（电力电子与电力传动专业论文）永磁同步电机svmdtc控制策略研究.pdf

永磁同步电机s v m d t c 控制策略研究 a b s t r a c t t h et h e o r yb a c k g r o u n da n ds i t u a t i o no ft h ed i r e c tt o r q u ec o n t r o l ( d t c ) a r e i n t r o d u c e d ，d o m i n a n c ea n dd i s a d v a n t a g ea r ea l s om e n t i o n e di nt h i sp a p e r i no r d e rt o i m p r o v et h em o t o rp e r f o r m a n c e ，t h ed i r e c tt o r q u ec o n t r o lb a s e do ns p a c ev e c t o r m o d u l a t i o ni sp r o p o s e df o rs y n c h r o n o u sm o t o ra n do t h e r sw i t hl o ws t a t o ri n d u c t a n c e d i r e c tt o r q u ec o n t r o lu s i n gs p a c ev e c t o rm o d u l a t i o n ( s v m d t c ) s c h e m ei s d i s c u s s e da n dt h ed e t a i l e dd e s i g n e d ，i n c l u d i n gs p a c ev e c t o r c h o o s i n ga n dm o d u l a t i n g ， t oo v e r c o m et h ec o n f f o ld i f f i c u r i e sc o m i n gw i t ht h ec h a r a c t e r i s t i co fl o w i n d u c t a n c e c o m p a r i n g w i t ht h eb a s i cd t c ，t h es i m u l a t i o nr e s u l t sc o n f i r mt h e f e a s i b i l i t ya n dg o o d p e r f o r m a n c eo ft h i ss t r a t e g y i no r d e rt or e d u c et h et o r q u ee r r o ri n d y n a m i cs t a t e r e s u l t e df r o mt h en o n l i n e a r r e l a t i o n s h i p b e t w e e nt h e t o r q u e a n d t o r q u ea n g l e ，a p r o p o r t i o n a l - p l u s i n t e g r a l ( p i ) t o r q u ec o n t r o l l e rw i t hv a r i a b l ep r o p o r t i o ni sp r e s e n t e d t oe n s u r ee x a c ta n d q u i c kc o n t r o lo ft o r q u ei nd y n a m i cs t a t e b a s e do nt h et h e o r ya n d t h es i m u l a t i o n ，t h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t sv e r i f yt h e f e a s i b i l i t yo f t h es v m d t c t h i sr e s e a r c h p r o j e c t i s s u p p o r t e db y t h ea v m t i o n f o u n d a t i o n o f s c i e n c e ( n o 9 8 2 5 2 0 0 1 ) ，a n dt h et e n t h - f i v e y e a r p r e r e s e a r c h p r o g r a m ( n o 4 0 2 0 6 0 2 0 0 k e y w o r d s ：p e r m a n e n tm a g n e ts y n c h r o n o u sm o t o r ( p m s m ) d i r e c tt o r q u ec o n t r o l ( d t c ) s p a c e v e c t o rm o d u l a t i o n d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s p it o r q u ec o n t r o l i i 塑塞堕窒塾茎查兰塑主兰垡堕兰 一 第一章绪论 1 1 交流电动机调速技术的发展与现状 在用电系统中，电动机作为主要的动力设备而广泛应用于工农业、国防、科技及 社会生活等各个方面。