（电力电子与电力传动专业论文）新型单元级联式中高压变频器的研究.pdf

a b s t r a c t c a s c a d e dc o n v e r t e ri st h er e s e a c hs u b j e c to ft h i sp a p e r f i r s t ，i te x t e n d st h ec o n c e p to fb a s i cp o w e re l e c t r o n i c su n i t s ，a n da r e ra n a l y s i n g t h es t r u c t u r eo ft h es y m m e t r i ch b r i d g ec i r c u i t ，i tp r e s e n t san e wt y p eo fa s y m m e t r i c h - b r i d g et o p o l o g ya n da n a l y s e st h ec o m b i n a t i o np r i n c i p l ef o rt h et w os t r u c t u r e s t h e n an e wt o p o l o g yo ft h ef o u r - l e v e li n v e r t e ri sg i v e n ，a n da l s oi t so p e r a t i n gp r i n c i p l ea n d a l ls t a t e s t h e nas p e c i a ls h e p w ma l g o r i t h mi sp u tf o r ：w a r df o rt h ec i r c u i ts w i t c h i n g c o n t r o lw i t had e s i r e do u t p u tw a v e ，a c c o r d i n gt ot h ef e a t u r e so ft h en e wt o p o l o g y c o m p a r e dw i t ht h ef o r m e rc o n v e r t e r s ，t h eo b v i o u sa d v a n t a g eo ft h i sn e wt o p o l o g y l i e si nr e d u c i n gt h eq u a n t i t yo fs w i t c h e sb u tn o tr e d u c i n gt h en u m b e ro ft h ee l e c t r i c a l l e v e l s ，a n da l s o l i e si n r e d u c i n gt h es y s t e ml o s s a n di n c r e a s i n gt h ee f f i c i e n c y e f f e c t i v e l y t h es h e p w ma l g o r i t h mc a no p t i m i z et h eo u t p u tw a v e w h i l ek e e p i n ga l o w e rs w i t c hf r e q u e n c y ，a n dm a k et h ea d v a n t a g eo ft h i ss y s t e mi nh i g e 。p o w e r a p p li c a t i o nm o r eo u t s t a n d i n g s e c o n d ，t r a d i t i o n a lc o n v e r t e r su s u a l l ya d o p td i o d e sw i t hab i gc a p a c i t o ra st h e r e c t i f i e ri ne a c hp o w e rc e l la tt h ei n p u ts i d e i nt h i sw a y t h ep o w e rf a c t o ri sl o wa n d m a yg e n e r a t eag r e a td e a lo fh a r m o n i cw h i c hi n f u s ei n t ot h ep o w e rg r i da n dc a u s e h a r m o n i cp o l l u t i o n t h ep a p e rt a k e st h ea p f ca sap a r to ft h er e c t i f i e r ，a n db y s i m u l a t i o ng e t st h ec o n c l u s i o nt h a tt a k i n gt h ea p f cn o to n l yr e d u c e st h eh a r m o n i c p o l l u t i o nt op o w e rg r i d ，b u ta l