（电力电子与电力传动专业论文）基于asic数字控制zvs+dcdc变换器研究.pdf

华南理工大学工学硕士学位论文 a b s t r a c t t h e s i g n i f i c a n c eo f r e s e a r c h d i g i t a lc o n t r o ld c d c l i ei n ，t h e d i g i t a lc o n t r o l m a yp r o v i d ep r e c i s i o nt i m es e q u e n c e ，s u c ha sa c t i v ec l a m pf l y b a c kd c d c ，f o ra c h i e v e z v st u r no n ，w h i c hn e e ds e v e r a l t e n s d e l a y ，t h i sd e l a yc a l l b er e a l i z ep w m w a v e f o r m p a s st h ed e l a ya n dd j 【g i t a lg a t ec i r c u i t ，b u tt h i sm e t h o dm a k et h ec i r c u i t c o m p l i c a t e da n dn o ts t r i c t b u tu s ed i g i t a lc o n t r o li c ，i nt h es a m ep w m c y c l e ，m a y p r o d u c et w oo rs e v e r a lo u t p u ts i g n a l ，a n dt h ed e l a yi s e a s yt or e a l i z eb e t w e e nt h e s i g n a l s ，t h ed e l a yp r e c i s i o ni sd e c i d eb y o u t e rq u a r t z f r e q u e n c y , a t t h es a m et i m e i no n ep 、mc y c l em a y p r o d u c ef i xb r e a d t hp u l s es i g n a lt os a t i s f i e ds o m es p e c i a l r e q u i r e t h ec o n t r o lm e t h o dm a y g e ti n t e l l i g e n t t oa d o p td i g i t a lc o n t r o lm a ye a s yt o r e a l i z e s u p e r i o rc o n t r o lm e t h o d b e c a u s et h ec l a s s i cc o n t r o la n dm o d e mc o n t r o la r ea l l c o n s t r u c to nt h e p r e c i s i o nm o d e l o ft h ec o n t r o l l e do b j e c t i o n ，b u tf o l l o w i n gt h ed c d c t e c h n i q u ep r o g r e s s ，e s p e c i a l l yt h es o f t - s w i t c hd c - d eo c c u r , t h et o p o l o g yw i l lb em o r e c o m p l i c a t e d ，a n d i ts m a l ls i g n a lt r a n s f e rf u n c t i o nm a y b eh i g hr a n k s ，o rd i f f i c u l tg e t ， i fd e c r e a s et h er a n k sa n d a d o p ta p p r o x i m a t ec o m p u t e r ，i tm u s tl o s ec o n t r o le f f e c t ，s oi t r e q u i r et h ec o n t r o l l e rc a nd ow i t ht h ec o n t r o l l e dm o d e ln o tp r e c i s i o n , a n dt h ef u z z y c o n t r o li sa g o o d s e l e c t a m o n gi n t e l l i g e n tc o n t r o lm e t h o d t h er e a s o nt os e l e c