（电力电子与电力传动专业论文）基于svpwm的三相apfc控制策略的研究.pdf

a b s t r a c t a b s t r a c t a c d cr e c t i f i e ri st h eg e n e r a lr e c t i f i e ro ft h ep o w e re l e c t r o n i cd e v i c e t h e c a p a c i t o ra n di n d u c t a n c e a r eo r e nu s e di nt h i sr e c t i f i e r , s ot h ep u l s a t i n gc u r r e n t i n c r e a s e st h er e a c t i v ep o w e ra n di n p u tc u r r e n th a r m o n i c sa n dt h ep o w e rs u p p l yi s p u l s a t e d t oc h a n g e t h i ss t a t e , t h ea c d cr e c t i f i e rw i t hp o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ( p f c ) f u n c t i o nh a sb e e ni n c r e a s e dr e c e n t l y a c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n s ( a p f c ) a s e f f e c t i v et e c h n i q u e sf o rd r a w i n gs i n u s o i d a ll i n ec u r r e n tf r o mm a i n s - r e c t i f i c a t i o n s c h e m e sb r eb e i n gd e v e l o p e dt h i sp a p e rg i v e sac o m p r e h e n s i v ep r e s e n t a t i o no ft h e r e c e n td e v e l o p m e n t so ft h i st e c h n i q u e ，i n c l u d i n gv a r i o u st o p o l o g i c a ls t r u c t u r e sa n d c o n t r o ls c h e m e si na c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t o r s i tp u t se m p h a s e so nt h r e e p h a s e p w ma n ds v p w mc o n t r o ls t r a t e g y b e s i d e s ，t h er e l i a b l ec h a r a c t e r i s t i co ft h e t h r e e - p h a s ev o l t a g es o u r c er e c t i f i e r s r ) i sa n a ls i z e d f i n a l l y , t h ed e s i g np r i n c i p l e s o f p o w e r c i r c u i ta r e p r e s e n t e d ，t h ef o l l o w i n g s a r et h em a i nw o r k s ： t h e t e c h n i q u eo f p w m a n ds v p w mi sn a r r a t e da n dt h ec h a r a c t e r i s t i co f t h e mi s a n a ls i z e di nt h i sp a p e r o nt h i sb a s e , t h ec o n s i s t e n c yo ft h e s et w ot e c h n i q u e si s n a