电动机负荷约占总发电量的6 0 7 0 ，成为用电量最多的电 气设备。其中交流电动机的拥有量最多，提供给工业生产的电量多半是通过交流电动 机加以利用的。 电动机作为把电能转换为机械能的主要设备，在实际应用中，一是要使电动机具 有较高的机电能量转换效率；二是根据生产机械的工艺要求控制和调节电动机的旋转 速度。电动机的调速性能如何对提高产品质量，提高劳动生产率和节省电能有着直接 的决定性影响。 2 0 世纪6 0 年代以后，由于生产发展的需要和节省电能的要求，促使世界各国重 视交流调速技术的研究与开发。尤其是7 0 年代以后，各项科学技术的飞速发展为交 流调速创造了极为有利的技术条件和物质基础。从此，交流调速理论及应用技术大致 沿下述四个方面发展： 1 电力电子器件的蓬勃发展和迅速换代促进了变流技术的迅速发展和变流装置 的现代化 电力电子器件是现代交流调速装置的支柱，其发展历经一开始的晶闸管元件， 第二代的g t r ，g t o ，v d m o s q g b t ，直到第三代的大电流、高电压、高频化、集 成化、模块化方向的器件，9 0 年代末至今，电力电子器件发展进入了模块化、智能 化的第四代。 2 脉宽调制( p w m ) 技术 脉宽调制( p w m ) 技术的发展应用优化了变频装置的性能，适用于各类交流 调速系统。基本可分为等宽p w m 法，s p w m 法，磁链追踪型p w m 法和电流跟踪型 p w m 法。现代p w m 生成电路多采用有高速输出1 ：3h s o 的单片机或数字信号处理器 d s p 通过软件编程生成p w m 。 3 微机控制技术与大规模集成电路的迅速发展和广泛应用为现代交流调速系统 的成功应用提供了重要的技术手段和保证 如今，全数字化的交流调速系统已普遍应用，微机控制技术与大规模集成电路 的应用提高了交流调速系统的可靠性和操作，设置的多样性和灵活性，降低了调速装 置的成本和体积。以微处理器为核心的数字控制已成为现代交流调速系统的主要特征 之一。 4 矢量变换控制技术的诞生和发展奠定了现代交流调速系统高性能的基础 交流电动机是个多变量、非线性、强耦合的被控对象，采用参数重构和状态重 l 构的现代控制理论概念可以实现交流电动机定子电流的励磁分量和转矩分量之间的 解耦，实现了磁通和转矩的分别独立控制，将交流电动机的控制过程等效为直流电动 机的控制过程，使交流调速系统的动态性能得到显著的改善和提高。 受矢量控制技术的启发，近年来又派生出诸如多变量解耦控制、变结构滑模控 制等方法，新引入了不依赖电机模型的模糊自寻优控制、人工神经网络等智能控制方 法。继矢量控制技术之后，1 9 8 6 年以来日本的i t a k a h a s h i 和德国的m d e p e n b r o c k 分 别提出了异步电机直接转矩控制技术i t 2 1 ，近十几年的实际应用表明，直接转矩控制 是种很有前途的控制技术。 实践证明，交流调速技术的应用为工农业生产及节能方面带来了巨大的经济和社 会效益，现在，交流调速系统已经逐步全面的取代直流调速系统。交流调速在电气传 动领域中占据了统治地位已是公认的事实。 1 2 直接转矩控制( d t c ) 技术的提出与发展 综观交流调速的发展过程和现状，控制理论与控制技术方面的研究和开发始终是 现代交流调速系统今后发展趋势的不可或缺的重点。 业界十几年的应用实践表明，矢量控制理论和其他现代控制理论的应用尚待随着 交流调速的发展而不断完善，从而进一步提高控制性能。 自7 0 年代矢量控制技术发展以来，该控制方法首先应用在感应电机上，很快就 被成功移植到了同步电机上，而且在永磁同步电机上更容易的实现了矢量控制并广泛 的应用，转予定向的矢量控制技术成为了高性能的永磁电机伺服驱动系统中主要采用 的控制方法。因为永磁同步电机不需要励磁电流，逆变器供电的情况下，不需要阻尼 绕组，效率和功率因数都比较高，而且体积较之同容量的异步电机小，并且永磁同步 电机的矢量控制能够实现高精度、高动态性能、大范围的速度和位置控制。尤其是在 对高精度，高动态性能以及体积小的伺服驱动需求不断增长的情况下，如今地位已超 过该控制方式在异步电机中的地位。 然而矢量控制技术也并非完美无缺，系统特性受电机参数影响较大以及在模拟直 流电动机控制过程中矢量坐标变换的复杂性都使得实际的控制效果难以达到理论分 析的结果；而且在永磁同步电机普遍采用的矢量控制中，转矩处于开环状态。由于磁 体位置的偏移，磁性材料的分布不均匀，电流传感器非线性化和电流调节器的局限等 因素，以及非优化的参考电流等导致电机转矩的脉动和电机铜耗增大等等这些因素， 使得矢量控制并不能实现转矩的直接控制。