8 0 6 0 4 0 2 ? 弋心 1 0 m h z1 0 0 m h z1 g t t z 电介质损耗 趋肤效应 总和 剧2 - 2 1 一m 长p c b 线的频翠响应 图2 2 给出了一条典型p c b 带状线的归化频率响应 1 1 。线的横截面是8 0 7 毫英寸，长度为1 米，直流电阻为54 8 欧姆，电介质材料是g e t e k 。根 据这个频率响应和电介质材料的属性可计算得到一组r l g c 参数，这些参数可 用来得到h s p i c e 中的用w 元件表示的p c b 线模型。h s p i c e 用下面两个式子【1 2 3 来建模导线的趋肤效应电阻和绝缘材料的介质电导。 r = r o + e , ( 2 1 ) g = g o + g o 厂( 2 2 ) 这里的r 。是单位长度的直流电阻，单位是q 坍，r 。是趋肤效应系数，单位是 q m 总，g o 是电介质材料的直流电导，单位是s m ，q 是电介质的损耗系 数，单位是s m 胁。表1 给出了我们通常使用的特性阻抗为5 0 q 的p c b 线的 p d 。g c 参数n。 图2 3 给出了背板连接信道的完整模型，其中的p c b 线用h s p i c e 中的w 元 件来代替。线卡( 或交换卡) 和背板上的p c b 线分别取1 5 - c m 和5 0 c n l ，对于 线卡和交换卡上的连接器，我们用两个0 4 p f 的电容来代替上面的过孔，用4 - c m 6 四通道3 1 2 5 g b sc m o s 发接器的系统研究与集成 第二章系统研究 表1 ：h s p i c e 中p c b 线的r l g c 参数 l3 2 7 5 n h m c1 3 07 p f l m r o 54 8 q m r s 1 3 1 3 。】0 - 3q ，撕云 g o o g d 8 2 8 1 0 一”s m 胁 长的p c b 线来表示其内部的连线。背板上线的特性阻抗与线卡上线的特性阻抗 有1 0 的偏差，以此来模拟实际应用中阻抗的不匹配。 i 5 一c mp c b 4 - c m p c b 5 0 一c mf e b4 - c m p c b15 - c m p c b 5 0 5 0 0 4 5 0 5 0 0 5 0 0 乇) _乇) 卜* ) ) -卡)卜_ )卜 ：o4 一口f o 一p f 0上工i l i n e c a r d c o n n e c l o rb a c k p l a n ec o n n e c l o rs w l t c hc a r d 图2 - 3 一个典型背板连接的电路模型 图2 - 4 给出了一个包含预均衡滤波器和信道的通信链接，使用预均衡器的目 的就是抵消信道引入的畸变。从频率域看，预均衡器具有高通特性，这正好和信 道的低通特性相反，两者合在一起可产生平坦的频率响应。从时间域看，所谓预 均衡就是通过叠加额外的信号幅度来消除码间干扰，使得总的传递函数是一个 d e l t a 函数。本文将介绍一种决定滤波器级数的方法【1 0 ，因为这个方法是基于离 散时间信号处理，所以首先要得到信道的离散时间模型。以我们设计的比特率是 3 1 2 5 - g b s 的发接器为例，图2 - 5 给出了信道对一个宽度为3 2 0 p s ，上升b , 7 1 、回为 1 0 0 - p s ，幅度为l - v 的输入脉冲的瞬态响应，对这个脉冲响应以3 2 0 p s 为周期进 行采样就可得到信道的离散模型p 俐。 给定滤波器的阶数，滤波器和信道总和的响应可表达为下式： y ( o ) y o ) p ( o ) 000 0 p ( 1 ) p ( 0 ) 0 - 0 0 00 0 p ( k 一1 ) 。p ( k 一2 ) 0 000 p ( k 一1 ) h ( o ) h ( 1 ) h ( 1 一i ) f 2 3 ) 这儿的f 是滤波器的阶数，k 是信道脉冲响应的长度。在没有码间干扰( 1 s i ) 和 粤望望! ：! ! ! ：鱼坠曼坚旦! 垄堡壁塑墨竺竺窒量叁壁 一一蔓王生墨竺! ! 