r r a t e d t h e p r i n c i p l eo f t h r e e - p h a s ev s r a p f cb a s e do np w mi ss t u d i e d a p r e d i g e s t e d w a y b a s e do ns v p w mi sp r e s e n t e d m u c ho p e r a t i o ni sr e d u c e db yt h i sw a y a n di ti s e a s y t or e a l i z e db y c o m p u t e r t ot e s tt h i si d e a , t h es i m u l a t i o nb ys i m u l i n ko fm a t l a bi sp r e s e n t e dw i t h t h ew a v ec u r v e t h i si d e ao f s i m u l a t i o ni se a s yt or e a l i z e d t h em a t h e m a t i c s m o d e lo ft h r e c - p h a s ev s ri se s t a b l i s h e di nt h i sp a p e r t h e t h e o r e t i ca n a l y s i so fr e l i a b l ec h a r a c t e r i s t i cb a s e do nt h i sm o d e li sg i v e nw h e ni t i s c o n t r o l l e db yp w m ，b e c a u s et h ed e s i g no f p o w e rc i r c u i ti si m p o r t a n t ，as e r i e si d e ao f p o w e r c i r c u i ti sg i v e ni nt h i sp a p e r , t o o ， t h i s p a p e r d o e ss o m e t h i n gt ot h eg r e e nc o n t r o lt r e n do f e l e c t r i c a lw i r e k e yw o r d s ：p o w e r f a c t o rc o r r e c t i o n0 f c ) s p a c e v e c t o r p u l s e w i d t hm o d u l a t e ( s v p w m ) v o l t a g es o u r c er e c t i f i e r ( v s r ) m a t h e m a t i c s r o o d e l r e l i a b l ec h a r a c t e r i s t i c 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的 研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得鑫盗盘鲎或其他教育机构的学位或证 书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：签字目期：年 月日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解叁注盘堂有关保留、使用学位论文的规定。 特授权基注盘鲎可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校 向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：导师签名： 签字日期：年月日签字日期：年 月 e t 第一章绪论 第一章绪论 1 1 电力电子装置谐波产生的原因及其危害 1 1 1 谐波问题的发现及主要谐波源 电力电子技术的飞速发展，已经深入到电力、冶金、化工、通讯、铁路以及 家电等领域。但是，由于非线性负载，尤其是电力电子装鼍，在使用中能够产生 大量的谐波。