矢量控制技术在转矩控制，弱磁控制和无 位置传感器技术方面都存在由于本身控制思想带来的实现上的复杂性，所以新的直接 转矩控制的研究就被研究用来摆脱矢量控制面临的困境，打开同步电机控制的新领 域。 直接转矩控制( d i r e c t t o r q u ec o n t r o l ，d t c ) 系统的特点： 2 1 直接转矩控制是直接在定子坐标系下分析交流电动机的数学模型，控制 电动机的磁链和转矩。它不需要将交流电动机和直流电动机进行比较、 等效和转化；既不必要模仿直流电动机的控制，也不需要为解耦而简化 交流电动机的数学模型，它省掉了矢量旋转变换等复杂的变换与计算。 因此，它所需要的信号处理工作比较简单，所用的控制信号易于观察者 对交流电动机的物理过程作出直接和明确的判断。 2 直接转矩控制的磁场定向采用的是定子磁链轴，只要知道定子电阻就可 以把它观测出来。而矢量控制的磁场定向所用的是转子磁链轴，观测转 子磁链需要知道电动机转子电阻和电感。因此，直接转矩控制大大减少 了矢量控制技术中控制性能易受参数变化影响的问题。 3 直接转矩控制采用空间电压矢量的概念来分析三相交流电动机的数字模 型和控制各物理量，使问题简单明了。 4 宜接转矩控制强调的是转矩的直接控制效果，因为无论是直流传动还是 交流传动，无论电机是处于动态还是稳态，传动系统的根本问题都是转 矩的控制。 直接转矩控制和采用解耦控制思想的控制方法不同，它是一种瞬时转差控制方 案，具有不同于矢量控制的全新的优点：快速的动态响应，对参数的依赖小，控制结 构简单。因此一提出就以自己新颖的控制思想，简洁明了的系统结构，优良的动静态 性能受到普遍关注并被大量研究，力图转化为实际应用，近年来更是得到了快速的发 展。但由于该控制方法理论的不完备和对计算机处理速度的要求，直到1 9 9 5 年瑞典 a b b 公司第一台采用直接转矩控制方案的异步电机高档变频器才得以面世，并将其 看成是下一代交流电机的最优秀的控制方式口l 。由此可见此控制方法的科学意义和巨 大的经济价值。目前在德国，直接转矩控制技术己成功应用于兆瓦级的电力机车牵引 上。日本研制成功的1 5 k w 直接转矩控制变频调速装置，其转矩响应频率高达2 k h z ， 使电机从+ 5 0 0 - 5 0 0 转，分的反转时间只有4 m s 。在电气传动领域中，这几项指标均居 目前世界最高记录。当前，德国、日本、美国等都在竞相发展该项技术，向工业生产 应用推出全数字化最优直接转矩控制的异步电机变频调速装置。 尽管直接转矩控制在异步电机上获得了如此重大的成功，该项技术应用到同步电 机上却是若干年之后的事了。其间的困难主要是因为同步电机和异步电机运行的机理 不同。异步电机直接转矩控制是建立在对电机转差角频率控制的理论基础上的，而同 步电机中从宏观上来讲不存在异步电机拥有的转差角频率。因此，直接转矩控制技术 应用于同步电机中首先需要解决其控制的理论问题。 多年来一童希望有突破性的工作来打开同步电机直接转矩控制的局面。c h r i s f r e n c h 等人在1 9 9 6 提出的转矩控制方案中采用转矩控制器取代电流控制器1 4 】，但这 也不是真正的对转矩进行直接控制，因为还是使用了电流环，电流环的时间常数限制 了电机快速性的提高，所以无法体现出真接转矩控制系统快速性的优点和精华。直到 3 1 9 9 7 年南京航空航天大学与澳大利亚新南威尔士大学合作，l z h o n g 、m f r a h r a a n 和y w h u 等人率先把直接转矩控制与永磁同步电机结合起来，提出了基于永磁同步 电机的直接转矩控制理论，实现了永磁同步电机直接转矩控制方案5 1 ，并且成功地拓 展到了弱磁恒功率范围，取得了一系列成果，为同步电机直接转矩控制开创了新的篇 童。 1 2 1 永磁同步电机的s v m - d t c 控制 由于电子技术和控制技术的发展，永磁同步电动机的控制技术亦已成熟并日趋完 善。以往同步电动机的概念和应用范围已被当今的永磁同步电动机大大扩展。可以毫 不夸张地说，永磁同步电动机已在从小到大，从一般控制驱动到高精度的伺服驱动， 从人们日常生活到各种高精尖的科技领域作为最主要的驱动电机出现，在许多场合取 代了感应电机，成为人们研究热点而且前景会越来越明显。 直接转矩控制在永磁同步电机上的控制研究还未完善，在有些方面还是空白。而 且随着人们对基本d t c 的深入研究，对其缺点也越发关注： 1 )由于数字控制的计算时间和滞环宽度的减小有限，转矩产生稳态误差； 2 ) 一个控制周期中选择单一电压空间矢量，既要调节转矩又要兼顾磁链调节， 转矩和磁链控制没有完全解耦： 3 ) 受目前d s p 芯片主频限制，控制周期较长，而永磁同步电机定子电感通常 很小，若采用基本d t c 容易引起过流： 而从控制角度来看，基本d t c 方案其实是一种b a n g - b a n g 控制方法：针对定子 磁链的幅值和转矩误差。在个控制周期内，基本d t c 只能在一个扇区内选择和发出 一个空间电压矢量，而这个电压矢量要同时控制磁链和转矩，通常情况下并不能达到 期望的最佳值。