tf p g a i st h ef p g a h a sh i 曲s p e e d c o m p u t e rc a p a b i l i t y , i n g e n e r a lt oc o m p l e t ec o m p u t e rf u n c t i o n ，t h ec o m p u t e ra n dd s pa r eb o t hb a s eo n p r o g r a md a t ad i s p o s e ，t h a ti sh a f u l s t r u c t u r e ， i nf p g at h e r ei so n l ys o m e l o g i c c e l l ，i th a sn o tg e n e r a l i n eo ra d d e ra p p a r a t u s ，b u ti tc a nb eu s et od e s i g ns u p e r i o r d s pa n dc p u ，f o ri ti sac o m p u t e rb a s eo nd a t ac u r r e n td r i v es y s t e m ，i ns y s t e mt h e s a m p l e ，d e p o s i ta n do u t p u tc a nb ea r r a n g e di nl o g i cc o n s t r u c ta c c o r d i n gt od e s i g n e r n e e d ，a n dn o tb er e s t r i c tb yc o n v e n t i o n a l c o m p u t e rs y s t e m ，i tc a ng e ts i m p l e s tc o n t r o l s y s t e md e s i g ni nl o g i c ，i th a sh i g h e rc o m p u t e rs p e e dt h a nm i c r o - c o m p u t e ro rd s p t h r o u g ha s s e m b l ew i t hh i g hs p e e da dc o n v e r s i o n ，i tc a nm a k eh i g h 丘e q u e n c y d i g i t a l d c - d ch i g ht o1 m h z a d o p t f p g ad e s i g n ，m a yc o m ei n t o b e i n g u s e l f - k n o w l e d g ei p , w h e na s s e m b l e a da n dp c bo p t i m i z e d d e s i g n a n df o r m a s i c ，a n dd e c r e a s e c o s t k e y w o r d ：a c t i v ec l a m pf l y b a c kd c - d c ，f p g a ，d i g i t a lv o l t a g ef e e d b a c kc o n t r 0 1 f u z z yc o n t r o l i l l 华南理工大学 学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研 究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文 不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。对本文的研 究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完 全意识到本声明的法律后果由本人承担。 作者签名：日期：年月日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定， 同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版， 允许论文被查阅和借阅。本人授权华南理工大学可以将本学位论文的 全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫 描等复制手段保存和汇编本学位论文。 保密口，在年解密后适用本授权书。 本学位论文属于 不保密口。 ( 请在以上相应方框内打“4 ”) 作者签名： 导师签名： 墓堵 两9 e t 期：年月e t 日期：从略年月文日 第一章绪论 第一章绪论 1 1d c - d c 研究热点及其发展趋势 功率电子学是研究在一定信息控制下，将功率或能量从一种形式高效 地转换为另一种形式的学科，当前对d c d c 研究的热点在于电路综合、 分析方法、控制规律和复杂动力学性质的研究，如图1 1 所示。