墨 t r a n s m i t t e rp r e e m p h a s i sf i l t e r h ( n ) 企 l 图2 - 4 预均衡滤波器和信道的时域、频域模型 k ， j 、一一，y 图2 5 信道的冲击响应 信号衰减的理想情况下，信道的输出应该满足下面关系： 竺 黧0 篡 。， i y ( 月) = 、。 这儿的( n ) 就是理想的信道输出，d 是理想的接收端信号幅度，表示均衡器 和信道问的延迟，如果非零表示是一个非因果滤波器，这种滤波器还可以消除 先前的i s i ，但在我们考虑的比特率下，不存在明显的先前的i s i ，所以这儿取 = 0 。在绝大多数情况下方程( 2 3 ) 无法解出确切的 俐，因为它是一个过 约束的线性方程组。然而，我们可以按照最小均方误差原则来得到近似解。均方 误差可表达为下式： e = y 一艺。= p h 一艺? 8 e j 2 = h ，p r p h 一2 y 互。p h + y 盖，k ( 2 。) 上 将( 2 5 ) 式对h 求导并令导数为零，得到均方误差最小时的滤波器系数解，吼， h “= ( p7 p ) 。p7 k 。f 2 6 ) 孟嚣磊删 四通道31 2 5 g b l sc m o s 发接器的系统研究与集成 第二章系统研究 而残余的i s i 为 e = p h f j 一圪。 ( 2 7 ) 幽2 - 6 给出了i s i 对位误率的影响。假定随机噪声呈均值为0 的高斯分布，那么 在没有i s i 的时候，接收到的信号幅度应该是中心在d 的高斯分布。在这种高 斯分布下，信号检测具有一个有限的误差概率，这个概率值等于概率密度曲线中 越过判决阚值的那部分和横坐标围成的面积。而i s i 将移动高斯分布曲线，不同 的i s i 模式或增加( 图2 - 6 中的右移情况) 或减小( 图2 - 6 中的左移情况) 判决 出错的概率。在没有i s i 和噪声的理想情况下，接收到的信号值应该是 f + d 1 ， ”2 1 以t o t ( 28 ) 有i s i 时，在给定的i s l 模式石下，接收到的信号可表达成 5 ( k ) = m + k 7 e ( 2 9 ) 此处置和f 具有相同的维数。例如，信道响应是5 阶的( 如图2 5 所示) ，那么 对于一个2 阶滤波器来讲，和e 的维数是6 。k 代表了i s i 的比特模式，如果 发送一个比特流 o ，1 ，1 ，1 ，0 ，1 ，那么最后一个比特的i s i 模式置就是卜1 + l 十1 十1 1 + 1 1 。对于二进制信号编码来讲，在给定k 下的信号出错概率是 私) = 。志k 唧 _ 寺卜 ( 2 1 0 ) 其中的盯2 是高斯噪声的方差。最后，我们可以得到总的误差概率是 只= p r k 只( k ) = 去只( k ) ( 2 1 1 ) 第二个等号只对随机数据有效。 yd e n s l t y i s i j 一，：!：；懋 一二 图2 - 6l s l 对位误率的影响 r e c e lv e d v a l u e 鎏鎏耋i ! ! ! ：曼鳖! 型箜垄塑墨墼墨篓矍塞堇篓壅一燕三差墨! ；! 堕 翻2 7 给出了在背板信道中传送3 t 2 5 一g b s 二进制比特流时位误帮与预均衡 器阶数之间的关系。三条曲线分别代表了不同程度的噪声情况，即程没有i s i 时 在该噪声环境里通信系统白匀位误率分别为1 0 硼，1 0 圳，1 0 枷，也就憋说这三个数 值分别楚三条题线能达到豹嫩小毽。从图中我们发现当滤波器输数达劐2 时，位 误率露缀缀装运最枣蓬了。传凳参考，表2 绘窭了聚用最小毽方误麓方法诗雾褥 至i 的滤波器每一阶的衩重，从袭中可以看出离予2 阶的权重很小。膊啦本文设计 的发接器量将采用2 阶滤波嚣作为预均衡器，遐样可以达到最小化功耗和面积的 目的。 t 0 “o l o 1 0 1 0 1 5 瑟1 0 “掷 1 0 。 1 0 “ i o j k 、 。 