为了克服上述基本d t c 诸多缺点，本文所研究的基于空间电压矢量 调制的直接转矩控制( d i r e c tt o r q u ec o n t r o lu s i n gs p a c ev e c t o rm o d u l a t i o n s v m - d t c ) 方案就是在原有基础上对直接转矩控制方案的一种改进。 另一方面出现在定予电感很小的电机上的问题是，当在逆变器驱动下做电动运行 时电枢电流的变化率大，转矩脉动急剧加大，电流容易过流，这给电机控制带来困难， 甚至导致采用传统的控制方案起动失败。 如何能准确确定控制量的变化趋势并且调节其变化的大小? 我们希望能在一个控 制周期内能发出的满足要求的电压矢量更好的作用于电机，更好的消除磁链和转矩的 稳态误差。本文研究的s v j 一d t c 控制方案，能大幅降低直接转矩控制中电流，转矩脉 动，从而适应在定子电感较低的电机上应用而且本质上也能适用于其他种类的电机， 可大大地拓展了这一控制策略的应用领域，具有重大的研究价值。 s v m d t c 技术最早由t g h a b e t l e r 、f p r o f u m o 、m p a s t o r e l l i 和l m t o l b e r t 等人于1 9 9 2 应用于感应电机驱动中n2 0 0 1 年l t a n g 、l z h o n g 、m f r a h m a n 和y h u 南京航空航天大学硕士学位论文 等人从同步电机转矩角控制转矩这一本质出发提出了基于转矩角控制方案n 引，并首 次把该项技术成功应用于永磁同步电机驱动系统中。其主要思想：在个控制周期中 选择相邻的两个运动矢量和一个零矢量，计算出每个矢量作用时间，从而合成出所需 要的任意空间电压矢量，实现转矩快速控制及转矩和磁链的无静差控制。 目前实现s v m d t c 技术具体有三种方法，简介如下： 1 基于d e a d b e a t 方式 该方法于9 2 年应用在感应电机驱动系统中。其思想为：据电机的转矩和磁链误 差方程计算出应加在电机端部的电压空间矢量，而后选择相邻的空间矢量和一个零矢 量。根据矢量作用等效原则计算出三个矢量作用时间。在瞬态时根据具体情况采用： 仅维持磁链d e a d b e a t 控制：仅维持转矩d e a d b e a t 控制；磁链和转矩都不维持d e a d b e a t 控制即传统的滞环控制方式。控制周期为2 5 0 u s 。 该方法优点： 夺每个控制周期中磁链和转矩受控两次； 夺开关频率基本稳定； 夺电流波动小： 该方法缺点： 夺计算中不仅用到电阻尺。同时还用到定子绕组漏感工； 令估计反电动势的前提是基于假定反电动势为正弦量，这给瞬态控制带 来较大的误差； 夺控制周期长； 2 基于转矩和磁链两个p i 调节器及电机空间电压矢量中转矩和磁链两个分量的解耦 ( 2 0 0 0 年) 2 0 0 0 年c l a s c u 等人提出了基于转矩和磁链电压矢量解耦控制的思想【9 l ，应用在 感应电机驱动系统中。其思想为：解耦出空间电压矢量中控制转矩和磁链两个分量， 据此在转子同步旋转参考系中构造控制策略包括：电机状态方程的线性化，设计转矩 和磁链的p i 调节器。控制时间为1 2 5 u s 。 该方法的优点： 夺开关频率基本稳定； 夺利用p i 实现系统的无静差调节及空间矢量的补偿： 夺可实现基本d t c 和s v m - - d t c 的平滑过渡； 该方法缺点： 夺具体实旋中为了避免坐标旋转变换，磁链控制通道未完全实现解耦； 夺采用观测器依赖电机模型参数( 瞬态影响较大) ； 夺极低速和快速运行仍是个问题； 3 基于磁链误差矢量法 该方法于1 9 9 9 开始研究。其思想为：利用预测法根据转矩误差预测出应有的定 子磁链矢量，而后计算出预测磁链矢量与当前磁链矢量的矢量差，据此计算出最佳的 等效电压矢量矿。 该方法优点： 耷仅用了一个转矩p i 调节器，参数调节简单： 夺在轻载时极大地减小了转矩和磁链的波动，几乎是一平直线； 夺开关频率得到极大提高； 夺电流波形大大改善； 夺系统的快速性基本与基本d t c 一致。 从前面三种方式的简介中可看出第三种方式( 基于磁链误差矢量法) 较好。但该 方式还有很大的发展和完善空间，主要集中在以下几个方面。 夺该方案仅在电感较大的异步机和同步机上得到了初步验证，其弱磁性能 未加验证； 夺在定子电感低的同步机上实现s v m - d t c 技术在国际上还是一个空白； 夺s v m - d t c 带负载能力需要迸一步研究； 夺适台于s v m d t c 的磁链估计方法的研究及磁链估计误差对系统性能的影 响研究； 令s v m - d t c 在极低速无速度传感器运行方式的应用研究。 目前我们课题组正是基于磁链矢量误差法，展开同步机的s 一d t c 的研究。 1 3 本文的主要内容 本论文的研究结合了理论分析、数字仿真和系统实验，可分为以下五个部分： 第一章为绪论部分：主要介绍了永磁同步电机的特点，发展与应用现状，较为详 细的介绍了永磁同步电机的控制策略背景；重点阐述了直接转矩控制策略在永磁同步 电机上的应用状况，并由此引出对其进行改进的新方案，即本文所即将展开讨论的 s v m d t c 控制方案。