s oi m p r o v e st h ec o n v e r t e r sp e r f o r m a n c e l a s t ，t h eh a r d w a r ed e s i g no ft h ec o n t r o ls y s t e mi sp r e s e n t e d t h i sd e s i g n h a s s o r e e t h i n go fs i g n i f i c a n c ef o r t h e f u r t h e rr e s e a r c ho ft h em e d i u m - h i g hv o l t a g e c o n v e r t e r k e yw o r d s ：a c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ，a s y m m e t r i ch - b r i d g e ， m u l t i l e v e li n v e r t e r , n o v e lc a s c a d ec o n v e r t e ls h e p w m 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的 研究成果，除了文中特别加以标注和致i 身 之处外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得苤盗苤鲎或其他教育机构的学位或证 书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 乍了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名；冀巅茧签字日期：妒7 年么月7p 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解苤洼盘鲎有关保留、使用学位论文的规定。 特授权丕壅盘堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校 向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：关战j u 导师签名： 签字同期：h 7 年5 月f 7 同 费精 签字同期：加哕年多月夕f i 第一章绪论 1 1 课题的研究背景 第一章绪论 我国能源生产总量已经跃居世界前列，但单位产值的能耗巨大。根据全国第 三次工业普查公布的统计资料，我国风机、泵类总装机容量达到1 6 亿k w ，年 耗电量3 2 0 0 亿k w h ，占全国发电量的4 0 。由于驱动这类装置的电机采用恒压 恒频供电，转速基本恒定，往往配合阀门、挡板调节流量或风量以满足工艺要求 使风机、水泵的运行效率降低，浪费大量电能，如果改用调节转速来调节风量( 流 量) ，则可以节约大量的电能。据统计风机、泵类电动机节电率可以达到3 0 一 6 0 ，节能效果非常显著。随着电气传动技术的发展，尤其是变频调速技术的日 益进步，作为大容量传动的中高压变频调速技术也得到了广泛的应用。中高压电 机利用中高压变频器可以实现无级调速，满足生产工业过程对电机调速控制的要 求，既可提高产品的产量和质量，又可大幅度节约能源，降低生产成本。我国有 大量大功率传动机械，如大功率风机、泵类电机等广泛地应用于煤矿、冶金、石 油、给排水等行业，例如：钢铁工业的高炉鼓风机、炼钢制氧机、除尘风机：石 油化工生产用的压缩机；电力工业的给水泵、引风机；煤矿的排水泵和排风扇以 及城市自来水厂的供水泵等大都由中高压电网供电，由于多采用直接恒转速拖 动，能耗太大。因此，高性能的中高压大功率变频调速装置的市场潜力巨大，应 用前景十分广阔。 在交流调速领域，低压变频器的研究和应用已经相当成熟，而中高压变频器 技术正处于发展完善当中。首先，中高压变频器不象低压变频器一样具有成熟的 一致性的拓扑结构，出现了多种电路结构，各有优缺点。其次，低压变频器产品 已系列化，单位容量价格较便宜，趋于稳定，而中高压变频器单位容量价格较贵， 初期投资大，并且不同厂家的价格差异也较大，世界著名的电气公司在中高压变 频器方面展开着激烈的竞争。最后，由于功率器件的耐压水平不断提高，低压变 频器不需要功率器件的串联，而中高压变频器仍在为耐压问题寻求解决方案，并 且在中高压变频器中还要解决绝缘，高低压隔离及控制信号传递等问题。 1 2 中高压变频器技术的发展状况 在工业电气应用领域，电网一般供给固定频率的交流电压，同时为了满足电 机的启动负荷和其他峰值负荷的冲击等情况，电机的额定功率通常选用高于实际 第一章绪论 运行的功率。电机通常在供给的能量多于实际负载所需要的能量状况下运行，这 势必造成大量的能源浪费，据测算在风机及泵类的系统中这样的功率损耗占到总 损耗的4 0 。如果电机能按照变化的负载的需要来提供相应的能量，这将大大降 低能源的浪费。基于这一思想变频调速被提出来以实现按负载需求来调整电机转 速，从而实现电机按负载需求供给能量。在中高压领域，由于电力电子器件的电 压耐量及开关频率的限制，目前单一的电力电子器件还难于实现对中高压的幅值 和频率的调整。 