在综合 方面，软开关技术将成为未来发展的趋势，而对软开关拓扑的研究将依赖 于以谐振支路与基本d c d c 合成的综合技术，对于软开关d c d c 的分 析与建模，可以利用近似分析法，即通过对拓扑的简化然后利用状态空 间平均法获得。 由于在谐振开关中其谐振频率与与开关频率厂t 接近， 因而所谓的“线性纹波假设”( 1 i n e a rr i p p l ea s s u m p t i o n )不成立 2 5 】，因 而由状态空间法所得的模型为近似模型。对于软开关d c d c 的分析也 可以采用高频网络平均法或渐近法等【2 5 】，从而得到精确模型。对于 d c d c 控制技术发展，经历了经典控制、现代控制、以及智能控制，然 而对经典控制与现代控制来说，都需要建立精确的数学模型，然而软开 关d c d c 的精确模型建立相对比较复杂，这就要求在对模型不精确条件 下实现稳定控制算法的应用，也就是智能控制的应用，智能控制算法包 括：模糊控制，神经网络控制，专家系统控制等。对于综合与分析部分， 其发展将依赖于拓扑理论，半导体器件，c a d 技术的发展，而d c d c 控 制技术的发展依赖于控制理论，计算机技术，v l s i 技术，尤其是a s i c 技术。本文主要研究数字控制及其与z v sd c d c 时序关系。 控制- + 图1 1d c d c 研究与发展趋势 华南理工大学工学硕士学位论文 1 2 软开关技术发展现状 电源技术的发展要求d c d c 变换器功率密度高、体积小，电源设计者 需要提高开关电源的工作频率，同时改善电源的效率。在开关模式功率电 源中，往往采用磁性元件( 如铁心电感、变压器等) 实现交直流侧滤波、能 量存储和传输。这些磁性元件在电源装置的体积、重量、成本中占有很 大比重。开关器件工作频率越高，磁性元件尺寸则越小，从而实现电源装置 的小型、轻量、低成本。但是，传统p w m 变换器中的开关器件工作在硬 开关状态，硬开关工作的四大缺陷妨碍了开关器件工作频率的提高：( 1 ) 开 通和关断损耗大：在开通时，开关器件的电流上升和电压下降同时进行： 在关断时，电压上升和电流下降同时进行；电压、电流波形的交叠致使器 件的开通损耗和关断损耗随开关频率的提高而增加。( 2 ) 感性关断问题： 电路中难免存在感性元件( 引线电感、变压器漏感等寄生电感) ，当开关器 件关断时，由于通过该感性元件的d i d t 很大，感应出很高的尖峰电压加在 开关器件两端，易造成电压击穿。( 3 ) 容性开通问题：当开关器件在很高的 电压下开通时，储藏在开关器件结电容中的能量将全部耗散在该开关器件 内，引起开关器件过热损坏。( 4 ) 二极管反向恢复问题：二极管由导通变为 截止时存在着反向恢复期，在此期间内，二极管仍处于导通状态，若立即开 通与其串联的开关器件，容易造成直流电源瞬间短路，产生很大的冲击电 流，轻则引起该开关器件和二极管功耗急剧增加，重则致其损坏。 因而，减少开关损耗、提高开关频率成为目前电力电子技术的前沿课 题。减少开关损耗有两个途径：( 1 ) 提高功率开关器件本身的开关性能， 使其开关损耗减少，但这有赖于整个电子工业技术水平的提高：( 2 ) 从变 换器结构和控制上改善功率开关器件的开关性能，为此人们提出了许多相 应的技术，如缓冲技术、无损缓冲技术、软开关技术等。实践证明，软开关 技术在减少功率开关器件的开关损耗方面效果最好，理论上可使开关损耗 减少为零，因此，有人把软开关技术称之为“零损耗开关技术”。最理想的 软开通过程：电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，所以开通损耗 近似为零。另外，因器件开通前电压已下降到零，器件结电容上的电压亦为 零，故解决了容性开通问题，这意味着二极管已经截止，其反向恢复过程结 束，因此二极管反向恢复问题亦不复存在。最理想的软关断过程：电流先下 降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。由于器件关断 前电流己下降到零，即线路电感中电流亦为零，所以感性关断问题得以解 决。由此可见，软开关技术可以解决硬开关p w m 变换器的开关损耗问题、 容性开通问题、感性关断问题、二极管反向恢复问题，同时也能解决由硬 2 第一章绪论 开关引起的e m i 问题。 直流电源的软开关一般分为以下几类 3 4 】： l 全谐振型变换器，一般称之为谐振变换器( r e s o n a n tc o n v e r t e r s ) ， 该类变换器实际上是负载谐振型变换器，按谐振元件的谐振方式，分为 串联谐振变换器，( s e r i e sr e s o n a n tc o n v e r t e r s ，s r c ) 和并联谐振变换器 ( p a r a l l e lr e s o n a n tc o n v e r t e r s ，p r c ) 按负载与谐振电路的连接关系，谐 振变换器可以分为两类：一类是负载与谐振回路相串联，称为串联负载 谐振变换器，另一类是负载与谐振回路相并联，称为并联负载谐振变换 器。