（电力电子与电力传动专业论文）vrm电路拓扑与控制方法研究.pdf

a b s t r a c t t h ec i r c u i t t o p o l o g i e so fv r m a l e c o m p l e t e l ys t u d i e d ，a n dt h ec o m i n i m e t h o d so f v r mr r es y n t h e t i c a l l ya n a l y z e d t h e r e s e a r c ho f t h i sp a p e ri n t e n d st o r e a l i z eh i 曲e f f i c i e n c y , h i g hp o w e r d e n s i t y , f a s td y n a m i cr c s p o l l s eo fv r m , a n d c o m p a r e st o p o l o g i e s o p e r a t i o n a l 州n c i p l ea n dp e r f o r m a n c e ，t h e np o i n t so u tt h e a p p l i c a b l ef i e l d so fa l lk i n d so ft o p o l o g i e s f u r t h e r m o r e ，t h es u i t a b l ec o n t r o l m e t h o d so fv r i ma l ed i s c u s s e d t h en o n i n s u l a t e dt o p o l o g yc h a r a c t e r i s t i c s ，s t e a d ya n d d y n a m i cp r i n c i p l e s , p a r a n a c t e rd e s i g no fv r ma p p l i e df o rl o w - i n p u tv o l t a g es i t u a t i o na l em a i n l y a n a l y z e d t h et h e o r ya n dc a p a b i l i t yo fm u l t i c h a n n e li n t e r l e a v i n gt o p o l o g ya n d t h em a g n e t i ci m e g r a t e d t e c h n i q u e a l ei n v e s t i g a t e dt h o r o u g h l y t h er e s u l to f s t u d y s h o w st h e s r - q s w b u c k c o n v 廿q e r a d o p t e di n t e r l e a v i n g a n d m a g n 砸c i n t e g r a t e dt e c h n i q u e sa c h i e v e sh i g he f i i c i c y ，l o wv o l u m e ，f a s tt r a n s i e m r e s p o n s e ，a n ds a t i s f i e ss e v e r ep e r f o r m a n c em q u i r e m e m so fv r m t h en o m i m d a t e dt o p o l o g i e s a p p l i e d f o r m i d d l e - i n p u tv o l t a g e a n dt h e i n s u l a t e dt o p o l o g i e sa p p l i e df o rh i g h i n p u tv o l t a g ea r ed i s c u s s e d ，t h eo p e r a t i o n a l m o d e l so f t o p o l o g i e sa r ce s t a b l i s h e d ，a n dt h er e l e v a n tt o p o l o g i e sa l ei m p m v e d ， t h e nt h ei m p o r t a n tp a r a m e t e r so fv r ma r es t u d i e d i np a r t i c u l a r , t h em a g n e t i c i n t e g r a t e dt e c h n i q u e so ft h ed o u b l e r - c u r r e n tr e c t i f i e rt o p o l o g ya p p l i e df o rt h e s e c o n d a r y c i r c u i to f t h et r a n s f o r m e ra l er e