这些设备的广泛应用，会导致这些谐波电流注入到电网中，引起电 网的闪变、频率的变化、三相不平衡等问题，严重影响了电能质量、输电效率、 设备的安全运行与正常使用。如何抑制电力电子装置产生谐波己成为电力电子技 术、电力系统、电气自动化、理论电工等领域中迫切需要解决的重要课题。 在大部分用电设备中，工作电源直接来自交流电网，但是几乎所有的电子线 路均必须采用赢流供电，因此a c - d c 变换器成为电子产品的必不可少的部分。 最简单的a c - d c 变换器由普通二极管整流桥实现，如图1 - 1 所示。由于二极管 导通角很小，因此电网仅在每个工频周期的一小部分时问里给负载提供能量。单 相带输出滤波电容整流器的仿真波形如图1 - 2 所示，其中图1 - 2 ( a ) 中曲线l 为 交流输入 三相交流输入 li 直目 kl jijlji 1 、。 - = 直i - ， jljl 图1 - 1 基本的二极管整流电路 出 出 输入电流波形，曲线2 为输入电压波形，曲线3 为输出电压波形，图1 - 2 ( b ) 为 输入电流的频谱分析。三相带输出滤波电容整流器的仿真波形如图1 - 3 所示。其 中图1 - 3 ( a ) 中曲线1 为某相输入电流波形，曲线2 为此相输入电压波形。曲线 第一章绪论 3 为输出电压波形，图1 - 2 ( b ) 为此相输入电流的频谱分析。 这样的输入电流波形存在丰富的高次谐波。电流波形的畸变及因此产生的网 侧电压波形的畸变给系统本身和周围的环境带来一系列的危害。 谐波对公用电网和其它系统的危害大致有以下几个方面【l 卜【6 】： ：谐波使公用电网中的元件产生了附加的谐波损耗，降低了发电输电及用电设 备的效率。大量的三次谐波流过中性线时会使线路过热甚至发生火灾。 ( a )( b ) 图1 2 单相带输出滤波电容整流器仿真波形 ( a )( b ) 图i - 3 三相带输出滤波电容整流器仿真波形 二：谐波影响各种电气设备的正常工作。谐波对电机的影响除引起附加损耗外， 还会产生机械振动、噪声和过电压，使变压器局部严重过热。谐波使电容器、 电缆等设备过热，绝缘老化，寿命缩短，以至损坏。 三：谐波会引起公用电网中局部的并联谐振和串联谐振，从而使谐波放大，这就 使上述两种危害大大的增加，甚至引起严重事故。 四：谐波会导致继电保护和自动装置的误动作，并会使电气测量仪表的计量不准 第一章绪论 确。 五：谐波会对邻近的通信系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通信质量，重者导 致信息丢失，使通信系统无法正常工作。 这就是通常所说的“谐波污染”。随着用电设备日益增多，谐波污染问题引 起了越来越广泛的关注。显然，使用有效的校正技术把谐波污染控制在较小的范 围已是当务之急。 1 1 2 谐波源的产生 早在2 0 世纪二三十年代，就有人对静止变压器引起的电力系统波形畸变进 行研究了，随后针对变压器的非线性励磁，旋转电机引起的谐波，电弧炉引起的 波形畸变，荧光照明引起的谐波研究的文章相继出现，近三十年来，随着大量电 力电子装置的应用，使得电力电子装置成为最大的谐波源，其中整流装置占的比 重最大，在目前的常用的整流装置中大部分都采用二极管整流和晶闸管相控整 流。相控整流由于触发角的原因产生大量的谐波和功率因数的滞后，这点很明显。 直流侧接有大电容滤波的二极管整流电路从电网中吸收的电流基波的位移因数 虽然近似接近l ，但产生大量的电流谐波，造成总功率因数很低。除了上述电力 电子装置外，直流斩波器、逆变器、间接的1 3 c d c 变换器应用也很多，这些装 置的直流源部分大多来自整流电路，所以谐波和无功功率问题也很大。此外小型 家电如电视机、办公室电器及办公设备，虽然它们的功率很小，但数量庞大的这 种设备产生的谐波和无功功率的综合影响就很严重了，由此可见，大量电力电子 装置的应用，尤其是整流装置日益成为主要的谐波源，此外众多的小型家电设备 产生的谐波对电网产生的影响也应引起足够的重视。 1 1 3 网侧输入功率因数的定义 网侧的输入功率因数定义为 p p f - 丝l -( 1 - 1 ) u 。i 一 其中只为平均输入功率，c l 。、k 分别为输入电流和电压的有效值。对于输 入电流不是标准的正弦波的情况而言，功率因数可表示为 8 1 ： 1 p f ；_ 了三i c o s 伊 ( i - 2 ) 、l + 刀丑y 其中妒为输入电压与输入电流基波分量之间的相角。