在谐振变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全过程。 该变换器与负载关系很大，对负载的变化很敏感，一般采用频率调制的 方法。 2 准谐振变换器及多谐振变换器，这类变换器的特点是谐振元件参 与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。准谐振变换器分为零电流开关 准谐振变换器和零电压开关准谐振变换器。多谐振变换器一般实现开关 管的零电压开关。这类变换器需要采用频率调制控制方法。 3 零开关p w m 变换器，它可分为零电压开关p w m 变换器和零电流 p w m 变换器。这类变换器是在q r c 的基础上，加入一个辅助开关管， 来控制谐振元件的谐振过程，实现恒定频率控制，即实现p w m 控制。与 q r c 不同的是，谐振元件的谐振周期与开关时间相比较短，一般为开关 周期的1 1 0 一i 5 。 4 零转换z v tp w m 变换器，可分为零电压转换p w m 变换器和零电 流开关p w m 变换器。它的特点是变换器工作在p w m 方式下，辅助电路 只是在主开关管工作段时间，实现开关管的软开关，在其它时间则停 止工作，这样辅助谐振电路损耗很小。 高频软开关电源的电路形式较多，其中，有源箝位z v s p w m 变换器电 路比较适合中、小功率的开关电源，电路拓扑相对简单，恒频控制，效率可 达8 5 ，如果应用同步整流技术效率可达9 0 ，功率开关管承受的电应力 也比较小，是一种很有发展前景的软开关技术。 1 。3 软开关的时序要求与数字控制 对于常规的p w m 软开关，通常是利用辅助管形成谐振回路，实现主 开关管的软开关条件，因而在实际控制中，需要两组控制信号，一组为 主开关的p w m 信号，另一组为辅助管的控制信号，同时辅助管与主开关 管在开通与关断上，有着严格的延时关系。对于软开关d c d c 的控制 华南理工大学工学硕士学位论文 可以采用常规的模拟i c 外接延时与数字电路形成两组或多组，相互间有 延时与制约关系的p w m 信号，如图1 2 所示， 图1 2 常规的软开关d c d c 控制结构图 f i g1 2 c o n v e n t i o n a ls o f t - s w i t c hd c d cc o n t r o ls t r u c t u r e 但这种设计方式往往电路结构较复杂，而且延时不够精确。在这里 提出用数字i c 实现软开关d c d c 控制，采用数字电路设计d c d c 控制 器，可以在同一时序中产生两组或两组以上的输出信号。如图1 3 所示， 图1 3采用a s i c 数字控制软开关d c d c f i g1 3 a p p l ya s i cd i g i t a lc o n t r o ls o f t s w i t c hd c d c 常用的数字控制方案有，单片机，d s p ，a s i c ，或f p g a 。应用f p g a 实现数字控制的优点在于，( 1 ) 工作频率比较高，如x i l i n xf p g a s p a r t a n 2 e 系列可达到3 0 0 m 以上的时钟频率，这是常规d s p 所不具有 的，雨高速的d s p 成本较高，利用工作频率为3 0 0 m 的f p g a 则可产生 1 m h z 的数字p w m 信号。( 2 ) 可以产生精确延时，利用时钟晶振产生 的高频脉冲，经分频后可产生稳定的数字p w m 脉冲，当晶振主频为5 0 m 时，利用一个计数值为2 5 0 的计数器分频，则可产生频率为2 0 0 k h z 的固 定频率p w m ，这时其周期为5 u s ，而每个时钟脉冲所需时间为， 5 1 2 5 0 = 0 0 2 u s ，也就是说其延时精度可以达到2 0 n s ，例如，若需0 3 u s 的 延时，则在程序中，只需定义一个计数值为1 5 的计数器延时，即可实现。 ( 3 ) 应用数字控制后，控制与调节可实现智能化，可以将先进的控制算 法用于d c d c 控制中。( 4 ) 有利于形成自主知识产权i p ，经过板图优 化制成a s i c 降低成本。 1 4d c o c 控制方法 4 第一章绪论 _ l _ _ l - _ i - _ _ _ _ 目i _ _ - _ i l - i - - - i i i _ _ i - - _ l _ i _ _ - l _ l _ - l _ _ - _ _ _ i _ l i - _ _ _ _ _ _ _ _ - _ l i l l 对于p w m 型d c d c 是一个强非线性离散系统，系统主要特点如下： ( 1 ) 开关器件在个周期中既工作在饱和区又工作在截止区，系统在d r , 时间段和d r 时间段都是线性的，即系统是按时间分段线性，时变的。