最后介绍了论文的安排 第二章研究了s v m d t c 控制方法的理论和技术原理，详细的说明了参考矢量的 生成选择和如何设计实现空间电压矢量调制。与基本d t c 控制方案进行了比较，最 后对这两种方案进行了高效率，高质量的电路电机控制的混合建模仿真，给出仿真 实例，分别在稳态和动态下对两种控制方法进行了分析。说明了改进后的s v m d t c 控制策略的可行性和优势。 第三章主要针对永磁同步电机s v m d t c 控制系统，研究定子磁链的估计，变系 数p i 转矩调节器控制和无速度传感器控制系统的实现；特别针对转矩角与电磁转矩 之间确定的非线性关系提出了变系数p i 转矩调节器控制的方法，在确保了系统稳定 南京航空航天大学硕士学位论文 性的同时，实现了电磁转矩在动态过程中快速而准确调节。 第四章介绍了s v m d t c 控制调速系统的软硬件构成，硬件的构成和软件的流 程，并对数字p i 调节器，逆变器死区处理和定子磁链估计的进行了软件实现。 第五章对全文所做的工作作出了总结，并对下一步的工作提出了意见和展望。 第二章s v m d t c 控制方法理论，技术原理与仿真研究 2 1 引言 直接转矩控制技术正在蓬勃的发展，对它的研究和改进自然也是- n 都不能停 的，使得其在理论上更完善，在应用上更实际，更突显其优越性。1 9 9 7 以来南京航 空航天大学和澳大利亚新南威尔士大学一起进行永磁电机的直接转矩控制策略的研 究，并取得了一系列的成果。 基本d t c 控制方案通过优化的开关表，根据实际观测到的电机转矩值、磁链值 和给定值的差，由控制器从8 个矢量( 6 个运动矢量，2 个零矢量) 中选择一个最合 适的矢量作用于下一个周期，以使电机的转矩和定子磁链幅值保持在滞环限定的范围 之内，如能恰当运用，就能实现高性能的电机控制。然而在数字化控制的实现过程中， 控制周期不可能无限地缩短，使得基本d t c 控制在一定时间内所发出的电压矢量个 数是有限的，逆变器开关频率也较低，导致电流和转矩脉动而难以避免。解决这一问 题可从硬件上考虑，例如a b b 公司1 9 9 5 年推出的世界首台基于d t c 的变频器，就 利用了高性能的d s p 和专用芯片使控制周期降至2 5 u s ，仿真和实验表明缩短控制周 期能有效的减少磁链和转矩的脉动。但单方面考虑这种方法毕竟提高性能有限，以目 前的硬件所能达到的水平，进一步缩短周期有难度，成本也会随之大幅度提高。想要 在不改变硬件的情况下或硬件条件提高有限的情况下改善控制性能，就迫切的需要对 控制策略进行改进。 在这种情况下，本文研究了基于直接转矩控制理论的改进的s v m d t c 方案，通 过采用空间电压矢量调制的方法，显著降低转矩和磁链的脉动。 2 2 s v m d t c 控制理论及与基本d t c 的比较 2 2 1 永磁同步电机直接转矩控制理论 本文所研究的s v m d t c 控制方法的理论基础还是基于同步电机的赢接转矩控制 理论，都是从同步电机转矩角控制转矩这一本质出发。基于转矩角控制方案，利用了 转矩p i 调节器形成转矩角的变化量，据此，选择出多个电压矢量，实现转矩和磁链 的准确控制。 永磁同步电机中磁链、电流和电压的矢量关系如图2 1 所示。本文定义三个坐标 系：定子静止坐标系。一声、转子旋转坐标系d - q 及定子磁链纯旋转坐标系x y ，三 个坐标系具体关系如图2 1 所示。其中a 轴与a 相绕组轴线一致，d 轴与转子磁链妒， 方向一致，x 轴与定子磁链钆方向一致。 图2 1 三种坐标系定义 在转子d q 坐标系下，电机的磁链，电压，转矩的表达式分别为： 妒d = l d i d + 妒， 妒q = l q i q ( 2 一1 ) 舻，= 妒；+ p ； u d = r s j i d + p q d c o r 9 q = r s i q + p e p q + c o ，p d ( 2 2 ) u s = 丽 t = 吾p ( ( p d f q 一( p q 咯) ( 2 - 3 ) 假设电机是线形的，参数不随温度变化，忽略磁滞，涡流损耗，转子无阻尼绕组。 在式中，_ ( p d 、午q 、u d 、u q 、i a 、i q 、l d 、l q 分别是定子绕组d 、q 轴的磁链、电压、电 流和电感。u ；、( p 。、r ；为定子端电压、磁链和定子绕组电阻：研为转予磁钢在定子 侧的耦合磁链；p 、t 、吼为电机极对数、电磁转矩和角频率。 定义定，转予磁链夹角j 为转矩角，当电机稳态运行时，定，转子磁链以同步速 旋转。因此在恒定负载的情况下转矩角占为恒定值。当电机瞬态运行时，转矩角则因 定、转予旋转速度的不同而不断改变。由定，转子的坐标系可得： r ； 5 = t a n 一1 ( 币口( p d ) = t a n 一( i ；：2 2 一) ( 2 4 ) 9 永磁同步电机s v m d t c 控制策略研究 s i n 8 = ( p o i 吼 c o s 8 = ( p d j ( p j ( 2 5 ) 将转子d q 轴坐标系的中物理量转换到定子x y 轴坐标系上，可利用变换公式 阱卜ic o m s 8 咖s i n s 。