s e a r c h e d c a r e f u l l y t h ec o n t r o lc i r c u i t sa n dt h ec o n t r o lm e t h o d so fv r ma r e a n a l y z e da n d c o m p a r e d ，t h e m a t h e m a t i cm o d e lo fv 2c o n t r o lm e t h o di s b u i l t ，a n dt h e a d v a n t a g e s o ft h i sc o n t r o lm e t h o di ss u m m a r i z e d ， p s p i c ea n dm a t l a bs i m u l a t i o na r ce m p l o y e di nt h ep a p e r , t h es i m u l a t i o n r e s u l t sa c c o r dw i 也t h et h e o r e t i c s t u d y k e y w o r d s ：s y n c l l r o n o u s - r e c t i f i e r i n t e g r a t e dm a g n e t i c c i r c u i tt o p o l o g y i n t e r l e a v i n g c o n t r o im e t h o d s 亘查塞鎏盔兰塑主翌塞皇兰笙鎏奎蔓! 要 第l 章绪论 电力电子技术主要研究应用功率半导体器件实现电能的变频、稳压 和稳流交换，以保证电子、电气设备稳定可靠运行。 1 1 电力电子技术发展简介 电力电子技术是- 二门涉及电机控制、电力半导体器件、功率交换电路、 模拟和数字电路、控制理论、计算机应用、数字仿真和c a d 技术的新兴交 叉边沿学科。电力电子技术主要研究电能的变换、处理和传递，研究采用功 率半导体器件完成运动控制( m o t i o nc o n t r 0 1 ) 和功率变换( p o w e r c o n v e r s i o n ) 提供各种变频器和功率控制电源因此，电力电子技术的研究 涉及到电能的获取、传输、变换和利用的每个环节。 电力电子技术的研究范围包括功率半导体器件、功率变换技术和控制方 法三个方面。功率半导体器件是电力电子技术的基础，每一种新型功率半导 体器件的出现都会大力推进电力电子技术的发展；功率变换技术是电力电子 技术研究的核心，实现高效可靠的功率变换一直是人们追求的目标；控制方 法是电力电子技术的灵魂优越的控制方法可以实现稳定和可靠的功率变 换：这三方面相辅相成，共同推动电力电子技术的发展。电力电子技术的发 展主要表现为如下特征【l j ： ( 1 ) 从半控型开关器件到全控型器件； ( 2 ) 电流控制型开关器件发展到电压控制型开关器件： ( 3 ) 从单器件发展到复合型器件及功率模块； ( 4 ) 从低频开关变换发展到高频开关交换； ( 5 ) 从分立元件控制系统发展到专用控制芯片和微处理器、微控制 器、以及数字信号处理器控制； ( 6 ) 从模拟量控制逐渐向数字化控制系统发展； ( 7 ) 从p w m 硬开关技术到软开关p w m 技术： 遵寅窑通犬掌硕士研究生学位论文第2 页 经过几十年的不断创新发展，电力电子技术已日趋成熟并且得到广泛应 用。为了解决全球性资源危机、能源危机和环境污染等问题，要求开发新型 电力电子器件、提高电力电子装置的工作频率、减小装置的体积和重量，向 模块化方向发展；要求电力电子装置实现高效率功率变换和开发新型节能用 电设备；要求降低电力电子装置的谐波污染和电磁干扰。 1 2 开关电源技术综述 开关电源技术是电力电子技术的一个重要分支，也是一个重要的研究方 向。 对于传统的晶体管串联调整稳压电源( 如图1 1 所示) ，晶体管为线性连 续控制，它具有稳定性能好、输出电压纹波小、使用可靠等优点，但同时由 于工频变压器的使用，存在体积大且笨重的缺点；其次晶体管工作在线性放 大状态，需要通过调整晶体管的导通电阻来保证输出电压的稳定，因此在集 电极与发射极之间存在较大的电压，导致晶体管功率损耗的增加，因此效率 较低；再者，过高的功率损耗将引起电源发热量增加，需要采用体积很大的 散热器。这些缺点致使晶体管串联调整稳压电源无法满足电子设备发展的要 求，从而促进了效率高、体积小、重量轻的开关电源迅速发展。 图1o l晶体管蛀性稳压电源原理图 开关稳压电源如图1 2 所示，功率半导体管工作在开关状态，通过控制 开关的占空比来调整输出电压。当功率管饱和导通时，集电极和发射极两端 的压降接近零：当功率管截止时，集电极电流为零因此功率管的损耗大大 苴塑窑鎏盔堂堡主堡塞生堂焦兰塞蔓曼要 降低；其次，功率管开关频率可达到凡十到几百千赫兹，减小了对输出滤波 电容和电感的容量要求；再者，开关稳压电源直接对电网电压进行整流滤波 调整，不需要电源变压器，并且对电网电压的适应能力也有较大的提高，一 般线性稳压电源允许电网电压范围为2 2 0 v 士1 0 ，而开关型稳压电源在电网 电压从1 1 0 v 2 6 0 v 范围内变化时，都可获得稳定的输出电压【2 】。