为了实现中高压领域的变频调压，陆续出现了普通三相逆变器、降压一普通 变频一升压电路、交交变频电路等变频方式，但由于这些结构都难于满足中高压 变频调压的应用。日本长冈科技大学的a n a b a e 等人于1 9 8 0 年首次提出的三电 平逆变器为高压大容量电压型逆变器的研制开辟了一条新思路。在此基础上，经 过多年的研究，发展出3 种主要的拓扑结构：l 二极管钳位式；2 电容钳位式；3 带独立直流源的级联的多电平逆变器。这3 种结构与普通双电平逆变器相比具有 以下优点；更适合大容量、高电压的场合；可产生m 层阶梯形输出电压，理论 上提高电平数可接近纯正弦波形、谐波含量很小；电磁干扰( e m i ) 问题大大减 轻，效率高。 中高压变频技术的发展，其逆变主回路拓扑结构一直是随着电力电子器件的 创新开发而不断发展的。早期的电力电子器件晶闸管( s c r ) 随着功率半导体技 术的不断创新在中高压变频领域已逐步被淘汰。而g t o 具有高电压、大电流的 发展潜力，但驱动电路复杂，影响整个系统的可靠性。把m o s 结构置于g t o 外面来协助关断的i g c t ，适用于大电流( 1 0 0 0 a 以上) 、低频率( 1 0 0 0 h z 以下) 的应用，由于其从研制生产到应用的一系列技术受到专利的保护。在推广应用和 器件竞争中未能完全取代g t o 。i g b t 作为第三代电力电子器件，因其工作电压 较低，其作为逆变主回路器件的高压变频装置具有改善输出电流波形，减少谐波 对电网的污染及减少系统和电动机的电应力等的良好性能，在多电平级联式变频 装置中有着广阔的发展前景【2 - 5 】。 综上所述，中高压电气应用领域要求变频器系统稳定以承受高电压，动态性 能好，对电网和电动机产生的谐波少，易于实现，成本低等。 1 2 1 脉宽调制( p w m ) 技术在中高压变频器控制中的应用状况 德国人a s h n o u n g 在1 9 6 4 年把脉宽调制( p w m ) 技术从通信技术领域引入 到d c a c 的逆变环节的控制中，这对后来的交流变频调速系统的发展起到了极 大的促进作用。p w m 控制是变频调速系统的核心，任何控制算法几乎都是以各 种p w m 控制方式实现的。经过几十年的发展，现已派生出了几种比较成熟的 第一章绪论 p w m 控制方式： 1 正弦波p w m ( s p w m ) ，这种p w m 调制方式以正弦波形为信号波，其脉 冲宽度是由正弦波和三角载波自然相交生成的，这种方式通俗易懂，所以被广泛 采用。但其输出的电压小于输入电压，最大线性输出线电压幅值仅为输入电压的 3 2 倍，效率不高。 2 快速电流跟踪p w m 技术，采用这种p w m 调制的逆变器为电流控制型的 电压源逆变器，一般采用滞环电流控制，使三相电流快速跟踪指令电流。该逆变 器硬件简单，电流控制响应快，兼有电压和电流控制型逆变器的优点，普遍用于 p m s m 伺服系统和异步电动机矢量变换控制系统。 3 磁链跟踪控制p w m 技术，这种方法把逆变器和电动机视为一体，以三相 对称正弦波电压供电时交流电动机理想的圆形磁场为基准，用逆变器不同开关模 式所产生的实际磁链矢量来跟踪基准磁链园，由跟踪结果决定逆变器的开关模 式，形成p w m 波。由于磁链的轨迹是靠空间矢量的选择来实现，因此又称电压 空间矢量法。 4 直接转矩的智能控制p w m 技术，常规的直接转矩p w m 技术无法区别转 矩、磁链的非常大的偏差和相对小的偏差，这将造成电机启动期间系统的停滞。 而采用智能控制中的模糊控制，可以通过定子磁链的空间位置，由一系列偏差的 正大，正小等模糊语言，根据模糊规则推出逆变器的开关模式，使系统性能改善。 5 双p w m 控制技术，w 交一直一交”电压型逆变器是目前最广泛使用的形 式，但常对电网构成谐波污染。目前双p w m 控制技术的研究很活跃，即由p w m 整流器和p w m 逆变器组成的双p w m 变频器无须任何附加电路就可使电网侧的 输入电流接近正弦波，使系统的功率因数约为l ，彻底消除网侧的谐波污染，并 实现了四象限运行1 6 j 。 由上述可见，脉宽调制( p w m ) 在变频调速领域被广为采用：本质上，各 种p w m 控制方法都是要控制变频器的各逆变单元的电力电子开关的开通、关断 时间和次序，输出可调宽度的脉冲列来拟合正弦波作为输出。当然，各种不同的 p w m 控制方法在实现的难易程度，对输出端和电网的谐波污染，以及系统的稳 定可靠运行的着眼点不同。p w m 控制的变频器被广泛采用是因其具有以下一些 显著的优点： l 采用不可控整流桥，使变频器对电网的功率因数与其输出的电压值无关， 从而提高其功率因数。 。 2 由于采用不可控整流桥，使整个系统的控制简化，只针对逆变单元进行控 制，但能实现调压调频的同步进行，所以其调节响应快速，整个系统的动态特性 好。 第一章绪论 3 采用p w m 控制的变频器与传统的变频器相比，体积小、重量轻、可靠性 高。 4 由于p w m 控制具有良好的控制性能，可以较好的把输出电压和电流波形 拟合成正弦波，有效的抑制了谐波 7 8 】。 