( 2 ) 由于外部瞬态或持续扰动，会引起变换器工作状态参数的非线性变化a ( 3 ) 脉宽调制器具有饱和非线性，系统在工作时占空比有上限和下限。 ( 4 )系统是离散系统，其控制部分为脉宽调制器。 设计一个控制系统。首先要明确它的控制目标，p w m 型d c d c 变 换器的控制目标如下：( 1 ) 稳态下保证直流输出电压，稳态输出误差为 零。( 2 )具有低输出阻抗和低音频衰减率，瞬态响应良好。( 3 )控制 系统对电路参数的不确定性和具有较强的鲁棒性。状态空间平均法，较 好地解决了p w m 型d c d c 变换器的稳态和动态低频小信号的分析问题， 这种方法在基本假设扰动信号比开关频率低的多的前提下，列出开关变 换器的分段线性方程，然后经过平均和摄动处理，在小信号线性化的假 设条件下，用线性状态方程来描述电路，这可以应用经典控制理论中的 根轨迹图和b o d e 图，拉氏变换或z 变换等分析线性系统的基本方法，在 频域内分析及设计系统。状态空间平均模型和动态低频小信号模型是精 确性和实用性的良好折衷，8 0 年代中期，p w m 型d c d c 开关变换器的 闭环控制取得了两个重要进步，即电压前馈控制和电流程控控制。 由于小信号线性化模型简单实用，在工程上获得了广泛的应用，由 于系统的强非线性，这种简单模型的适用范围受到了很大限制，( 事实上 在大信号条件下系统可能是不稳定的) 。因此通过传统的控制方法很难进 一步提高系统的性能，以下简要介绍d c d c 变换器控制方法的研究现状。 1 4 1 电压模式控制 传统的p w m 开关变换器采用电压模式控制方法，只对输出电压采样 并作为反馈信号实现闭环控制，以稳定输出电压。其典型电路如图1 4 所示，控制电路由误差放大器和p w m 调节器组成，p w m 调节器根据输 出电压与参考电压的误差产生固定频率的脉宽控制信号来驱动变换器中 的开关s 。电压反馈控制方法的设计和分析较易进行，镊齿波振幅较大， 对于抗噪声性能可提供较大的裕度。但对输入扰动不能立即反应，动态 响应速度较慢，存在相位滞后。另外由于环路增益随输入电压而改变， 使得补偿变得比较复杂。 5 华南理工大学工学硕士学位论文 k 。 图1 4 电压模式控制原理图 f i g 1 4 v o l t a g em o d e c o n t r o lp r i n c i p l e 1 4 2 自适应控制 5 】 传统的非自适应反馈控制的设计依赖于电路的标定参数。但如前所 述，系统参数往往是不精确的变化的。如果控制器参数和实际参数不匹 配，可能会导致系统性能的恶化。尽管p w m 的开关频率很高，但实际上 它对变换器的控制仍不连续，使用连续的占空比合成器代替实际的离散 的p w m 控制器，系统的实际行为必然会受到有限开关频率的限制，不会 与预测的连续平均行为相同，自适应控制可以有效的克服上述两类建模 的误差。 根据“不确定性等价原理”，控制器先按理想情况( 连续时不变系统) 设计，控制器参数在线可调，这种调节通过某种特定的参数更新规律来 完成这种自适应控制要求，能同时保障稳定性和精确性要求。d c d c 变 换器的自适应控制方案如图1 5 所示： 图1 5d c d c 变换器自适应控制框图 f i gl 一5d c - d c c o n v e r s i o ns e l f a d a p t i v ec o n t r o ls c h e m e 应用状态空间平均模型设计出占空比合成器，及参数更新律表达式。 该参数更新律可以实更新所有模型参数，在线调节占空比合成器参数。 该系统对电路参数、输人电压和负载扰动具有强抗干扰能力。但是d c d c 第章绪论 变换器的高开关频率，实时性是这一控制方案实现的难点。 1 4 3 鲁棒控制【5 鲁棒控制是处理外加扰动和不确定性模型的有力工具。d c d c 变换 器的线性化小信号模型是基于某一特定的工作状态，其模型参数和结构 依赖于变换器的电路参数、输入电压、负载以及变换器的工作方式。模 型结构的改变主要是因为，变换器的连续和非连续两种工作方式的存在， 如电流程控式b u c k 变换器在c c m 和d c m 两种工作方式下，其占空比到 输出电压的传递函数分别为二阶和三阶。 在较简单的情况下，可以直接将输人电压和负载扰动看作是对小信 号模型的扰动信号，从灵敏度最小化的角度出发，将控制器的设计转变 为标准的日。控制问题，方案如图1 6 所示 图1 6d c d c 鲁棒控制 f i g1 - 6d c - d c r o b u s tc o n t r o l 图中“。、“。、f 。和d 分别是输人电压、输出电压、输出电流和占空 比与它们标定值的偏差，r 是线性化小信号模型得到的线性传递函数矩 阵。 如果仍然采用传统的线性化小信号模型，工作状态对模型参数和结构 的影响可以分别看作是模型结构的不确定性和非结构性不确定性。