与晶体管 串联调整稳压电源相比较开关稳压电源具有效率高、重量轻，体积小的明 显优点。 开关电源的研究工作主要涉及到：( 1 ) 功率开关器件、电容器和电感器 的特性研究：( 2 ) 主电路拓扑结构研究；( 3 ) 控制系统的研究。 图l - 2 开关稳压电源原理图 一、功率半导体器件的发展现状和趋势 功率半导体器件的飞速发展大大拓宽了电力电子技术的应用范围，是整 个电力电子学的基础。功率半导体器件在开关稳压电源中的应用如图1 3 所 示。功率半导体器件从工作方式上可分为两类：一类是电流控制的双极性器 件包括晶闸管、g t o 、g t r 、s i t h 等，其特点是由门极电流来驱动器件； 另一类是8 0 年代兴起的新型电压控制器件，包括m o s f e t 、i g b t 、m c t 等。按照控制性能，功率半导体器件又可以分为不可控、半控、全控型功率 半导体器件。 _ 堕童塞鋈盔堂塑主塑塞兰堂堡丝塞蔓! 基 整流管 晶闸管 高压控制 集成电路 功率集成 电路 鲍缘栅硬极肖特基 晶体警、功 快恢复 率场效应晶二援譬 体管 绝缘搬硬撮 晶体管、功 率场散应晶 体管 图l - 3 功率半导体在电力变换中的应用示意图 高频开关电源技术要求功率半导体器件具有较高的开关速度、较低的通 态损耗、较高的输入阻抗和工作温度、优良的热稳定性和良好的防辐射能力。 目前正在开发以具有大带隙、高载流子迁移率和良好热传导性的碳化硅 ( s i c ) 、砷化钾( g a a s ) 和金刚石薄片为材料的新型功率半导体器件。在这 三种半导体材料中，s i c 的制造工艺比金刚石成熟，性能又比g a a s 高一个 数量级，因此利用s i c 制造功率半导体器件具有很好的前途。据资料报导【3 j ： s i c 的优点是其禁带宽度宽、工作温度可高达6 0 0 ( 2 ，导热性好，p n 结的耐 压易于做到5 k v ，通态电阻小。用s i c 材料做成同样耐压水平的m o s f e t 管，其通态电阻仅为硅器件的二百分之一，本征半导体载流予浓度比硅小十 个数量级，故漏电流特别小。一旦解决了材料提纯和结晶工艺方面的问题， 造价降低下来s i c 器件的微细加工工艺和高温运行的外围技术获得突破， 以s i c 为材料的功率半导体器件将迅速实用化，这意味着开关电源技术将有 一个飞跃发展。 二、功率变换技术 功率变换技术的核心是开关电源的主电路拓扑，常见的开关电源主电路 拓扑可以分为非隔离型和隔离型两大类。非隔离型拓扑主要包括b u c k 、 b o o s t 、b u c k - b o o s t 、c u k 、z e t a 、s e p i c ；隔离型拓扑主要包括单端 反激、单端正激、推挽、半桥、全桥、双管正激、正反激组合等。根据开关 电源主电路拓扑的工作性质，功率变换技术可以进行如下分类： 亘童塞鎏盔兰塑主塑塞皇兰垡鲨塞蔓! 要 ( 1 ) 硬开关p w m 技术。由于功率半导体器件存在开通和关断时间， 功率半导体器件在电压和电流不为零的情况下进行关断或开通，因此存在电 压和电流的重叠导致功率半导体器件开关损耗的存在。随着开关频率的提 高，功率半导体器件的开关损耗相应增加，导致电源效率的降低同时也增 加了对散热器的要求，影响了电源功率密度的提高。 ( 2 ) 谐振变换技术。通过谐振变换技术可以使功率半导体器件在零电 压( z v s ) 或零电流( z c s ) 条件下实现开通或关断这样避免了开通或关 断过程中电压和电流的重叠降低了功率半导体器件的开关损耗，提高了开 关电源的效率。由于谐振变换技术工作在变频控制方式下存在控制复杂的 问题；另外，在谐振变换技术中存在较大的电路循环能量，引起较高的功率 开关器件电压( 电流) 应力。 ( 3 ) 软开关p w m 技术。软开关p w m 技术综合了p w m 技术和谐振技 术的优点，它包括z v s p w m 、z c s p w m 、z v t - p w m 、z c t - p w m 等，在 软开关p w m 电路拓扑中，在功率管开通或关断时，电路工作在谐振状态下， 为功率开关提供了零电压或零电流软开关条件，降低了开关损耗；其余时刻 电路工作在p w m 状态下以降低功率器件导通或关断时的开关应力和损耗。 因此软开关技术一直是电力电子技术的研究热点。 ( 4 ) 钳位吸收技术。钳位吸收技术和谐振技术相结合，将功率半导体 器件开关时承受的电压钳位在定数值，降低了开关应力并将开关损耗转 移到吸收电路中或者回馈到电源或负载从而提高了电源工作可靠性和效 率。 。 三、开关电源控制技术的现状和展望 开关电源是个闭环的自动控制系统，控制环节的设计是整个电源设计 的重要组成部分。常用的控制电路设计是首先建立主电路的数学模型然后 根据开关电源性能指标要求，运用经典自动控制理论设计校正系统，使系 统获得良好的稳态和瞬态性能。控制技术决定使用什么电路参数以及如何运 亘壹窒适盎堂甄士研宝生学位论文第6 页 用这些电路参数来控制开关的通断，以实现稳压和恒流的目的。开关电源工 作具有非线性和时变特性，是一个严重的病态系统( 主电路和控制电路的时 间常数相差很大) ，因此功率变换器解析建模较为困难。