1 2 2 中高压变频器存在的问题及研究状况 多电平逆变器具有共模电压和电压变化率低、谐波和电磁干扰小、系统效率 高、适合中高压大容量变频器应用等特点，但它也存在着一些尚需解决的问题， 这些问题主要集中在拓扑结构、控制策略两方面【9 1 。 在拓扑结构方面，多电平逆变器采用的开关元器件和其它元器件较多，这样 便带来了成本上升、可靠性下降、开关损耗和其他损耗上升、效率下降等一系列 问题。例如：目前应用最为广泛的中点箝位型多电平电路拓扑就存在着中点电位 波动造成波型畸变、负载电流流过电容造成较大损耗等问题 1 0 j 。 在控制策略方面，在多电平电路出现后，由于传统的p w m 控制技术多用于 两电平逆变器的门极驱动控制，不都适于多电平电路的控制，因此如何针对多电 平的特点来进行p w m 控制就成了研究的热点问题。比如针对3 电平电路，就有 一种控制方式采用2 个正弦波与1 个三角波相比较，可得到双向双极调制p w m ， 可大大减少相间电压的谐波。另外，如何将优化p w m 、s v p w m 等p w m 控制 技术有效用于多电平逆变电路并进行优化控制的问题也有待于更深入的研究j 。 另外，目前工业界大量使用的变频器大多采用a c d c - a c 变换方式，该变 换方式输入端a c d c 变换大都采用二极管不控整流和大容量电容器组成的整流 滤波单元与供电电网直接相连。这种输入方式虽然简单但功率因数较低，一般为 0 7 左右，且输入电流的总谐波畸变( t o t a lh a r m o n i cd i s t o r t i o n ，t h d ) 较大，工 作时它们会产生大量的谐波注入电网，特别是奇次谐波尤为突出，引起严重的谐 波污染。这种谐波污染不仅会影响到其它用户的正常工作还会对电网本身造成损 坏，因此电源产品要具有高的输入功率因数与低的输入电流t h d 已经逐渐成为 世界各国。的强制要求。 有源功率因数校正电路( a p f c ) 的出现使很多的电源产品都具有低谐波污 染的性能。因此可在变频器的输入端加上有源功率因数校正电路，这样不仅可以 减少它产生的谐波污染，还可使变频器本身的工作性能得到提高。当前，电力系 统的谐波的消除主要采用有源滤波技术，有两种方法。一种是在电网的公用负载 端并接一个专用的功率变换器，对无功及谐波电流进行补偿，这就是有源滤波器 ( a c t i v ef i l t e r ) 。它能将电网电流补偿成为与电网电压同相的正弦电流。另一种 是电力电子装置本身的整流器和滤波电容之间增加一个功率变换电路，这就是有 第一章绪论 源功率因数校正( a c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n a p f c ) 器。有源功率因数校 正从8 0 年代中后期开始成为电力电子领域研究的热点m 1 。 1 3 本文的主要研究内容 多电平变换器在中高压逆变装置中的应用是近年来的一个研究应用热点，多 电平拓扑的逆变器已经成为中高压变频器主电路的首选方案。本文主要针对非对 称全桥逆变电路拓扑及有源功率因数校正的相关问题展开研究。 本文通过对现有拓扑和控制的原理及优缺点分析，将“电力电子基本单元 这个概念加以推广，提出了对称全桥逆变电路和非对称全桥逆变电路两类新型拓 扑结构。根据非对称全桥逆变龟路的优点，提出了一种新型的非对称h 桥主电 路拓扑，提出具有针对性的控制算法，给出仿真结果证明其可行性。另外，为了 弥补二极管整流功率因数低的不足，在整流电路中加入a p f c 电路。给出a p f c 的电路机构，进一步说明其工作原理，然后利用m a t l a b 建立仿真模型，给出 仿真结果加以验证。 第二章多电平p 黼逆变技术与功率因数校正技术概述 第二章多电平p w m 逆变技术与功率因数校正技术概述 2 1 多电平p w m 逆变技术 多电平p w m 逆变技术【”1 ，是应高压大功率变频调速技术、电力系统中的无 功补偿与电力有源滤波器技术、直流输电技术等的需要，从两电平逆变器的基础 上发展起来的。以高压大功率变频调速为例，在过去两电平逆变器的高压大功率 应用中，除了少数低速场合采用交一交变换方式外，通常都采用交一直一交变频 方式。在这种方式中解决高压大功率逆变有两种方法：一种方法是将多个低压小 容量逆变器通过输出变压器进行多重叠加获得高压大功率；另一种方法是在交流 输入侧和交流输出侧，分别接入降压和升压变压器变压，中间环节仍然采用低压 大电流变化器( 整流器加逆变器) ，组成高一低一高方式变频技术。很显然，不 管采用哪一种方法，都必须使用笨重、昂贵、耗电的变压器。对于高一低一高方 式还会出现中间低压环节电流过大，系统效率下降，可靠性降低，低频时能量传 输困难等缺点。为了克服这些缺点，人们都希望采用直接的高压大功率逆变方式， 这就必须采用多个耐压低的开关器件串联使用。但这种串联使用方式存在着静态 和动态均压问题，均压电路会导致系统复杂化、损耗增加、效率下降。因此，一 种通过逆变器自身的电路结构改进，达到既无需升降压变压器，又无需均压电路 的多电平p w m 逆变器应运而生，为解决高压大功率逆变取得了突破性的进展。 这种逆变器的优点是：输出电压电平数的增多使输出电压更接近于正弦波，开关 器件所承受的电压应力减小，。无需使用均压电路，开关器件工作于基频，开关损 耗小，e m i 小。因此，从1 9 8 0 年开始，这种逆变器已经成为研究的热点。