在这 一基础上，使用l q g l t r 方法，和k h a r i t o n o v 定理设计了鲁棒控制器。 在最近的发展中，结构性奇异值定理也被应用于开关变换器的控制，来 处理结构性不确定问题。 上述设计法简单直接，与传统的前馈控制相比，可以同时考虑对输入 电压和负载扰动的补偿作用，而且控制效果要好得多。 1 4 4 模糊控制 控制系统的传统设计方法依赖于系统的数学模型和参数的显式描述。 通常对象模型是未知的或难定义的，即使模型是已知的，而参数是不确 华南理工大学工学硕士学位论文 定或变化的。自适应理论的应用，如自较正调节( s t r ) 、模型参考自适 应，( m r a c ) 、滑模控制( s m c ) ，都设法解决这一问题，由此得到的控 制器往往复杂且难以实现。人工智能( a i ) ，包括专家系统、模糊逻辑和 神经网络，为解决这类问题提供了新的强有力的工具。近年来模糊逻辑 在d c d c 变换器控制方面有了较多的实际应用。 模糊控制用语言描述和规则的形式来直接表达操作人员、设计者和 研究人员的直觉和经验，在不需要建模的情况下直接控制系统，模糊控 制从本质上看基本上是自适应的，在处理这类问题时可以增强系统的鲁 棒性，p w m 型d c d c 变换器的模糊控制方案如图1 7 所示。 图1 7d c d c 变换器模糊控制框图 f i g1 - 7d c - d c c o n v e r t e rf u z z yc o n t r o ls t r u c t u r e 模糊控制规则是根据控制目标逐步试探得出的。对于一个p w m 型 d c d c 变换器的模糊控制规则可以根据以下几条经验判据制定：当变换 器的输出偏离设定点很远时，占空比的变化必需较大，以使输出快速达 到设定点；当变换器的输出接近设定点时必需使用较小的占空比；当已 经达到设定点，并且输出已经稳定时，占空比保持不变；当输出高于设 定点时，占空比的变化方向取负，反之亦然。 尽管模糊控制的优点很突出，但仍有一些不足，其主要缺点是缺乏 分析和设计控制系统的系统方法。调节模糊规则库和隶属度函数，所用 的试探法和迭代法非常耗时。其另一个缺点是不能保证规则库的完整性， 以及在选择隶属度函数的形状、重叠度和量化水平时，缺少明确的判据， 近年来出现的模糊神经网络( f n n ) 技术结合了神经网络和模糊控制的 优点，它利用神经网络的学习功能，优化了规则的推导过程，弥补了模 糊控制的一些不足。 8 一 一p 争 第章绪论 1 4 5 神经网络控制 神经网络在解决系统控制问题中具有广阔的应用前景。这种特性来 自于其理论上能以任意精度实现非线性映射，神经网络还可以实现其它 方法更优越的系统建模。由于多层前馈神经网络具有较强的函数逼近能 力，及其直观有效的误差反传算法，使之非常适用于系统辨识和非线性 控制领域，这就为神经网络应用于开关变换器提供了理论依据。近年来， 采用神经网络实现开关变换器控制的研究逐渐展开，并因其优越的控制 结果得到越来越多的重视。 3 1 】实现了三相脉宽调景逆变器的神经网络控 制，通过采用逆变器的滞后电流作为控制规则，产生一系列样本数据， 并以此对多层前馈神经网络进行训练，以获得满意的输入输出映射。经 过不断改变神经网络的层数和每层结点数，最后得到一个3 5 3 结构的多 层前馈神经网络，以较少的神经元数保证了调节控制的鲁棒性。 b o o s t 变换器的神经网络辨识器可控制器【3 2 。通过辨识器使得当变 换器负载电阻不确定时，也可模拟输出变换器的动态响应。而控制器的 设计是以变换器的伪线性方法为基础【3 3 】，通过伪线性法设计出变换器 的非线性函数，然后用一个5 - 6 4 1 结构的多层前馈神经网络来逼近此非 线性函数，以达到用神经网络实现变换器的伪线性控制目的。 1 5 本文主要工作 本文研究了有源箝位反激式d c d c 的工作过程及软开关的工作条 件，应用数字控制技术，使用固定脉宽对辅助管的控制，使其达到主开 关的p w m 软开关控制，文章介绍了f p g a 的结构和设计流程，提出了利 用f p g a 进行d c d c 数字控制的基本架构，根据常规的电压反馈控制思 想，形成数字电压反馈控制。并对有源箝位反激式d c d c 进行等效简化， 获得传递函数，将其与控制电路相结合，在m a t l a b 环境下，设计补偿 网络。然后又介绍了模糊控制技术，并对其在d c d c 变换器中应用进行 了叙述，完成其在f p g a 中的设计结构，实验电路为有源箝位反激式 d c d c 与f p g a 实现的数字电压反馈控制及模糊控制，其在轻载下可以 达到z v s ，并可获得稳定的输出电压。 9 华南理工大学工学硕士学位论文 第二章有源箝位反激式d c - d c 工作原理 与谐振分析 由反激式衍生的电路，其应用于低负载时与其它电路相比较，具有 相对简单性因而很受欢迎，将有源箝位电路合并入反激式拓朴中，用于 循环变压器的漏感能量，可以减小开关管的的电压应力。