设计一个性能优越 的控制系统的前提是基于系统的准确数学模型，这反映出开关电源控制系统 设计和分析的难度。 1 9 7 6 年r d m i d d l e b r o o k 等人提出了开关功率变换器的状态空间平均分 析法，较好的建立了d c d c 变换器的稳态和动态低频小信号模型。这种分 析方法的思路是在假设系统扰动信号频率比开关频率低得多和扰动信号幅 值远小于直流稳态量的前提下，通过对开关变换器的分段线性状态方程进行 状态平均、小信号扰动和线性化处理，得到系统线性小信号状态空间平均模 型。在此基础上，可以应用经典控制理论中根轨迹、b o d e 图和拉氏变换来 分析和设计控制系统。 四、开关电源的发展趋势嘲 ( 1 ) 高频化。为减小开关稳压电源的体积，提高功率密度改普动态 响应特性，小功率d c d c 变换器的开关频率将由目前的2 0 0 3 0 0 k i - i z 提高到 l m h z 。 ( 2 ) 提高效率。应用各种软开关技术，包括无源无损软开关技术有 源软开关技术如z v s z c s 谐振变换、准谐振变换、恒频零开关技术 ( z v s z c s - - p w m ) 、恒频零转换技术( z v t z c 卜p w m ) 等，减小开关 损耗和降低开关应力以实现高效率的高频化。 ( 3 ) 功率因数校正技术。提高开关稳压电源输入端的功率因数减少 对电网的谐波污染，适应“绿色电源”的发展要求。 ( 4 ) 模块化。适应分布式供电和节约资源的需要，提高系统可靠性。 ( 5 ) 低输出电压技术。为微处理器供电的电压调整模块v r m ( v o l t a g e r e g u l a t o rm o d u l e ，简称v r m ) 输出电压为1 1 v o 8 v ，并且还有进一步降 低的趋势，而输出电流将增大到5 n i o o a 。 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 1 3 u 介绍 v r m 是分布式电源系统中的核心部件，它紧靠微处理器和集成电路负 载可根据不同负载需要独立调节输出电压。v r m 要求具有低电压和大电 流输出、高输出稳定度、高功率密度、快速负载响应等性能。v r m 主要应 用于5 v 、1 2 v 、4 8 v 输入总线电压的分布式电源系统中，不同总线电压相对 应的电路拓扑有很大的区别。5 v 和1 2 v 通常采用非隔离型拓扑，4 8 v 总线 电压通常采用隔离型拓扑微处理器由睡眠或待机模式转换到工作模式要求 v r m 有超快的负载电流响应速度，并且保证输出电压有相当高的稳定度。 同时要求v r m 的功率变换效率高，尽可能提高开关频率，减小v r m 的体 积，以适应模块化的发展方向。这些性能要求对v r m 的设计提出了严嫒挑 战，必须通过有效的方式和途径来解决。 i 4 8 v d e ii 1 j - i 图1 - 4v r m 在分布式电源中应用 一、v 瑚的性能要求 v r m 供电的设备的工作电压一般低于3 v 。这些设备的特点是负载变化 大，多数情况下工作于备用模式，长期轻载运行，因此要求v r m 具有以下 特点： ( 1 ) 对输入电压和负载的变化响应速度快； ( 2 ) 输出电压低、负载电流大； ( 3 ) 体积小、功率密度高； 要蜜窑亟查堂堡主堡塞生茎焦丝塞蔓曼要 ( 4 ) 在负载变化范围内具有较高的效率； 目前，v r m 的主电路拓扑结构多采用b u c k 变换器和同步整流b u c k 变换器。b u c k 变换器具有电路拓扑简洁、控制简单，便于集成和小型化； 采用同步整流技术的b u c k 变换器降低了整流部分的损耗，可以提高变换器 的工作效率。为了保证在负载瞬态变化时输出电压满足规定的误差要求，必 须使用容量更大的输出滤波器和解耦电容器，相当于减小变换器的输出阻 抗。通过增大输出电容来改善输出电压的调节性能会增加成本、增大体积。 为了满足下一代微处理器和集成电路的特殊供电需求需要寻求新的电路拓 扑和控制方法。 二、v r m 技术指标 下一代微处理器和集成电路的供电电压更低、所需电流更大、要求瞬态 响应速度更快。表1 1 给出了v r m 的技术指标要求，具体表现如下 表1 1v r m 相关技术指标对比情况 目前未来 输出电压 2 1 ，3 5 v1 3 v 负载电流 0 3 a 1 3 a1 1 0 0 a 输出电压误差范围 5 土2 负载电流变化率 1 a n s5 a n s ( 1 ) u p 起停频繁，工作电流0 a ( s l e e p m o d e ) 1 0 0 a ( a c t i v e m o d e ) 叫呻a ，会产生扰动电压，设计时应保证输出电压稳定度在+ - 2 范围内。 ( 2 ) 电流变化率5 a n s ，必须考虑v r m 寄生参数、电容的等效串联电 阻和等效串联电感对电流变化率的影响。 ( 3 ) 降低功耗，使效率瑁8 5 。 常规拓扑已不能够满足未来up 的要求，因此需要寻求新的功率变换器 拓扑。 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 1 4 本文的主要工作 本文的主要工作是为适应下一代快速微处理器、可携带式通讯设 备、服务器等的供电需求，基于对电压调节模块v r m 的高效率、高可 靠、高功率密度和超快瞬态响应速度的性能要求，系统分析和研究v r m 拓扑结构及其控制方法。