i f d 其中f 可代表电压，电流和磁链 ( 2 6 ) 利用公式( 2 _ 6 ) 将，以i x , 表示后分别代入式( 2 3 ) ，( 2 1 ) 得： 转矩t 在x y 轴上的表达式为： 丁2 ；p k ( s i n 6 + c 。s 6 ) 飞( c 。s 6 一os i n 6 ) 】= i 3 札b ( 2 - 7 ) 磁链妒在x y 轴上表示为： 孑 。一c o 。s mj ：翌三 荔 = 要：占。s i 。n 。8 占儿 厶l a i d + 竹 2 乞? ：2 艿+ 上q 8in2占(l。q。-。l。aj)+sin。6cos：fi占业1。i,j1ld)sinscosj lls i n + 妒， ：。i n 8 耋 c z s ， l ( 上q 一 口c o s 2j + d2 占0f yf 十妒7 ls占l 。z 。西 因为定子磁链定在x 轴上，所以有纯= 纸，妒。：0 ，代入上式得 k 2 ( - s i n 6 - ( l d + 上v ) + ( 厶一l q ) c o s 2 巩 ，一+ _ - - = 。2 去 2 ( p ，蜘n 6 仉i i ( z q 一岛) s i n 2 6 】 综合上面的公式可最终写出电机的转矩表达式： 丁2 最阢1 2 o f l q s i n $ - 呲l q - 讪m 副 ( 2 9 ) ( 2 1 0 ) 夺对于隐极式永磁同步电机，l d = l q = l s ，磁阻分量为0 ，得转矩表达式为 丁2 净s i ( p ，r s i n 5 = 2 3 t ph ( p f s i n ( 8 f + 8 0 ) ( 2 - 1 1 ) 且鲁k 。= 罢p ，旧，占c 。s 占：保持定子磁链幅值小厘定时，转矩角在9 。9 。 o 南京航空航天大学硕士学位论文 ( 电机稳定工作区，此时电动状态工作段为0 9 0 。) 范围内变化时，表明转矩与转矩 角成正比且仅于转矩角有关。 夺对于凸极式永磁同步电机，当凸极系数p 1 时，要求满足等i 。0 成立，才能保证输出转矩和转矩角 d f 两者变化在同一个方向上。由以上分析可知道，当定子磁链恒定时，电机的转矩因为 转矩角的变化而变化。众所周知，电机机械时间常数远大于电机的电磁常数，亦即电 机定子磁链的旋转速度较转子旋转速度容易改变，因而转矩角的改变可通过改变定子 磁链的旋转速度和方向得以实现。 因此，永磁同步电机直接转矩控制理论基础为：保持定子磁链幅值不变的情况下， 控制定、转子磁链之间夹角即可以控制电机转矩。要获得快速的转矩响应应要快速改 变转矩角。在直接转矩控制中，既要限制定子磁链幅值，以保证转矩变化与转矩角变 化一致关系，又要限制电机最大转矩的输出，使得转矩角限制在最大转矩角范围之内， 以保证一定的过载能力下电机的稳定运行。 2 2 2 控制框图的比较 图2 2 永磁同步电机基本d t c 控制框图 值得注意的是，在基本d t c 中，矢量的选择是根据定子磁链所在位置，通过开 关表来选择不同的电压矢量，而在s v m d t c 中，受到关注的不再是定子磁链本身而 是实际观测值和期望值之间的误差，根据误差磁链矢量选择空间电压矢量和计算作用 时间，这样能很好的补偿误差。 登壁旦生皇! ! ! 竺：里! ! 丝型兰堕堡壅 图2 3 水磁同步电机s v m - d t c 控制框图 从图2 3 所示的控制系统框图中可以看出改进后的方案保留了基本d t c 的所有 优点，例如没有复杂的坐标变换，对电机参数依赖小，无电流环。但有两个不同之处： ( 1 ) 它省略了滞环控制器，采用转矩p i 调节器和参考矢量计算单元： ( 2 ) 用空间电压矢量调制单元来取代基本d t c 中的开关表： 2 3 s v m d t c 控制方案 三俚s p w m 法是从电源的角度出发的，其着眼点是如何生成一个可以调频调 垩竺 翌称正弦波电源：而磁链追踪型p w m 法则是从电动机的角度出发的，其 苎竖皇苎粤何使电机获得圆磁场。具体的说，它以三相对称正弦波电压供电爵三箱 翌竺苎銎銎妻子的理想磁链圆为基准，由三相逆变器不同开关模式所形成的萎际芸 竺矢量来兰踪基准磁链圆，在追踪过程中，逆变器的开关模式作适当变换，。苁品磊 成p w m 波。 。 “： 2 加一 ( 2 1 2 ) 式中为相电压有效值。在此三相对称电压作用下，如果忽略定子绕组的电阻 不计，则电动机各相磁链值可由上式积分得到： 撕一，h， 由 出 m ； 咧 叫 南京航空航天大学硕士学位论文 川：孚 l 妒rj s i n脚， 咖( 。，一手) s i n ( f + 三三) j ( 2 1 3 ) 一v 叫v 叫矗 丕 刊一 图2 4 对三相电机供电的逆变器驱动 将图2 4 中所示三相轴系的磁链进行坐标变换，将三相u v _ w 轴系变换到图中所示 的d - q 轴系，可得d - q 轴的磁链矢量： y ；c 目，= l 荔； = 矿。 羔三日 c z - 。， 其中，为磁链圆半径。当电压频率比u f常数时，磁链圆半径为常数。这样， 随着曰( ，) 的变化，磁链矢量唬( 臼) 就形成一个以为半径的圆形轨迹，即得到一个 理想磁链圆，也即需要追踪的基准圆。