尤其 是以g t o 、i g b t 、i g c t 为代表的第三代电力电子器件的迅速普及，为多电平 p w m 逆变器的实际应用创造了必要的物质基础。 1 9 7 7 年，德国学者h o l t z 提出了利用开关管来辅助中点箝位的三电平逆变器。 1 9 8 1 年，日本学者a k i r an a b a e 等对其进行了发展，提出了二极管箝位式三电平 逆变器。1 9 8 3 年，p m b h a g w a t 等人将三电平扩展到五电平、七电平等多电平 逆变器。1 9 9 2 年，t a m e g n a r d 和h f o c h 提出了飞跨电容式多电平逆变器。1 9 9 9 年，x i a o m i n gy u a n 提出了二极管自箝位多电平逆变器。2 0 0 0 年，p e n gf a n g z h e n g 提出了以电容箝位的半桥结构为基本单元组成的电容电压自平衡式多电平逆变 器。同年，m d m a n j r e k a n 等人提出了混合f b i 单元串联多电平逆变器。 第二章多电平p 麟逆变技术与功率因数校正技术概述 2 i 1 多电平p w m 逆变器的定义和分类 多电平p w m 逆变器中的p w m 功能是为了调压。所谓p w m 逆变器的电平 数，是指在输出电压一个周期内的电压电平数，亦即输出电压波形正、负最大值 之间多包含的阶梯数。 所谓多电平逆变器，是指其电压输出波形中的电平数等于或大于3 的逆变器， 它有两种组成形式：一种是在两电平逆变器的基础上，按照类似的结构通过增加 直流分压电容，将直流电源分压成多个直流电源电压，加入箝位电路( 用二极管 或电容) 和增加开关管的串联个数构成的。用不同的开关切换组合，来得到多电 平输出；另一种则是利用单相全桥式逆变器( f b i ) ，通过直接串联叠加组成的， 如三电平逆变器、五电平逆变器、七电平逆变器等。增加输出电压电平数的目的， 是为了减少输出电压波形中的谐波含量。 为了减少输出电压波形中的谐波含量，当前有两种发展方向：一种是利用 a - s p w m 控制，通过提高开关频率使输出电压波形接近于正弦。但电压应力半较 d f 大，使开关损耗增大，e m i 也增大。为了减小开关损耗，减小e m i ，必须使逆 变器工作在软开关状态，这将使逆变器电路复杂化。另一种发展方向是增加逆变 器输出电压的电平数来减少输出电压波形中的谐波含量，并使逆变器的开关管工 作在基波状态。减小了开关损耗，减小了e m i ，但所用开关器件的数目增加了。 从提高性能价格比的角度来看，这种逆变器更适合于高压大功率应用场合。大功 率开关器件的开关频率只有几百赫兹，但耐压高，价格便宜，增加开关器件数目 给逆变器造成的成本相对较小，因而多电平逆变器多用于高压大功率场合。 国内外的学者对多电平逆变器作了很多的研究，提出了不少结构形式的电 路，从当前的资料上看，多电平逆变器的电路结构分类如下： 二极管箝位式多电平逆变器 二极管中性点箝位式 d i o d en e t r u a lp o i n tc l a m p e dt y p e 二极管串联箝位式 s e r i e sd i o d ec l a m p e dt y p e 二极管自箝位式 d i o d es e l f - c l a m p e dt y p e 第二章多电平p 嘲逆变技术与功率因数校正技术概述 f 电容箝位式( 飞跨电容箝位式) 增峪靴彤杆黻器 嚣誉蓄皴e 【s e l f v 。l t a 唔eb a l a n c i n g 帅e 具有独立直流电源的级联式多电平逆变器 c a s c a d e d i n v e r t e rw i t hs e p a r a t e dd cs o u r c e s 混合型具有独立直流电源的级联式多电平逆变器 ( 混合级联式多电平逆变器) h y b r i dc a s c a d e dm u l t i l e v e li n v e r t e r s 其中，混合级联式多电平逆变器，是具有独立直流电源级联式多电平逆变器 的改进型，它可以用不同的开关器件，也可以用不同数值的直流电源电压。 二极管箝位式多电平逆变器( 如图2 i 所示) 的优点是便于双向功率流动的 控制，功率因数控制方便。缺点是电容均压比较复杂和困难。在国内外，这种结 构形式的产品已进入实用化阶段。 c 1 = l d c 2s l j 匝 = i d c 4 d 1 1 【 s 2 j c 2 = 一 d a【s 3 j 眨- 【 d 1 ： 【 d 3：s 4 j 眨 n ： j 一上 】【 - d 2 ： 【 】 ! s l u 眨 c 3 2 ： 朐c 4 s 刎匝 c 4 = = ：s 掣眨 一网c 2d 3 s 讪眨 a 图2 一l 二极管箝位逆变器的拓扑结构 飞跨电容箝位式多电平逆变器，如图2 2 所示，由于用电容取代了二极管， 因此可以省掉大量的箝位二极管，但是使用了不少的电容。对于高压系统而言， 电容体积大，成本高，封装困难。此外，这种电路结构在输出质量相同的波形时， 开关频率要增高，开关损耗相应增大，逆变效率降低。目前这种电路结构的多电 平逆变器还没达到实用化阶段。 