为此将主要开展v r m 主电路拓扑结构、同步 整流技术、交错并联技术、磁集成技术、v 2 控制方法的研究。 首先分析低压v r m 的同步整流q s w b u c k 变换器拓扑工作原 理、稳态及动态特性和电路损耗。研究交错并联技术原理、交错 并联同步整流q s w b u c k 交换器拓扑和交错并联拓扑的磁集成 技术。 分析中压v r m 拓扑的特性和工作原理，对抽头电感同步整流 b u c k 变换器和有源箝位耦台b u c k 电路进行研究和比较。 比较常规高压输入v r m 隔离型拓扑，详细分析推挽正激隔离型 变换器，讨论变压器副边整流方式。对倍漉整流拓扑进行深入研 究，阐述磁集成技术在倍流整流拓扑中的应用。 简要回顾开关电源的传统控制方法，建立适用于v r m 的v 2 控制 方法的数学模型，深入分析v 2 控制方法的特性，研究v 2 控制方 法在v r m 中的应用。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 第2 章低压v r m 非隔离拓扑研究 本章将研究应用于5 v 低输入总线电压分布式电源系统的非隔离v r m 拓扑，分析同步整流b u c k 变换器的稳态和动态性能，详细研究交错并 联技术原理和输出电流纹波幅值数学模型，讨论磁集成技术在交错拓扑 中的运用，研究结果表明采用磁集成技术的交错并联同步整流准方波 b u c k 变换器具有动态响应速度快、输出纹波小、输出滤波器要求低和 效率高的特点。 2 1b u c k 变换器介绍 r 图2 一lb u c k 变换器电路圆 图2 1 所示b u c k 变换器，在电感电流连续( c c m ) 工作模式下 在稳态工作时，根据一个开关周期t 内电感伏秒平衡特性，开关管q 导 通时电感电流上升幅值和关断时电感电流下降幅值相等。我们可以得 到： 半幔= 詈( 1 _ d ) l ( 2 - 1 ) 从而可得电压增益m ： m ：d ：蔓 ( 2 2 ) v 。 式中：d 一开关管的导通比。 b u c k 变换器电路具有：( 1 ) 电路简洁、元器件少，有利于实现电 源小型化；( 2 ) 没有高频开关变压器，不存在变压器直流偏磁和磁芯饱 亘童茎塑奎堂要主堡墨兰堂堡鎏塞蔓! ! 要 和等问题，提高了系统工作可靠性，易于实现电源模块化；( 3 ) 电感电 流即为负载电流，控制电感电流可以实现对输出电流的精确控制。 由上所述，b u c k 变换器是一种适用于v r m 的拓扑形式。但是在 低电压大电流输出的条件下，b u c k 变换器的续流- - 极管d 在续漉工作 时存在相当大的导通损耗。普通硅二援管存在o 7 v 左右的导通压降， 输出电压越低，其导通损耗p f 占输出功率p o 的比例越大。即使采用低 导通压降的肖特基二极管( s i s b d ) 作为输出续流管，其0 , 4 0 5 v 的导通 压降意味着电路中仍然存在相当严重的导通损耗表2 1 给出采用 s i - s b d 作为续流管的b u c k 变换器输出电压v o 与p f p o 关系，可见输 出电压越低导通损耗对整个电路效率影响越大【6 l 。 表2 - 1s i - s b d 作为输出续流管时p f p o 与v o 的关系 iv 。( v ) 53 1 31 8 i p f i p o ( ) 81 22 2 可将同步整流技术用于b u c k 变换器以解决上述续流损耗问题。用 低导通压降同步整流管m o s f e t ( s r m o s f e t 其导通压降一般为 o 1 v ) 取代b u c k 变换器中的二极管d ，得到同步整流b u c k 变换器， s r m o s f e t 管上的损耗可以降到s i s b d 的1 ，3 以下【”。 2 2 同步整流b u c k 变换器 圈2 _ 2 s r b u c k 变抉髯 对开关电源系统而言，功率损耗主要集中在功率开关器件、高频开 关变压器、输出二次整流部分。为了降低输出二次整流的损耗，提高功 西南交通大学硕士研究生学位论文第12 页 率变换效率，提出了同步整流技术。图2 2 和图2 - 3 所示为同步整流 b u c k ( s r b u c k ) 交换器和相关原理波形。 v t 柚l v f s 0 2 匕 i p 屯 ， 厂厂 _ - 。- i 厂 j 1 i l _1 嘲岛。i l 口lp睨诞 圈2 3s r - b u c k 受强器工作姣彤 在图2 - 2 中，q 1 为主功率开关管q 2 为同步整流开关管，d 为 q 2 体内二极管。在一个开关周期正中，q i 、q 2 交替工作，完成功率变 换。在图2 - 3 中，v g 。q l 为q i 的驱动波形，v 鲈q 2 为q 2 的驱动波形，为 电感电流波形。假设q 1 的导通压降为，q 2 的导通压降为：，输出 电压匕保持不变。在s r b u c k 电路中。输出滤波电感l 一般取得较大， 以确保负载变化时电路工作在电感电流连续状态，减小输出电流纹波幅 值从而减小输出滤波电容。 