以图示的三相逆变器驱动三相电机，逆变器的 6 个开关组成8 种开关模式，形成相应的输出电压，在三相电机中形成相应的磁链矢 量，例如，当k ，k ，导通时，电流从u ，v 端流入，由w 端流出，形成合成矢量 y ( 1 i o ) 。u ，v ，w 三相，当上桥臂开关器件导通时记为l ，下桥臂开关器件导通 时记为o ，所以k ，巧导通就形成y ( 1 l o ) 矢量，依次类推，总共可以形成8 种矢量， 其中6 个运动矢量和( 0 0 0 ) ，( 1 11 ) 两个零矢量。以上8 种磁链矢量，除两种零矢量其大 小为零外，其余6 种的大小与该种开关模式持续的时间以及中间直流电压砂，大小有 关。若假定8 种开关模式持续的时间r 相等，将不同开关模式时作用于电动机三相绕 组上的电压对r 进行积分，则可得三相磁链在7 1 期间的增量，并变换到d - q 轴上得到 = 【斫= r 。假定6 种开关模式下，t 都相等。实际上，各种开关模 式下，中间直流电压u d 不一定是一个定值，积分时间，也不要求必须是个定值。 永磁同步电机s v m d t c 控制策略研究 当或者r 不同时，各磁链矢量的大小自然也不相同a 在s v m d t c 控制中，定子磁链将沿输入空间的电压矢量的方向，以正比与输入 电压的速度移动。因此不同的开关模式切换，形成逆变器输出电压p w m 波，不难理 解如果能很好的追踪磁链圆，则逆变器输出的三相电压也一定是三相对称的正弦 p w m 波。 2 3 i 参考矢量的生成 在基本d t c 中，由第k 次追踪的结果进行比较判断，决定第( k + 1 ) 次是使用哪 一种矢量。同样的矢量在不同的转速和负载情况下对转矩的作用大小是不同的，而控 制器并不能控制每个周期内转矩变化的大小，只能等到下一个周期观测和检验后才 能进行新的控制。为了能够实时控制，必须在两个采样点k 和( k + 1 ) 之间的时间内 选择少。可是由于算法已知，不到采样点( k + 1 ) 就无法根据o ( k + 1 ) 确定出指令磁链 儿+ ：如果到了采样点再来决定虮并选择，那就会成为一个滞后个采样周 期的系统。为了克服这个不足，使控制系统成为一个实时处理系统，在s v m d t c 中 引入了“预测”的思想，给出下一个周期磁链的期望值，力图在下一个周期时，使观 测转矩和磁链幅值都等于给定值，从而在一周期内即确定了控制量变化的方向，又调 节了其变化的大小，能大大减小磁链幅值和转矩的脉动，改善控制效果。当然在工程 实现时还要求在一个周期内能够生成所需任意幅值和方向的矢量，可用现有的8 个基 本矢量来选取合成，即采用适合数字化实现的空间电压矢量调制( s v m ) 方法。 图2 5 基于磁链偏差矢量的空间电压矢量选择示意图 如图2 5 所示，当观测转矩和磁链幅值均小于给定时，控制p i 调节器来加大定 子磁链应旋转的角度疗以提高转矩，同时增大下一个周期内期望的磁链幅值，以使 其达到给定。若定子磁链恒定，则护的变化就决定了转矩的变化。 实际上当电机稳态运行时，电机同步角速度： 曲= 百a o ( 2 - 1 5 ) 其中t 为控制周期，而电机转速”一6 0 f 3 0 c o ，则有臼：兰：! ：旦：互 p印3 0 如果令c 2 1 0 0 u s ，n = 1 5 0 0 r p m 时，口z 0 0 3 1 4 ，可见口是非常小的。当前定子磁链妒。 位置已知，现在又知晓口后，就不难得到下一个周期内期望磁链到达的位置庐纛。， 把欧在如上图所示的口轴和轴内进行分解 f o 。= c o s ( 目+ 4 0 ) i = p , gsin(0+a0)(2-16 而将电机定子磁链下一个周期期望值与当前值之间的变化量妒，定为参考矢量矿， 妒，= 矿；= 妒二。一妒“ ( 2 1 7 ) 利用上式，把眈，在口和方向上进行分解 y ，。= f p 。f c o s ( 8 + a 8 ) f 妒，i c o s 口 = l i ( c 。s 曰c 。s 臼一s i n 曰s i n 口) 一i 虬i c 。s 口 ( 2 1 8 ) y 咿= i 。ls i n ( 目+ 口) 一j y ，l s i n 口 = f 缈昭j ( s i n 口c o s 口- c o s t ，s i n 护) 一f 虬f s i n 曰 ( 2 1 9 ) 而且容易求得s i n 臼和s 丹 田于个控制周期内的p 很小，在三角函数中，有下面的近似关系 is i n 口= 口 【c o s 4 8 ：打而：廊 2 2 1 ) 所以结合式( 2 1 8 ) 、( 2 1 9 ) 、( 2 2 0 ) 、( 2 2 1 ) 可得 f = 钭( 廊+ 虬。卵h i 卜斜c 虮。一w 卟k l 屯2 约卜 堕川红m = = 口 p r g 由式( 2 2 2 ) 可知，在这里没有直接用到p 本身，只是用到了以y 表示的口的三 角函数值和直接用口表示的口的三角函数值的简化法，省略了多次使用三角函数 和反三角函数的时间。 以上即是参考矢量的生成方法。