具有独立直流电源的级联式多电平逆变器( 如图2 3 所示) 及混合级联式多 电平逆变器的优点是：在使用相同数值的直流电源时，所用二极管的数量最少， 第二章多电平p 嘲逆变技术与功率因数校正技术概述 用于采用的是独立直流电源，因此不会有电压不平衡的问题。其缺点是必须采 s lj 眨 c 4 i c 3 = c 4 = = 牛霞 n ：- 广一c a = i 士 c 4 = = c 3 = c 4 - -= s 4 ，j 匝 图2 2 电容箝位逆变器的拓扑结构 用多路的独立直流电源，目前这种结构的多电平逆变器也已在实际电路中得到应 用。在使用不同数值的直流电源时，可以增加输出电压的电平数，可以使用不同 耐压等级、不同开关速度的开关器件，适合于更大功率的场合应用。 由于上述4 种多电平逆变器电路结构形式的不同，二极管箝位式及飞跨电容 式多电平逆变器，多适用于高输入电压大功率逆变场合；而具有独立电源的级联 式多电平逆变器，多适用于低压输入、高压输出的大功率逆变场合。 图2 - 3 级联式逆变器拓扑结构 a o n 第二章多电平p 麟逆变技术与功率因数校正技术概述 2 1 2 多电平逆变器的控制策略 对于上面提到的那些不同结构类型的多电平逆变器，适合的控制方式有以下 几种： 多电平逆变器的p b 4 控制 载波三角波p b 4 控制法 消谐波法p 聊( s 咿删) 开关频率优化p 州法( s f o p 刚) 载波三角波移相s p b t 法( p s p 雕) 载波三角波移相一开关频率优化p 删法( p s s f o p b ) 阶梯波与二硎联合控制法篇燃嚣粼黼氛合 多删除特定谐波c s h e p ，b 4 ， 震器法 空间电压相量p 删法( s v p b i ) 控制法适用的多电平电路：空间电压相量控制法，适合于3 5 电平逆变器， 5 电平以上的多电平逆变器，不适合适用空间电压相量控制法，因为它使电路非 常复杂。对于5 电平以上的多电平逆变器，适合采用载波三角波p w m 控制法， 它可以使电路大大简化。 s h p w m 法和s f o p w m 法，既可以用于二极管箝位式电路，飞跨电容箝位 式电路，也可以应用于具有独立直流电源的级联式电力，而p s p w m 和 p s s f o p w m 法只适用于级联式电路。 s f o s p w m 和p s s f o p w m 法由于在正弦调制波中注入了零序谐波分量，因 而只适用于三相逆变器。 对于单相具有独立直流电源的级联式多电平逆变器，p s p w m 法的控制效果 最好。 对于三相具有独立直流电源的级联式多电平逆变器，p s s f o p w m 法提高了 等效开关频率，故此s f o p w m 法具有更好的控制效果。 阶梯波与e p w m 联合控制法，可调压s h e p w m 法，适合于所有多电平逆 变电路。而s h e p w m 法与s p w m 法的混合应用控制法，则适合于应用在具有 独立直流电源的不同开关器件，不同直流电压数值的混合单元级联式多电平逆变 器匕。 第二章多电平p 嘲逆变技术与功率因数校正技术概述 2 2 功率因数校正技术 2 2 1 功率因数校正的基本原理 功率因数校正电路基本上是一个a c d c 变换器。一个标准的变换器利用脉 冲宽度调变( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) 技术来调整输入功率的大小，以供应适当 的负载所需的功率。脉冲波宽度调变器控制切换开关( 通常利用p o w e rm o s f e t 来达成) 将直流输入电压变换成一串电压脉冲波，随后利用变压器和快速二极管 将其转成平滑的直流电压输出。这个输出电压随即与一个参考电压( 这个电压是 电源供应器应该输出的标准电压值) 进行比较，所产生的电压差回馈至p w m 控 制器。这个误差电压信号用来改变脉冲波宽度的大小，如果输出电压过高，脉冲 波宽度会减小，进而使输出电压降低，以使输出电压恢复至正常输出值。 p f c 电路也是利用这个方法，但是加入了一个更先进的元件，使得来自交流 电源的电流是一个正弦波并与交流电压同相位，此时误差电压信号的调变是由整 流后的交流电压和输出电压的变化来控制的，晟后误差电压信号回馈至p w m 控 制器。也就是说，当交流电压比较高时，p f c 电路就从交流电源吸取较多的功率； 反之，若交流电压较低，则吸收较少的功率，如此可以抑制交流电流谐波的产生。 2 2 2p f c 技术的分类 根据电网供电方式，p f c 电路可分为单相p f c 电路和三相p f c 电路；根据 电路构成，p f c 电路可分为无源p f c 电路和有源p f c ( a c t i v ep o w e rf a c t o r c o r r e c t i o n ，a p f c ) 电路2 儿h p f c 技术有多种分类方法，一般认为有两种基本的有源p f c 技术，其中一种 是变换器工作在连续导电模式下的乘法器型p f c 技术，另一种是变换器工作在 不连续导电模式下的电压跟随器型p f c 技术。实际上还有磁放大p f c 技术、三 电平( t h r e e l e v e l ) p f c 技术和不连续电容电压模式( d c v m ) p f c 技术等。 