2 2 i 电路的工作过程分析 ( 1 ) o l 阶段 q i 导通，q 2 关断，此时_ 为k 一，电感电流以斜率半 线性上升。 ( 2 ) d 阶段( 死区时间段) q l 和q 2 均关断，。导通，此时t 为- 0 _ 7 v ，电感电流以斜率_ 量 坚 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 3 页 线性下降。 ( 3 ) q 2 阶段 q 1 、d 均关断，q 2 导通，此时_ 为：，电感电流以斜率华 线性下降。 分析发现，q 2 的体内二极管d 在一个开关周期的两个死区时间内 均导通，e 的大小为o 7 v 。电路有两个有源开关存在直通短路烧毁 开关管的危险，为保证系统可靠工作，q 1 和q 2 的控制信号必须设置通 断转换死区时间。在死区时间内电感电流流过q 2 的体内二极管，由于 二极管导通压降高，死区时间过长，势必增大导通损耗。因此，从可靠 性角度讲，死区时间应长些从效率角度讲，死区时间应短些，所以对 死区时间的长短必须精心设计【8 1 。 通过仿真发现( 如图2 - 4 和图2 5 所示) ，q 2 体内二极管d 在一 个开关周期的两个死区时间段内均导通，对效率影响较大。针对这种情 况可以在q 2 两端反并联一个低导通压降快恢复二极管，以阻止二极 管d 导通，从而降低损耗。 图2 - 4s r - b u c k 变按器0 2 体内二极管d 的电流波形 蔓“l l j i l 尘! 1 八一_ l | r 卜 要蜜錾塑查堂堡主矍塞生兰壁丝塞苎! 基 z z 2 电路损耗分析 s r - b u c k 变换器的电感电流在一个开关周期内连续，对如图2 - 6 所示电路在考虑寄生参数的影响时，分析与变抉器工作情况密切相关 的导通损耗和开关损耗。 圈2 - 6 考虑寄生参数同步整流b u c k 电路 2 2 2 1 导通损耗分析州【。 ( 1 ) 功率开关管o l 导通损耗巳 铲毒弛，+ 等r 2 应：生丝挚弘。， 式中；d 。- - q l 导通占空比 - - q i 导通电阻 ( 2 ) 同步整流开关管q 2 导通损耗p a ： ”瓤一等- r 2 ：曲= 业坐竽垃弘4 ， 式中：d ：- - q 2 导通占空比 9 2 - - q 2 导通电阻 ( 3 ) 电感绕组电阻且损耗足 协船+ 等 2 m 卜酉l p - i , , 卜= 照等业s ， ( 4 ) 电容等效串联电阻r 。的损耗 一 堕童塑盎学硕士研究生学位论文第1 5 页 _ _ _ _ - _ _ - _ - - _ _ ；= _ 二- _ = 二二= 二_ - _ _ _ = 二一二二i = = l 一 流过输出电容的电流波形如图2 7 示。 z c o o r l 。一l 。 0 一i 。+ 1 l 疋， = 锄“+ 警 2 聊+ 驴。等) 2 删= ；降 2 引z q ( 4 ) 电流检测电阻k 的损耗p 。 乙= 寺驰一等， 2 屯西= 生盟竽坠7 ， 2 2 2 2 开关损耗分析 ( 1 ) 磁芯损耗 磁芯损耗近似与开关频率正和电感峰值电流l 的平方成正比。 * k 。，l 专，。 式中：足一一电感磁芯比例系数 ( 2 ) 功率管开关损耗抽 ( 2 8 ) 功率管q 1 主要存在关断损耗，开通时损耗很小。功率管q 2 开通时， 漏极源极电压近似为零不存在开通损耗关断时通过管子的电流不 为零，存在损耗。q 1 和q 2 的开关损耗： 只帅：坐孚纽+ 盟孚鲤 ( 2 9 ) 式中：脚，- - q 1 的关斯时间 一 要塞茎踅查堂塑主堡塞兰兰丝鎏塞兰! ! 要 z - - q 2 的关断时间 2 2 3s r b u c k 变换器的特点 ( 1 ) 用低导通压降m o s f e t 管取代二极管d ，可以大幅度减小续 流时的导通损耗提高开关变换器的效率。 ( 2 ) 电路多了一个有源同步整流开关，增加了控制电路设计的难 度，但通常采用双端开关电源集成控制芯片也很容易实现互补控制。 ( 3 ) 为了降低损耗，选择正向导通压降低的功率开关管，以效率 和体积为目标的磁性元件设计等方式设计电路。 2 3 同步整流q s w 。b u c k 变换器 前一节我们主要讨论了s r b u c k 电路拓扑，研究了采用该拓扑提 高变换器的效率。但在提高v r m 效率的同时必须保证具有快速的动 态响应特性。开关电源的响应速度主要由主电路和控制电路决定，就主 电路而言，需要降低主电路的时问常数，即减小输出滤波器的时间常数。 由于输出滤波电感位于能量传输通道上，过大的输出滤波电感会限制能 量传输速度。所以有效的途径就是减小输出滤波电感以提高主电路的 瞬态响应速度。本节主要讨论同步整流准方波b u c k 变换器( s r q s w b u c k ) 它具有远小于s r - b u c k 的电感，其电路拓扑与 s r b u c k 相同。图2 8 所示为s r q s w b u c k 变换器的工作波形。 l ； 厂 ，厂 ； 厂 ； i r - 伊一 ui 吣。上：，z 钵么 图2 - 8s r - o s w - b u c k 变换器工作波形 西南交通大学硕士研究生学位论文第17 页 由图2 - g 工作波形知，稳态工作时电感电流会减小到零以下，引起 两只开关管的体内二极管在死区时间内导通，开关管q 1 和q 2 均可以 实现接近零电压开通。