为了补偿该误差矢量妒，要利用矢量合成的方 法产生一个等效的空间电压矢量矿： 因为妒= f ( 旷一r t ) d t ，再根据以上推导所得式( 2 - 2 2 ) ，可知 m2 一a r s ：a 出 ( 2 2 3 ) 【y 妒= j ( 一胄，i p ) d t 将式( 2 2 3 ) 离散化后可计算出和，进而成功得到只。 2 3 2 空间电压矢量调制设计( s v m ) s v m 的目标就是计算出合适的电压矢量及其作用时间，控制使得电机定子磁链 在指定的时间内走到给定的位置。一般来说，s v m 的算法步骤为： ( 1 ) 判断参考矢量眠所在扇区； ( 2 ) 计算开关电压矢量作用的时间； ( 3 ) 根据矢量作用时间合成p w m 信号； 在图2 4 中，6 个非零矢量将相电压空间矢量分成6 个扇区，假定参考矢量致现处 在i 扇区，可用与其相邻的吭和吃来合成它，并且定义正，疋，瓦分别为兀，吃和 零矢量作用的时间，利用矢量合成的平行四边形法则可求出， t = - s f ，i t ss i n ( 7 【3 一口) u 。 t 2 = 订h t s s i n s i u d ( 2 2 4 ) t o = l t 一t 2 其中，t 是观测磁链和期望磁链之间的偏差值纯的等效电压值，瓦为整个控制周 期，由于在程序中三角函数的求取需花费较多的时间，所以采取将运动矢量时间根据 所处的扇区分别分解成口轴和轴上的分量的方法。这样处理虽然在编程时麻烦了 些，但仅用到了加减法和乘法，d s p 实现起来很方便，不会增加很多时间上的开销。 1 6 南京航空航天大学硕士学位论文 在i 区内 d 4 = ( 。一1 4 3 ) i ； d 6 = ( + 2 4 3 ) ； 在i i 区内 d 6 - 2 ( 。+ 4 3 ) u d c ； d 2 2 ( 一。+ 4 3 ) u d c ； 在i i i 区内 d 2 2 + 2 v 3 u d c ； d 3 2 ( 一一。- 4 3 ) u d c ； 在i v 区内 d 3 2 ( 一l 。+ 4 3 t u d c ； d 1 2 ( - 2 4 3 ) u d c ； 在v 区内 d 1 2 ( 一一4 3 ) l u d c ； d 5 2 ( 一。- 4 3 ) u d c ； 在v i 区内 d 5 2 ( + 2 4 3 ：) u d c ； d 4 ( 1 。+ 4 3 ) u d c ； d l - d 6 分别是各矢量作用时间对于总周期时间疋的比值。 在每个周期内，非零运动矢量和零矢量的安排也是个应该考虑的问题。不同的 切换模式发出不同的p w m 波形，这主要由软件来实现完成。我们采用了矢量细分的 方法，例如在i 扇区内，将v 。平分于v 。两旁，并在两端插入零矢量，我们采用的 切换方式力求尽量减少管子的开关次数，得到对称的波形。 葡南万f 七玉丽i b 丰1 * j i1 石r 了r 卜霄1 历叶丽 t 0 2h 可r r 再_ | 刊t 0 z 在扇区i在扇区i i 在扇区i i i 1 _ ：r 丁 广_ 一 ：1： 1 o 2 1t 1 2 ：t 2：t , 2 ：t o 2 在扇区i v ：一：卫严f l 甘 一；i ； |；广 斗卜l _ + 一 _ + + _ 一 i iii t iii 广_ 了r 丁 广t t o 2 ：t t 2 ： t 2 ：t i 2 ：t ( , 2t o 2 ：t l 2 ：t 2：t t 2 ：t 0 2 在扇区v在扇区v i 图2 6 一种空间电压矢量调制模式 在s v m 计算完成后，必须满足瓦0 的条件，才能保证线性调制，所以还要对只 进行限幅，依据式( 2 2 4 ) ，若要满足线性调制的条件，则必须五，正均小于等于t ， 不难计算得到只最大值只可为直流母线电压的2 3 倍，所以这也就是矿的限幅值。 我们使用的实验平台是基于d s p t m s 3 2 0 c 3 2 的，外部时钟频率为4 0 m ，指令周期为5 0 n s ， 在实际应用中，考虑到了矢量的简化：首先，例如如果一个矢量计算出的时间在整个 控制周期中占的超过9 0 ，那么就只发这个矢量而放弃其它，具体的百分比例可根据 各自实验平台性能的不同具体确定；其次如果某个矢量计算出来的作用时间很小，例 如少于5 u s ，对整个合成矢量的影响微乎其微，既对电机所产生的影响也微乎其微， 则可以摈弃它，将其时间分配到其它矢量中。 2 4s v m d t c 的仿真研究 利用了在m a t l a b p s b 环境下建立混合模型技术，我们对基本d t c 控制方案和 s v l 一d t c 控制方案进行了数字仿真，建立了2 组仿真模型来测试不同的控制策略算法a 第1 组仿真实验针对基本d t c 控制，第二组仿真实验针对s v m d t c 控制。结果表明， s v m d t c 控制策略能够在稳态时大大减低基本d t c 控制中的电流和转矩脉动，而在动 态时，又较好的保持了基本d t c 快速响应的优势。 2 4 1 稳态性能 仿真所用的永磁同步电机参数为：额定电压3 8 0 v ，额定功率1 k w ，额定转速 1 5 0 0 r p m ，额定电流2 a ，极对数2 ，定子电阻2 0 5 1 q