乘法器型p f c 技术的基本原理是b o o s t 变换器工作在连续导电模式，其电感 电流就是输入电流。电感电流被采样并被控制，使其幅值和与输入电压同相位的 正弦参考信号成正比，从而达到功率因数校正的目的。乘法器p f c 电路还可以 根据输出电压反馈信号，利用一个乘法器电路来控制正弦参考电流信号，从而获 得可调整的输出电压。乘法器型p f c 技术的控制方法可分为三种：常频控制、 常误差带控制和变误差带控制。 基本电压跟随器型p f c 电路中的变换器工作在不连续导电模式，其开关由输 出电压误差信号控制，开关周期为常数。由于峰值电感电流基本上正比于输入电 第二章多电平p 稀逆变技术与功率因数校正技术概述 置，因此输入电流波形自然与输入电压波形相同。 事实上，对于不同的变换器结构，输入电流波形会出现不同程度的畸变，但 塞对输入功率因数的影响并不明显。与乘法器型p f c 相比，电压跟随器型p f c 毡路的控制方式更为简单，仅需要一个输出电压控制开关。因此，多数现有的开 走电源p w m 控制用集成电路均可作为电压跟随器型p f c 电路的控制器。另外， 蔓换器工作在不连续导电模式下，从而避免了b o o s t 变换器中因输出二极管反向 灰复电流而带来的问题。 电压跟随性p f c 技术的一个缺点是其输入电流波形为脉动三角波，因此其前 端需添加一个小容量的滤波电容( 或是l c 低通滤波器) 以滤除高频纹波。另一 个缺点是其较高的开关峰值电流会带来较大的开关关断损失。 根据软开关特性，有源p f c 技术可分为两类，即零电流开关p f c 技术和零 电压开关p f c 技术。按实现软开关的具体方法，每一种p f c 技术还可以进一步 刘分为并联谐振型、串联谐振型以及准谐振型。 在控制方法上，有源p f c 技术可以采用脉宽调制( p w m ) 、频率调制( f m ) 、 单环电压反馈控制、双环电流模式控制、数字控制、滑模( s l i d i n gm o d e ) 控制 以及单周期( o n ec y c l e ) 控制等控制方法。从拓扑结构上分，有源p f c 电路可 分为预调整器( p r e r e g u l a t o r ) 型p f c 电路以及单极组合p f c 变换器两种形式， 后者被认为是较理想的有源功率因数校正电路结构。 2 2 3 常用功率因数校正方法 目前广泛使用的改善功率因数的方法主要有以下几种： 1 多脉冲整流法。它的基本原理是利用变压器对各次不同谐波电流进行移 相，使奇次谐波在变压器次级相互叠加而抵消。这种方法在变压器负载平衡的情 况下对减小输入端的低次谐波是有效的。 2 无源滤波法。在电路的整流器和电容之间串联一个滤波电感，或在交流侧 接入一个谐振滤波器。其主要优点是电路简单，成本低，可靠性高，电磁干扰小； 主要缺点是尺寸大，重量大，难以得到高功率因数( 一般可提高到0 9 左右) ， 工作性能与频率、负载变化及输出电压有关，电感和电容间有大的充放电电流等。 这种方法对抑制高次谐波有效，但滤波设备庞大，而且运行情况受系统阻抗的影 响，若不使用调谐电抗器，很可能会与系统电抗产生并联谐振。但由于此法结构 简单，目前还常使用。 3 有源功率因数校正法。它直接采用有源开关或a c d c 变换技术，使输入 电流成为和电网电压同相位的正弦波。在整流器和负载之间接入一个d c d c 开 关变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流i j 的波形跟踪交流输入正弦电压的 第二章多电平p 麟逆变技术与功率因数校正技术概述 波形，从而使电网输入端的电流波形逼近正弦波，并与输入的电网电压同相位。 这种方法的主要优点是：可得到较高的功率因数，总谐波畸变小，可在较宽的输 入电压范围内和宽带下工作，体积小，重量轻，输出电压也可保持恒定。主要缺 点是：电路复杂，m t b f ( 平均无故障时问) 下降，成本较高，效率会有所降低 等。有源功率因数校正器已广泛应用在a c d c 开关电源、交流不问断电源等领 域。 第三章多电平逆变电路新的拓扑结构 第三章多电平逆变电路新的拓扑结构 3 1 电力电子基本拓扑单元的概念 经研究表明，所有的电力电子电路都可以归结为多个电力电子基本拓扑单元 ( p o w e re l e c t r o n i c sb u i l d i n gb l o c k s ) 的组合。根据“任意开关都与电压源串联， 节点必须在电流源上”的原则；即可得到基本交换单元的拓扑如图3 1 所示。图 中的电压源在实际电路中也可采用电容，可控开关即为电力电子开关器件和反并 联二极管的组合。通过在适当的时候控制开关s l 和s 2 互补动作，即可得到不同 的电平值。 图3 - 1 基本变换单元的拓扑 如图3 2 所示，单相全桥逆变电路就是2 个基本单元的并联组合。 图3 - 2 基本单元的并联 当对其采用双极性调制，即可得到两个输出电平k k 和k k ；若用单极性 第三章多电平逆变电路新的拓扑结构 调制，可得：k k 、0 和g , - k ，即为三电平逆变器。由此可得：逆变器的输出电 平不仅与电路拓扑有关，而且还取决于其控制方式。 基本单元的串联组合如图3 3 所示。