附加的有源箝 位电路可以同时提供，主开关和辅助开关的零电压开关( z v s ) ，z v s 同 时限制了输出整流电路的d y d t 的关断值，减少了整流管的损失和开关管 反转恢复所引起的开关噪音。 2 1 有源箝位反激式d c d c 特征 反激式的变压器提供了两种目的，即能量存储和转换器隔离，理论上 减少了磁化元件的大小( 与正激式交换器比较) ，应用反激式变换器的 个缺点在于其开关元件引起的过高的电压和电流应力，较高的电流峰值 和r m s 电流应力是反激式变换器运行在非连续模式下的特殊问题，并且 影响了输出功率的增加，另外还有较高的关断电压( 由变压器的漏电感 和开关管的寄生电容引起的寄生震荡) 。而传统上是使用一个r c d 箝位 电路用以限制开关电压的偏移，但在这一方案中，存储在漏电感中的能 量被箝位电路中的电阻消耗掉，导致了一个设计中的困难，即需权衡箝 位行为和箝位电路的功率耗散问题。 在反激式电路中，利用有源籀位电路运行双向磁化电流，达到软开关 特性，磁化电流的双向流动即为，在反激式变压器中电流在每个开关周 期中可以反向，通过结合箝位电路来实现，反向的磁化电流能被用于释 放主开关中寄生电容的能量，并且达到软开关z v s 特性。为达到更高的 输出功率运行，减小变压器的纹波电流，即意味着减少变压器的电流应 力，可以将c c m 类似于d c m 运行在常规的反激式变换器中。d c m 运行 将会导致更大的驱动电流峰值和r m s 电流( 比起c c m 模式) ，然而，通 过利用存储在谐振电感中的能量，在单向磁化电流的情况下，z v s 依旧 可以实现，谐振电感的存在同时有助于软化输出整流管的关断损耗，降 低了输出噪音，这将是个特殊的优势，在较高的输出电压应用中，可 以使用较慢的整流管。 1 0 第二章有源箝位反激式d c - d c 工作原理与谐振分析 2 2 反激式源箝位软开关转换器工作过程分析 11 将有源筘位电路合并入基本的确反激式拓扑中如图2 1 所示， + 豫t 图2 1 有源筘位反激式d c d c f i g2 1 a c t i v ec l a m pf l y b a c kd c d c 在图中反激式拓扑由一个等量的电路模型( 由励磁和漏电感组成) 代替，开关管s 。和s ：带有体二极管，c ，代表两个开关管的并联寄生电容， 正是这一电容和电感，相谐振使开关墨具有软开关特性。由于箝位电路的 作用，开关管的关断电压峰值被箝位，变压器的漏感能量被循环利用， 对主开关墨和辅助开关是的z v s 得以实现，而这些优势是通过耗费个 附加的功率级元件和增加控制电路的复杂性来实现。 华南理工大学工学硕士学位论文 图2 2 有源箝位反激式d c d c 工作状态 f i g2 - 2a c t i v e - c l a m pf l y b a c kt o p o l o g i c a ls t a t e s 萨眵萨 在在在在 萨伊黟隆 h l b 一 一一 l 、 n l h 一 一 。， 皿 b j 一一一一 l 一 4 镕l 、 裂 ，、 ， 1 一i 图2 - 3 有源箝位反激式d c d c 工作波形图 f i g 2 - 3a c t i v e c l a m pf l y b a c ks t e a d y - s t a t ew a v e f o r m s 图2 2 列举了拓扑的工作状态，图2 3 展示了有源筘位反激式d c d c 的 工作波形，对这一电路运行过程作如下假定： 理想的开关元件，磁化电流总是非零并且正向，l r ( 包括变压器的 漏电感) 远小于变压器的励磁电感乙( 典型值为5 1 0 ) 有足够的能 量存储在乞，中，用以完成c ，的能量释放和打开s 。的体二极管。 由t 和e 枷形成的谐振周期的一半应远大于墨的最大关断时间 i r o n 兰( 1 一d ) t ) ，拓扑的状态如下描述： t o 一五： 在r o 时刻，开关s l 导通，辅助开关s ：关闭。输出整流管d i ， 以及s ：的反并连二极管反向截止，励磁电感( 以及谐振电感) 线性储能， 正如在常规的反激式变换器中电感储能一样。这个时间段的持续时间取 决于电路的占空比要求。由电路的等效拓扑有 ，i ( + k ) 半= v m( 2 1 ) 华南理工大学工学硕士学位论文 初始条件： ( 0 ) = 0 ( o ) = ，= ，“ 解方程式 ( 2 1 )并代人初始条件可得 。刮m 2 惫h k 2 在时刻t l ，主功率开关管s 关断，这个时间段结束。 正一l ：s l 在一时刻关断，由于s n u b b e r 电容c ，的作用，s ，为软关断，c ， 被励磁电流充电( 其大小等于通过谐振电感的电流) ，c ，实际是按照谐振 的方式充电，但充电时间很短，导致了一个近似线性的充电方式。 在这一时间段有i 。= i 。 