z 只z ) 为输入电流总谐波含 量，定义为： 第一章绪论 z 召d = ( 1 3 ) 其中，l 表示输入电流的基波分量，厶( j j i = 2 、3 、4 ) 表示输入电流的各次 谐波分量。 由( 1 - 2 ) 式可以看出，当输入电流的基波分量与电压同相位时，功率因数仅 由输入电流的总谐波含量决定。因此此时抑制了系统的输入电流谐波，就能提 高系统的功率因数。若能使得输入电流的总谐波含量趋于o ，即输入电流波形为 与输入电压同频率的完美正弦波时，系统的功率因数也就趋于l 了。 1 1 4 限定谐波含量的标准 为了解决日益严重的谐波问题，满足高质量供电的要求，国际上许多国家和 学术机构提出了各种标准、要求，对投入到电网中的电流和电压谐波进行了限制 1 6 l 。目前，国际上有关电网供电质量管理的标准有：i e e e 5 1 9 、i e c 5 5 5 - 2 、 m i l s t d 4 6 1 等，对电子设备输入功率因数、总体谐波失真( t h d ) 及各谐波 成分作了明确的规定。典型的t h d 值限制不超过5 ，对各谐波成分限制不超 过3 。 为了保证我国的电能质量，自1 9 9 0 年以来，我国也相继发布了五项电能质 量国家标准：g b l 2 3 2 5 9 0 电能质量供电电压容许偏差、g b l 2 3 2 6 9 0 电能质 量电压容许波动和闪变、g b t 1 4 5 4 9 - 9 3 电能质量公用电网谐波、 g b t 1 5 5 4 3 1 9 9 5 电能质量三相电压容许不平衡度、g b f r l 5 9 4 5 1 9 9 5 电能质 量。 1 2 抑制谐波的各种方法 解决电力电子装置的谐波污染问题的基本思路有两条p j 嘲：( 1 ) 装设补偿装 置( 无源滤波和有源滤波) ，以补偿电力电子装置产生的谐波t ( 2 ) 对电力电子 装置本身进行改进，使其不产生谐波，即功率因数校正。前者是一种被动的方法， 即任由谐波产生，然后再用一套装置来进行补偿；它可进行集中补偿，容量一般 较大。而后者就是一种比较主动积极的谐波抑制方法。由于传统的无源滤波器体 积和重量大、电感上压降大、功率因数提高有限，有源功率因数校正技术从8 0 年代中后期开始成为电力电子领域研究的热点，各国学者从电路拓扑、控制策略、 建模分析等角度迸行了深入的研究。 1 2 1 谐波补偿 第一章绪论 传统的方法是对谐波的抑制和无功功率的补偿。主要有无功补偿电容器、l c 滤波器、晶闸管控制电抗器、晶闸管投切电容器，采用全控型器件的静止无功发 生器有电源电力滤波器。总体上讲在这些传统方法中，设箕并联电容器补偿无功 功率，设置l c 滤波器抑制谐波具有结构简单，经济方便等优点，但其自身存在 着易发生谐振，对谐波电流有放大作用等难以克服的缺点。静止无功补偿装置的 阻抗是固定的，不能跟踪负荷无功需求的变化，也就是不能实现对无功功率的动 态补偿。有源电力滤波器是一种用于动态的谐波抑制、补偿无功的新型电力电子 装景，它能对大小和频率都变化的谐波以及变化的无功进行补偿，它克服了一些 l c 滤波器等方法的不足。但从本质上讲，这种方法包括前面所讲的几种方法都 是等谐波产生后去进行补偿，从控制角度上讲是一种消极的补偿性方法。 1 2 2 功率因数校正 回顾p f c 技术的发展历程可以看出，人们最早是采用电感器和电容器构成的 无源网络进行功率因数校正。最简单的无源功率因数校正电路是在二极管整流桥 前添加一个电感器，进一步改善输入电流波形的无源功率因数校正电路如图l _ 4 所示。作为无源功率因数校正电路的一个特例，一种利用电容器和二极管网络构 成“串并电容组合结构”( 又称“部分滤波器”) 进行功率因数校正的添谷( v a l l e y f i l l ) 方式也应用于电子镇流器以及中小功率电源中。 图卜4 一种典型的无源功率因数校正( p f c ) 结构 采用无源功率因数校正技术，所需的滤波电容器和滤波电感器的取值较大， 因此电路往往较笨重；通过恰当地设计，采用添谷方式虽然能以较轻便的结构获 得较高的输入功率因数，但是对于输入电流波形中的谐波电流的抑制效果却不是 很好。 早期的有源功率因数校正电路是晶闸管电路。进入7 0 年代以后，随着功率 半导体器件的发展，开关变换技术突飞猛进，到8 0 年代，现代有源p f c 技术应 运而生。由于变换器工作在高频开关状态，这种有源功率因数校正技术具有体积 小、重量轻、效率高、功率因数可接近1 等优点。