通过对s l s 4 通断状态的控制，在输出 端可得到圪，以，圪n 和0 这四种电平【1 7 】。具体分析如下： 图3 3 基本单元的串联 状态1 ：s l 和s 3 同时开通时，v o l v o z = 巧- 圪； 状态2 ：s l 和s 4 同时开通时，l v 0 2 = 巧- n ； 状态3 ：s 2 和s 4 同时开通时，v o l v 0 2 = 圪- v i ； 状态4 ：s 2 和s 3 同时开通时，v o l - 2 = 0 以上这两种结构即是采用基本单元所构成的，它们是分析多电平逆变电路的 基础。 3 2 多电平基本单元概念的提出 从上节的分析中可知，所有的电力电子电路都可以归结为多个电力电子基本 拓扑单元的组合。例如单相全桥电路就是用两个单相半桥电路作为基本单元并联 而成的。针对逆变电路拓扑设计的要求，可以把“基本拓扑单元”这个概念加以 扩展。如果把传统的电力电子基本拓扑单元称为二电平基本单元的话，就能得到 一系列适用于组成新型多电平电路的多电平基本单元。比如说3 电平基本单元、 5 电平基本单元、n 电平基本单元等等，下面说明这些单元的具体构成方 法。 第三章多电平逆变电路新的拓扑结构 3 电平基本单元可以由所有输出电平个数为3 的半桥电路构成1 9 】【1 8 】。比如： 三电平二极管箝位电路如图3 4 ( a ) 所示，三电平电容箝位电路如图3 4 ( b ) 所 示等。 a ( a ) ( b ) 图3 4 三电平基本单元的拓扑结构 5 电平基本单元可以由所有输出电平个数为5 的半桥电路构成。下面给出一 种可作为5 电平基本单元的n p c 拓扑如图3 5 所示n 螂3 。 由此可得如下结论： 结论l ：n 电平基本单元可以由所有输出电平个数为n 的单相半桥电路构成。 需要说明的是，虽然理论上可以构成n 电平的基本单元，但由于随着输出电 平数的上升，电路会变得十分复杂，目前大于7 电平的半桥基本单元就已经很难 实现了。因此，较为实用的多电平基本单元是2 电平、3 电平和5 电平这几种低 阶的基本单元。 一 3 3 新型多电平逆变电路的构成 根据多电平基本单元的概念，可以构成如图3 - 6 所示的“单相全桥电路 。与 普通单相全桥电路不同的是，这种电路由两个多电平基本单元( 即图中的单元l 和单元2 ) 所构成。根据2 个多电平基本单元的拓扑相同与否，把这种特殊的全 第三章多电平逆变电路新的拓扑结构 图3 - 5 五电平基本单元的拓扑结构 桥电路分成以下两类： ( 1 ) 当基本单元l 和基本单元2 采用相同的多电平基本单元拓扑时，组合 而成的电路可称为对称全桥逆变电路( 以下简称s f b ) 。普通的单相全桥电路由 两个拓扑相同的二电平基本单元构成，是一种特殊的对称全桥电路，即三电平对 称全桥电路( 相电压输出电平数为3 ) 。 图3 - 6 新型全桥逆变电路的结构 第三章多电平逆变电路新的拓扑结构 ( 2 ) 当基本单元l 和基本单元2 采用不同电平的基本单元拓扑时，组合而 成的电路即可称为非对称全桥逆变电路( 以下简称a f b ) 。 3 3 1 对称全桥逆变电路 由图3 2 所示的两个两电平半桥基本单元并联构成一个三电平全桥逆变电 路，经简单的推理可知，两个三电平半桥基本单元可以组合成一个五电平的对称 全桥电路，两个五电平半桥基本单元则可组成一个九电平的对称全桥电路， 以此类推，可得出如下结论： 结论2 ：用2 个相同的低阶m 电平半桥单元( 记作h b m ，其中m 为其电平 数) 可以构成一个高阶的2 m 1 电平对称全桥电路( 记作s f b 2 m 1 ，其中2 m - 1 为其电平数) 。 这种对称全桥电路的一个突出优点在于可以将一些输出电平数较少的电路 组合成输出电平数较多的电路，从而可以显著减小谐波含量。普通的二极管箝位、 电容箝位型电路存在的一个缺陷就是随着电路输出电平数的增加，其电路结构将 会变得越加复杂。由分析和比较可知 1 9 1 ：三电平全桥电路的拓扑i ：g - - 电平中点箝 位( n p c ) 电路的结构简单；由两个三电平半桥单元构成五电平全桥电路的拓扑 要比同样输出五电平的n p c 电路结构简单得多；九电平的n p c 电路目前很难实 现，但是用两个五电平的n p c 电路就能够实现九电平的对称全桥逆变电路。因 此，从理论上分析，这种组合方式是具有一定可行性的，而且还可以对其进行进 一步优化，这是分析非对称全桥逆变电路的基础。 3 3 2 非对称全桥逆变电路 非对称全桥逆变电路按其构成方式和输入直流电压的不同可分为以下三大 类： ( 1 ) 第一类电路如图3 7 所示，这类a f b ( 记作a f b l ) 的直流输入电压相 同，但两个半桥单元的输出电平数不同( 分别为h b m 和h b n ) 。 图3 7a f b i 的拓扑 第三章多电平逆变电路新的拓扑结构 电路分析：可令图3 7 中的= l ( 相当于取标么值) ，并且m = 2 ，n = 3 ；于 是圪o 一1 ，1 ) ， 一l ，0 ，1 ) 。该a f b i 的输出电压b = ，所以 v , b e 一2 ，l ，0 ，l ，2 ) 。可见用1 个h b 2 和1 个h b 3 即可组成1 个5 电平 的a f b i ( 记作a f b l 5 ) ，而五电平的对称全桥