k ，= 粤f ( 2 3 ) l 7 当上升到+ k 时，( = 砜为筘位电容c l 上的电压) ，这一时 间段结束。这个时间段持续时间为： 疋= t 2 - - t 1 。v i 一，+ v 。c ， ( 2 4 ) h 疋一五：在疋时刻，e 被充电达到了s ：并联体二极管的导通电压 ( 1 = + k ) 。并开始导通，之后电感l ，、l m 将与箝位电容c 。蛳谐振， 既然一远大于c ，几乎所有的励磁电流转向通过体二极管给箝位电容充 电。在这一时间段有： e 警吒 ( 2 1 5 ) ( 。也) 警一v 。 初始条件： 芝翟三乏 解方程组2 5并代人初始条件可得： f v 。= c o s ( - 0 2 t + ，删z 2s i n w 2 t = ，乙hs i n ( 0 9 2 t + 2 ) 1 i o 。i 厶v c _ s i n 吐t + t 。，c o s t = i u z c o s ( 吡f + 厦) 式中，= 万再瓦虿，k ：= z ：= 、降，a n 。去 变压器的原边电压这时为： 1 4 ( 2 6 ) 隔2 ，吐= 而1 丽， 量三耋耋霎塑堡星丝耋墼：竺三生盛垩皇堡堡坌堑 一k 丧 ( 2 7 ) 与上一时间段分析相同，考虑到k 和e 均有较大的数值，故在工程 分析中，v c c 和i 。在这很短的时间内，均可近似看作线性变化。v 。在恒 定电流，。作用下线性上升，f 。在恒定电压k 作用下，线性下降。即有： v 。= 鲁h ( 2 8 ) f h = i = 一了等了一t 十， ( 2 9 ) l m - r l r 随着k 上升，变压器原边电压v 。上升，副边电压v ，上升。当v ，在f ，时 刻上升到等于输出电压时，副边整流二极管d ，导通，原边电压箝位在 v 。= ，这一时间段结束。 五一瓦：在己时刻，y 。已经下降到变压器的次级电压足以正向编制 二极管d 。，变压器的初极电压被输出电容箝位在大约n v o ，0 和c 。开始 谐振，为了使s ：达到z v s ，应在，。枷反向之前打开驱动。这个时间段有： i c 。d 出v c c = 。 k i d i = n v o v 。 慨? 半4 批 k 警一n v o 初始条件： o ( = ，。， 解方程式( 2 1 0 ) 、( 2 1 1 ) 并代入初始条件可得 i v c 。= n v 0 + ，3 2 3s i n c 0 3 t l i ，= ，l 3c o s a ，3 t 舯一2 寿，z ，。佶 f 。：一孕。， 变压器原边电流：f ，：f 。一o ：f 。，( 1 - c o s t o ，t ) 一冬竖f ( 2 1 0 ) ( 2 1 1 ) ( 2 1 2 ) ( 2 1 3 ) ( 2 1 4 ) 华南理工大学工学硕士学位论文 整流二极管d 。中的电流： f n r = a r t 。 ( 2 1 5 ) 在这一时间段，电路的运行状态与常规的p w m 反激式变换器相同， 运行时间的长短取决于电路的占空比要求。 由式2 12 可知，当皑t x 2 时，i ：，变为负值。在此之前，辅助开 关管s ，应在零电压下完成导通过程。在0 ) 3 t r r 2 后，i ：，将同过s ：流通，继 续与c 谐振。 又由前述规定可知，在整个开关过程中，有励磁电流f ：。 0 ，且 l r ，上式简化为 d i o r 兰一v n + n v o( 2 2 0 ) 班l _ 瓦一瓦：墨开通，当谐振电感电流上升时，次级电流开始下降。在l 时刻，次级电流开始降至零，( 由于谐振电感电流等于磁化电流) ，d ，反 转偏置，使得变压器初极极性反转。励磁和谐振电感开始再次线性充电， 开始了另一个开关周期( = r o ) 。 2 3 零电压开关条件 对于辅助开关管文来说，它的关断是在s n u b b e r 电容作用下的软关断过 程，在它开通之前，它的反并连体二极管已经先导通，只要在t ，一t 。时间 段，谐振电流从正向过零之前完成导通，就可实现零电压开通过程。对 于主功率开关管s 1 来说，它的关断也是在s n u b b e r 电容作用下软关断过 程，但是它的零电压开通则需一定条件。由式2 1 7 可知，为了保证v 。在 t 。一t ，时间段能够谐振到零，应有： 1 7 誊 华南理工大学工学硕士学位论文 i l 4 2 4 + v o 而由前面讨论可知，。，。，因此应有： 1 m z 4 2 v | n + n v o ( 2 2 1 ) ”c k + 眠，悟 当输入电压、输出功率p o 、占空比d 、变压器匝比n 、开关管结电容c ， 都固定后，为了保证主功率开关管s 。的零电压导通，谐振电感t 应满足： l ri z v s 半掣f 2 2 2 ) 除满足上述条件外，s 。的触发导通信号必需在t 5 一t 。的时间段给出。在气时 刻之后，若s 。未导通，则e 再次被充电，从而使s 。失去零电压导通条件。 从式2 1 7 可看出，从辅助管s ：关断到主功率开关管s 。导通之间的最佳时 间延迟为： = 詈厨 2 4 参数设计考虑