心； 123 毒 5鑫78 n u m b e ro ft a p s 图2 7l s l 对位误率的影响( 不同曲线对_ ；嫩不同大小的高斯噪声) 表2 ：用煅小均方误差方法算得的均衡器每阶权重 t a p 1 t a p 2t a p 3 t a p 4 2 - t a pe q u a l i z e r 】0 ，3 0 90o 3 - t a pe q u a l i z e r 10 2 9 8- 0 3 40 4 - t a pe q u a l i z e r 】0 2 9 80 0 3 20 0 2 6 2 2 时序规则 从嬲2 - 8 给出的抽象跟阁f 1 1 】上我们可以番鼙g 熬个信号对序主耍幽三都分组 藏，分剐楚上秀露溺矗，缝羧辩闯毛秘不定对潮毛；其中。是撂售弩波形在0 器 l 之闯翻捩的时闻，b 是撵为了使接收嚣能可靠工作信号幅度必须要肖的高于有 效电平的时间，t 。则表示信号时序不确定性的峰峰值。信号的最小比特宽度必须 大于这三个部分之和，即： 1 0 四通道31 2 5 一g b sc m o s 发接器的系统研究与集成第二章系统研究 图2 - 8 用抽象眼图给出的时序分配 f 2 t r + ，a + ，。f 2 1 2 1 k 是信号时序的裕量。依照不同的电压边界可以在眼图内部画出不同的边界方框 ( 如图2 - 8 所示) ，可以看出当要求的电压摆幅比较小时，信号时序的裕量就会 比较大。 对一个较好的带5 0 一q 片上匹配阻抗的发送器来讲，上升时间t r 可以低到 个4 ( 0 是指一个倒相器链中一级的延迟，这个倒相器链的每一个倒相器的扇 出4 倍于它的输入电容 2 0 ) ，而接收器的缝隙时间r 。和它的结构有关，例如对 于一个绝缘栅灵敏放大器来讲，乇大概是0 2 0 ，3 0 ，f ，直接与管子的速度相关， 在o 1 8 m c m o s 工艺条件下这个值大约是1 1 0 p s 。而另方面，不定时间f 。 是由系统中导致时间抖动的噪声和导致静态失调的不匹配决定的。系统的匹配特 性与时序规则紧密相关，这一点将在下面讨论。 现代高速通信系统通常使用两种时钟同步方法，一种是源同步时序，也就是 捆绑式闭环时序；另一种就是我们设计中使用的单线自闭环时序。图2 - 9 给出了 一种典型的源同步时序系统，在这个系统里发送端同时发送数据和时钟信号，接 收端则使用一个d l l 将采样时钟和发送的时钟对准( 包括建立时间) 。而图2 - 1 0 给出的是一种典型的单线自闭环时序系统，时序信息是通过检测数据跳变直接从 数据流中提取出来的。源同步时序的好处是实现起来比较方便，并且不需要任何 的特殊编码方式来保证数据信号中有足够的跳变。它还允许多个数据信号共享 套时钟电路。源同步时序可以通过环路分布被用在多点落下的总线环境里，而单 线自闭环时序必须用在点到点连接中。但是，源同步时序具有较大的时钟歪制， 、这使得它只能用在比特率较低的系统中。通过对商用器件的延迟测量可知每米 p c b 线，每个连接器以及每个封装管脚都能引入5 0 6 0 p s 的歪斜f 1 3 1 。所以对于 一个用于背板连接的发接器来讲，时钟和数据线之间的歪斜将大于2 5 0 p s ，显然 一个工作在3 1 2 5 - g b s 的发接系统只能使用单线自闭环时序。 婴塑耋! ：! ! i ：鱼! ! 曼竺旦! 垄堡壁垫墨垄堡窒皇叁壁羔三兰二型壅! ! 翌 r 尺 ： 一r 一 l ：k l卜 p 一m 。 ：。 陟 id e l a y l o c k e dl 7 i l o o p l 图2 - 9 一个捆绑式闭环时序系统 图2 1 0 一个单线自闭环时序系统 表3 列出了我们3 1 2 5 g b s 系统可能的最坏情况的时序分配。假定发送器的 线驱动器输出电流是1 6 m a ，并假定对于一个衰减很厉害的信道，信号的上升占 据了大约1 位比特时间( 3 2 0 p s ) ，那么对于一个灵敏度是1 0 0 m v 的接收器来说， 时序分配中的上升时间部分“为 f ，3 2 0 p s 器= 4 0 p s ( 2 1 3 ) 对于一个绝缘栅灵敏放大器来说，接收器的缝隙时间如大概是o 2 一o 3 2 - 4 ( 在我 们的工艺中大约2 0 - p s ) 。