开关损耗和驱动损耗会减小。但是电感电流小于 零时相当于负载释放能量，势必会增大电路的循环能量增加电路的损 耗，所以必须在控制电路检测电感电流。确保i ，为零时关断所有功率管， 使电感电流波形如图2 9 所示。 i l l ， ，。 0 图2 - 9 实际s r - o s w - b u c k 电路电感电流波形 2 3 1 工作特性分析 ( 1 ) 时间段f 和f ：、q l 占空比d 1 与q 2 占空比d 2 表达式： 忙茜卟= 掺 铲等卟= 等 f 2 1 0 ) ( 2 一1 1 ) ( 2 ) 电感电流t 表达式： 卜掣：业盥监( 2 - 1 2 ) 一 2 f2 结合式( 2 - 1 0 ) 、( 2 一1 1 ) 可以得到： 卜盟忐( 2 q 3 ) 乜一2 v o ( v , 一k ) ( 3 ) 负载电流的平均值i o 婷于电感电流屯的平均值，可得到： 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 8 页 小老= 丝2 矗与 c ：一 “疋圪( k 一屹) 2 3 2 功率损耗分析 s r q s w b u c k 变换器的功率损耗，主要包括导通损耗、开关损耗、 固有损耗和控制驱动电路损耗。导通损耗包括两只功率管、电感绕组电 阻、电流检测电阻和电容等效串联电阻( e s r ) 的损耗；开关损耗包括 功率开关通断转换过程中电压、电流交叠损耗和电感磁芯损耗；固有损 耗包括功率管、二极管漏电流以及控制电路等带来的损耗等：下面分析 与电路工作密切相关的导通损耗和开关损耗。 2 , 3 2 1 导通损耗分析 ( 1 ) 功率开关管q l 的导通损耗昂 铲执小) ) 2 r o 聊d t ：毕 仕1 5 ) j0 。 式中：d 1 - - q 1 导通占空比 ( 2 ) 同步整流开关管q 2 的导通损耗 驴瓤小炉：曲= 毕 ( 2 - 1 6 ) 式中：d 2 - - q 2 导通占空比 ( 3 ) 电感绕组电阻r 。损耗 尸。= 去善“z ) ) 2 破+ 毒暮“r ) ) 2 也硪；兰! 玉。= ；! 兰蔓生 ( 2 - - 7 ) ( 4 ) 电容等效串联电阻r 。的损耗匕 流过s r q s w b u c k 输出滤波电容豹电流波形如图2 - 1 0 示。 西南交通大学硕士研究生学位论文第19 页 f ( m i 。一l 。 0 一j 。 图2 - 1 0 s r - b u c k - q s w 输出电容电流波形 岛= 皆【掣q 。( 和川 ( 2 1 8 ) ( 5 ) 电流检测电阻如的损耗 ：单( 2 - 1 9 ) 2 3 2 2 开关损耗分析 ( 1 ) 磁芯损耗 k * x 一，：正 ( 2 - 2 0 ) ( 2 ) 开关管损耗。 功率管q l 存在关断损耗，q l 开通时没有损耗，因为电感电流初始 值为零。功率管q 2 开通时。漏源极电压近似为零，不存在开通损耗， q 2 关断时，通过管子的电流为零，同样也没有损耗。因此功率蕾的 开关损耗： 只嘶：型挚 ( 2 2 1 ) 1d 晌一 1 、。 式中：7 m 。- - q l 的关断时间 上面分析知，s r q s w b u c k 具有s r b u c k 的所有优点，但瞬态 响应速度比s r b u c k 快。s r q s w b u c k 是通过减小输出滤波电感， 增大输出电流纹波的方式来换取快速的动态响应，为满足严格的输出电 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 0 页 压精度要求，需要很大的输出滤波电容来滤除电流纹波，这势必会增大 v r m 的体积不符合高功率密度的要求，因此必须采取新的措施解决 输出纹波过大的问题。 2 4s r - q s w b u c k 变换器瞬态特性分析 v r m 的负载是快速变动的，瞬态特性主要表现为负载快速变动时 的输出特性。负载的特殊性要求电源具有超快的动态响应速度、更高的 稳压精度、更低的输出纹波。在研究瞬态特性时，不能认为电容是理想 的，必须考虑其等效串联电阻e s r 和等效串联电感e s l 的影响。在负 载跳变时输出电压是否满足规定的性能指标是设计v r m 的关键】。 2 4 1 理想输出滤波电容的瞬态特性 图2 一1 1 给出了理想输出滤波电容的等效s r q s w b u c k 电路，图 中电感电流用一个恒流源i 。代替。图2 1 2 为瞬态工作波形此时输出 纹波电压等于输出电容的纹波电压1 1 2 l 。 电容丽飞；兰曼二 磊二 档i 弋：、：二二二玉兰 图2 - 1 1 等效q s w - b u c k 电路图图2 - 1 2 理想电容时电路的瞬态响应波形 负载电流正向阶跃变化时输出电容误差电压表达式： 帅= 硼6 , 2 石l ( 2 - 2 2 ) 负载电流负向阶跃变化时，输出电容误差电压表达式： 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 l 页 ，= 篑石l ( 2 2 3 ) 负载电流正向跳变时输出电容电压负向变化；负载电流正向跳变 时，输出电容电压正向变化。