8 0 年代的有源功率因数校正 第一章绪论 技术可以说是基于b o o s t 变换器的功率因数校正的年代，在此期间的研究工作主 要集中在对工作在连续导电模式( c 例) 下的b o o s t 变换器的研究上，这类变换 器的各种控制方式一般是基于所谓“乘法器”( m u l t i p l i e r ) 的原理；连续导电 模式下的功率因数校正技术可以获得很大的功率转换容量，但是对于大量应用的 2 0 0 w 以下的中、小功率容量的情形，却不是非常合适的，因为这种方式往往需 要较复杂的控制方式和电路。8 0 年代末提出了利用工作在不连续导电模式( d c m ) 下的变换器进行功率因数校正的技术，由于其输入电流自动跟随输入电压，因而 可实现接近l 的输入功率因数。这种a p f c 技术被称为自动功率因数校正，也称 为电压跟随器( v o l t a g ef o l l o w e r ) 。这种有源功率因数校正技术因其控制简单 ( 仅采用一个控制量，即输出电压) 而倍受青睐，但是一般不能应用于较大的功 率变换中。8 0 年代是现代有源功率因数校正技术发展的初级阶段，这一时期提 出的些基本技术是有源功率因数校正技术的基础。 9 0 年代以来，有源功率因数校正技术取得了长足的进展。1 9 9 2 年以前的p e s c r e c o r d s ( i e e e 电力电子专家会议文集) 上有关功率因数校正技术的报道很少。 自1 9 9 2 年起，p e s c 设立了单相功率因数校正专题，这被看作是单相有源功率因 数校正技术发展的里程碑。这次会议上，有关电压跟随器型功率因数校正技术的 报道占了几乎一半，有关软开关功率因数校正技术也是这个专题的一项主要内 容。到1 9 9 4 1 9 9 5 年，p e s c 上有关功率因数校正技术报道的个主要内容是软 开关技术和通常的功率因数校正技术结合以提高功率因数校正电路的性能。近年 来，有关连续导电模式下的功率因数校正的控制新方法的研究也有不少报道，主 要有单周期( o n ec y c l e ) 控制、滑模( s l i d i n gn o d e ) 控制以及其它新控制方法。 同时，也提出了一些新颖的功率因数校正原理及拓扑结构。 这种方法的控制策略主要有滞环电流控制，平均电流控制、预测电流控制、 电压跟踪法控制等方法，主要机理是根据某种控制策略控制开关器件的通断，使 电源侧的电流相位跟随电压成正弦。这种方法非常适用于小型家电设备中，必将 对电力系统的谐波治理产生巨大的作用，它的发展方向是针对三相电路的特点引 入解耦、空间矢量控制、模糊控制等方法，依托高速数字处理器研制高性能三相 高功率因数控制器i ”。 近年来，功率因数校正技术研究的热点问题集中在以下几个方面： ( 1 ) 新拓扑结构的提出。基于已有的原理，或新原理下的新拓扑结构，比如磁放 大p f c 技术等。 但) 把d c - d c 变换器中的新技术( 如软开关技术和开关电容功率网络等) 应用于 a p f c 电路中。 ( 3 ) 新控制方法( 基于已有拓扑结构的新控制方法) 以及基于新拓扑的特殊控制 第一章绪论 方法的研究。一般来说，目前控制技术的研究日趋复杂，广泛使用的中小功 率用电设备难以承受随之带来的成本增加。因此，对中小功率电器设备来说， 控制简单的低成本功率因数校正电源是比较受欢迎的。而大功率电器设备则 需要采用优良的控制技术构成高性能功率因数校正电源。 ( 4 ) 单级p f c 稳压开关变换器的稳定性研究。采用单级结构后，由于a p f c 和 d c - d c 变换部分存在不可避免的相互联系，因此有必要研究这类变换器的稳 定性，以便设计出达到期望性能指标的开关电源。 1 3 本文的主要工作 本文在有源功率因数校正技术的研究方面做了如下工作： 1 本文首先阐述了本文的研究背景，涉及了无功功率和谐波的产生和危害， 以及针对谐波抑制和无功功率补偿的各种方法的优缺点，最后得出有源功率因数 校正的概念及其发展。 2 较为全面的介绍了三相a p f c 技术研究的现状，包括各种拓扑结构和控 制方法。针对三相a p f c 技术的重要性和不成熟，对三相p f c 技术的发展和研 究特点进行了重点阐述。 3 本文对三相电压型a c d c 交流器的p w m 和s v p w m 控制策略做了重点研究， 并分析了p w m 和s v p w m 调制方法的一致性。 