发送器时钟抖动的峰峰值大概在6 0 p s 。在接收端我们 采用的是双环时钟恢复体系结构，这种结构的接收器时钟会在l 一2 个步长之间摆 动，所以它的抖动大约在9 0 p s 。由于工艺的原因，发送器和接收器的时钟相位 分别有1 5 - p s 和3 0 - p s 的失调 1 4 。上面时序分配的总和为2 5 5 - p s ，所以为信道 i s i 留下6 5 - d s 的裕量。 表3 ：发接器的最坏情况时序分配 上升时间( t r )4 0 p s 接收器缝隙时间( t a ) 2 0 一p s 发送时钟抖动6 0 - p s 接收时钟抖动( 包括摆动) 9 0 巾s 发送时钟相位失调 1 5 - p s 接收时钟相位失调 3 0 - p s 总和2 5 5 一廿s 婴望望! ：! 婪：璺! ! ! 兰竺旦! 垄堡墨塑墨竺型茎兰壅堕 兰三兰墨堑竺壅 2 3 信号规则 2 3 1 差分信号和单端信号 使用差分信号每个信道需要两条连线和两个管脚，而单端信号则相应地只需 要一条连线和一个管脚，但是当考虑到自引入电源噪声时，差分信号所需要的管 脚数要小于两倍的单端信号管脚数。虽然差分信号的管脚利用率比较低，但是使 用差分信号有很多好处，这些好处使得它更可靠，更适用于大规模的高速系统。 和单端的不同，差分线驱动器始终从电源抽取一个常量电流，所以几乎没有 交流的电源电流。稳定的电源电流有助于减少由导线电感引入的电源噪声( 也就 是ld i d t 噪声) 。所以，由于需要额外的电源管脚造成单端信号的管脚利用率实 际上要小于差分信号管脚利用率的两倍。例如在一个高带宽的交换机芯片里可能 需要10 0 个x a u i 接口来提供2 5 0 - g b s 的信号带宽。如果提供x a u 接口的发 接器采用单端电流模式线驱动器，其中每个驱动器输出4 - m a 电流到传输线上， 上升时间为8 0 p s ( 1 4 的数据流位宽) ，那么当这1 0 0 个驱动器同时切换时电源 电感厶。引入的电源噪声为 k 。= 上。p 。j d i = 上；。p 4 m i a x l 0 0 = 5 1 0 9 t ( 2 1 4 ) a t d ”p s 如果要求p 。，低于1 0 0 一m v ，那么。将需要小于o 0 2 一n h ，而一个差分驱动器由 于始终从电源抽取常量的电流，大大地减少了d i d t 噪声。随着工艺线宽和电源 电压的减小，差分驱动器的这一优点会变得越来越突出。在上面这个例子中，由 于连线电感的典型值为2 3 n h ，所以每个单端驱动器在输出上面给出的电流时需 要单独一个电源管脚，而一个好的差分驱动器则没有这样的要求。换句话说，差 分和单端的管脚要求是一样的。在实际情况中，虽然瞬态干扰造成差分信号的管 脚数比上面分析的还要多一点，但是随着比特率的提高和电源电压的减小，差分 信号的这种管脚利用率低的情况已变得越来越不明显了。 如果使用差分信号，返回电流是一个不变的直流值。在一个许多信道共享返 回电流路径的环境中( p c b 就是这样一个例子) ，使用差分信号时相邻信道间的 串扰要远比单端信号的小，因为在后者情况下共事电流路径里的开关电流会耦合 到其他信道。除此之外，差分信号的检测无需专门的参考信号，自己就可作为接 收器的参考，而且很多噪声源对两根差分信号线来讲是共模的，所以受噪声的影 响比单端的小得多，后者往往是由发送器来产生被多个信号共事的参考信号。另 外，差分信号的摆幅是单端信号的两倍，由于许多驱动器的单端摆幅很难提高， 所以差分信号的这一特性对提高抗噪声能力很有用。 从上面的分析可以看出，与单端信号相比差分结构引入的噪声要小得多，但 婴望望! ：! ! ! ：鱼竺! 竺旦! 丝垄墨堕墨竺塑塑兰叁些羔三兰生墨! 壅! ! 堕 抗噪声的能力却比单端的高。它的所谓管脚利用率低的缺点随着比特率的提高和 电源电压的降低而变得越来越不重要。所以在我们设计的发接器里将采用差分信 号结构。 2 3 2 二进制和多进制编码 采用多进制编码是提高数据比特率的一种方