从上面两个表达式知，为减小输出电容误 差电压，可以通过增大输出电容量和减小输出滤波电感量来实现 2 4 2 非理想输出滤波电容的瞬态特性 考虑电容等效串联电阻( e s r ) 和等效串联电感( e s l ) 的影响i n 】， 电路原理图和工作波形如图2 - 1 3 和图2 1 4 所示推导输出电压在负载 电流正向阶跃变化时的误差关系式。如图2 1 4 所示输出电压在负载电 流阶跃变化过程中有三个尖峰，整个瞬态响应在时间上可以分为4 个阶 段。下面分析4 个阶段的特性。 ( 1 ) 阶段1 误差电压主要由输出滤波电容的等效串联电感工。产生，误差电压 幅值k 由负载电流变化率决定。 图2 1 3 寄生参数等效q s w - b u c k 电路图图2 - 1 4 负载电流跳变时电压波形 k ：鸟盘工观( 2 - 2 4 ) ( 2 ) 阶段2 误差电压主要由输出滤波电容的等效串联电阻月。产生，误差电压 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 2 页 幅值k 由负载电流变化幅值决定。 k = ( i o 一1 0 2 扭m( 2 2 5 ) 由h 和组成第一个电压尖峰，其幅值吒，： g p i - = k + = 警l e s l + 仉- i i 拉一 ( 2 - 2 6 ) k ，的大小由电路拓扑和元器件参数决定，与电路采用的控制方法 无关，通常以式( 2 - 2 6 ) 作为选择设计输出滤波电容的准则。 ( 3 ) 阶段3 误差电压由于上e 乩的作用反方向变化，引起第二个电压尖峰，尖峰 幅值等于k 。 ( 4 ) 阶段4 误差电压以幅值大小与v i l m 采用的控制方法有关，如果控制电路 有足够的增益和带宽在负载变化的一个开关周期内占空比能够达到 1 0 0 ，忽略工的影响可以推知输出电压误差表达式吒： 巧：f 2 笔孚+ ，坚粤r ，等一胄目a ( 2 - 2 7 ) 2 三c 一 c 同理推知负载电流负向阶跃变化时输出电压圪。的误差表达式匕： 巧= - t 2 箍一，等詹e s 。- t 苦- r 。s r a ( 2 - 2 s ) 目前的v r m 开关频率在1 0 0 5 0 0 k h z 之间，负载电流变化率在 3 0 a u s 以上，即使采用最理想的控制器，第一、二个电压尖峰的幅值也 很难减小。为了满足输出动态响应速度的要求，输出滤波电感l 应当尽 可能的选小。当负载r 快速变化时，首先由输出滤波电容c 保证良好 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 3 页 的负载瞬变响应，然后由快速变化的电感电流j ，对瞬变负载供电。如果 电感值相对较大，那么负载快速变化时，电感电流的平均值来不及响应， 输出电压就会朝着负载变化的反方向跳变，有可能不满足输出稳压精度 的要求。为了满足超快负载动态响应速度的要求，电感l 应当尽可能的 选小( 常规设计电感量为2 - - 4 u h 甚至更小) 。但是减小输出滤波电感会 导致输出电流纹波增大，大的电流有效值将引起开关管导通损耗的增 加。为减小输出电压纹波，必须增大输出滤波电容c ，在负载电流变化 瞬间电容c 的e s l 和e s r 将产生固有的纹波电压，需要精心考虑e s l 和e s r 对输出电压纹波的影响，通常采用多个高频特性好的陶瓷电容 和钽电容并联。受v r m 功率密度和成本的限制，一味增加输出滤波电 容不具有现实意义所以s r - q s w b u c k 拓扑本身的局限性不适合未 来微处理器的需要，必须寻求新的拓扑形式。 2 5 交错并联技术研究 为进一步提高v r m 系统的性能，弥补s r q s w b u c k 变换器的不 足，可将交错技术应用到v r m 的拓扑中。近年来采用并联供电技术 的分布式电源系统受到广泛重视。多个功率变换器模块可以灵活地组成 分布式电源系统，各个功率模块既可以单独控制也可以集中控制。并联 的各个功率模块分担负载功率和功率损耗，可咀降低功率半导体器件的 电流应力和热应力，易于实现冗余，大大提高了系统可靠性和功率密度。 交错并联技术是并联供电技术的一种特殊形式，并联的所有变换器按照 时序方式工作，各个功率开关交替通断。交错并联拓扑具有抑制输出电流 纹波、降低输出滤波器的容量和扩大系统功率输出的显著优点，要完全体现 出这些优点必须清楚输出电流纹波幅值的分布特性。对输出电流纹波可以进 行频域和时域分析频域分析可以描述纹波频谱分布，但是不直观。文献 1 4 1 提出了一种交错拓扑输出电流纹波时域分析方法，算法相当复杂，并且没有 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 4 页 纹波幅值的显示表达式。本节根据交错拓扑的移相特性，运用线性函数和组 合波形的原理，推导了任意n 通道交错拓扑输出电流纹波幅值的数学表达 式。方法简单主观、易于理解。 2 5 1 交错并联拓扑分析 图2 1 5 给出了任意n 个d c d c 变换器交错并联拓扑示意图。模块的 ，一 控制信号移相等。假设并联系统n 个d c d c 变换器