4 本文提出了一种s v p w m 调制的新的计算方法，该方法不需要解决常规 方法中需要解决的正弦函数、反正切函数查表的问题，简化了运算，并给出了 s v p w m 的仿真模型。 5 本文建立起三相p w mv s r 的数学模型，对其稳态特性进行理论分析， 并在此基础上提出一套功率电路的设计方法。 第二章有源功率因数校正技术的原理及发展 第二章有源功率因数校正技术的原理及发展 2 1 单相有源功率因数校正技术的原理及发展 2 1 1 有源功率校正技术的原理 交流输入 ljl 开 关 变 = 直 、 换 jljl 器 叫控制电路卜 图2 一l 单相有源功率因数校正原理图 输出 有源功率因数校正是在二极管整流桥和直流输出之间加一级可控的开关变 换器，通过对开关变换器的适当控制，使得输入电流与输入电压同形( 正弦) 、 同相位，达到输入功率因数等于l 的目的。其原理结构图如图2 - i 所示。 2 1 2 单相有源功率校正电路的拓扑比较 图2 1 中的开关交换器可以有多种实现的拓扑，原理上，所有的d c d c 功 率变换电路的拓扑结构都能做为功率因数校正电路的开关变换器。本节讲述各种 基本拓扑结构的功率变换电路在功率因数校正电路中的应用及其各自的特点。 2 1 2 1 不带隔离脉冲变压器的 p f c 电路 在不带隔离脉冲变压器的d c - d c 变换电路的拓扑结构中，有3 种是最基本 的，分别为b o o s t 、b u c k 和b u c k - b o o 啦 1 4 】一【1 9 1 。它们用做a p f c 电路中开关变换器 的结构图如图2 - 2 所示。 图中，圪为输入交流电压，厶、厶、c 1 分别为储能电感和电容，三，、c r 为滤波电感和电容，为功率开关管，c 0 为直流侧滤波电容，r ，为等效负载。 b o o s t 型a p f c 电路结构如图2 - 2 ( a ) 所示，它具有很多难得的优点，使得 第二章有源功率因数校正技术的原理及发展 它成为应用和研究得最多的一种拓扑结构。它的优点为：( a ) 输入电流为电感电 流，这样容易实施电流控制；( b ) 升压电感是串在交流回路当中，这样当变换器 工作于c c m 时，输入电流相对平滑，因而具有低的e m i ，降低了输入滤波器的 要求；( c ) 开关管和输入、输出共地。同时，它也具有以下的缺点：变换器只能 工作于输出电压高于输入电压峰值的状态，这样增大了器件应力。而且这种结构 不能提供有效的输出短路保护。 b i l c k 型a p f c 电路结构如图2 2 ( b ) 所示，和b o o s t 型a p f c 电路相比较， 它有一个显著的优点：输出电压比较低，它只能工作于输出电压低于输入电压的 状态。同时，它不可避免的存在着一些问题，使得它的应用大大不如b o o s t 型 a p f c 电路：( a ) 当输入电压低于输出电压时，输入电流就会降为0 ，这使得输 入电流产生很明显的畸变。这会导致系统的低的功率因数，同时e m i 会增大， 对输入滤波器的设计要求也加大。( b ) 开关管的驱动比b o o s t 型复杂。 b u c k - b o o s t 型a p f c 电路结构如图2 2 ( c ) 所示，它也是a p f c 电路中比较 三lv d 一见k ( a ) b o o s t 型a p f c 电路 t v d ( b ) b u c k 型a p f c 电路 一凫 ( c ) b u c k b o o s t 型a p f c 电路 图2 - 2 常见的三种a p f c 电路的基本拓扑结构 好的一种结构，具有很多好的性能特点：( a ) 控制性能很好，系统的功率因数很 高，甚至优于b o o s t 型；( b ) 输出电压既可以高于输入电压，实现升压变换，也 可以低于输入电压，实现降压变换；( c ) 容易实现输入输出隔离。其缺点为：( a ) 输出电压的极性反向。也就是说输入和输出不能共地。( b ) 和b u c k 型a p f c 电 路一样，开关管需要悬浮驱动。这些缺点，尤其是头一条缺点，大大的限制了 飓 第二章有源功率因数校正技术的原理及发展 b u c k - b o o s t 型p f c 电路的应用。 另外还有一些不太常用的类型的变换电路，或由于其电路较复杂，或由于控 制性能较差，与上面三种t b 起来，应用得比较少。但近些年来也有些论文对它们 的工作模式和性能进行了研究。它们的拓扑结构如图2 - 3 所示。图中符号所代表 的意义与图2 2 中相同。 2 1 2 2 带隔离脉冲变压器的a p f c 电路 厶c l 上2 盎孵臼尼 ( a ) c u k 型a p f c 电路 厶c lv d 盘一风 ( b ) s o p i c 型a p f c 电路 rc l 三2 篷一见 ( c ) z e t a 型a p f c 电路 图2 - 3 基于c u k 、s e p i c 和z e t a 三种变换器的a p f c 电路的基本拓扑 上节中讲述的基本a p f c 电路适当的加入各种脉冲变压器，就可以形成相应 的各种带隔离脉冲变压器的a p f c 电路。和d c - d c 变换器一样，脉冲变压器的 形式常见的有四种：推挽式、半桥式、全桥式和单端式 2 0 】【2 ”。这里就介绍最基 本的一种拓扑结构：单端反激( f l y b a e k ) a p f c 电路，如图2 - 4 所示。 单端反激a p f c 电路实际上就是采用脉冲变压器实现输出和输入隔离的 b u c k - b o o s t 型a p f c 电路，基本结构如图2 4 所示。它具有b u c k - b o o s t 型a p f c 第二章有源功率因数校正技术的原理及发展 毋 嫒窘 l 1， 图2 - 4f l y b a c k 型a p f c 电路 r l 电路所有的优点和缺点，同时它还具有输入输出隔离的优点。这些优点使得单端 反激a p f c 电路适合于小功率的d c m 应用场合。 2 2 三相有源功率因数校正技术的原理及发展 2 2 1 三相a p f c 的各种拓扑比较 与单相功率因数校正整流装簧相比，三相a p f c 整流装置具有许多优点：a 输入功率高，功率额定值可达几千瓦以上。b 虽然每相输入功率包含两倍于工频 的交变分量，但在三相平衡装置中，三相输入功率脉动部分的总和为零，输入功 率是一恒定值。这样，输出电容上无工频纹波，可以使用容量较小的输出电容， 可以实现更快的输出电压动态响应调节。然而，三相a p f c 整流电路遇到的一个 很大难题是三相之间的耦合。在单相不控整流电路中，如果负载等效为个电阻， 则输入功率为l ，但在三相不控整流电路中，即使负载等效为一个电阻也不能获 得满意的功率因数。原因在于三相不控整流电路中三相电压通过a c d c 的不控整 流桥互相耦合，不可能同时兼顾三相输入电流，使任何一相输入电流都不能独立 控制为正弦波形。为使三耜输入电流都为正弦波形，必须对三相输入电压进行解 耦。近年来，用来提高三相整流电路功率因数的许多新拓扑被提出，从解耦观点 看，这些三相有源功率因数校正电路拓扑可分为不解耦三相a p f c 、部分解耦三 相a p f c 和全解耦三相a p f c 这三大类1 2 ”。 22 1 1 不解耦三相a p f c 电路 三相单开关a p f c 整流电路是最典型的不解耦三相a p f c 电路，其电路如图 2 5 所示。这种拓扑是一种低成本的三相a p f c 方案，由于其线路简单和相对好 的性能，所以十分流行，该拓扑也可以采用软开关技术以减小开关损耗。 三相单开关a p f c 整流电路存在着固有的问题： a 、为了得到较低的t h d ，输出电压必需达到一定的幅值，这就对后级的元器件 l l 第二章有源功率因数校正技术的原理及发展 _ l r _ 【 ：g - l j l 图2 5 三相单开关功率因数校正电路 尼 耐量要求较高，同时为后级变换带来困难； b 、为了既保证输入电感上的电流断续，又能得到最大的输出功率，电感的设计 比较困难。 上述三相单开关a p f c 整流电路固有问题的根本原因是三相电压之间的耦 合。因此为了达到最好的功率因数校正效果，必须对三相电压解耦。 2 2 1 2部分解耦三相a p f 0 电路 本文选取三相四线伪桥式a p f c 整流电路和三电平a p f c 整流电路作分析。 a 、三相四线伪桥式a p f c 整流电路 这种拓扑的典型电路如图2 - 6 所示。 图2 - 6 三相四线伪桥式a p f c 整流电路 由于中线的存在，该电路可以分为相互独立的上下两个半桥，达到部分解耦的目 的。该电路上下半桥独立，实现部分解耦，比不解耦的三相单开关a p f c 整流电 路能实现更小的输入电流t h d ，更高的功率因数；开关元件少，控制简单；开 第二章有源功率因数校正技术的原理及发展 关管电压应力低，仅为三相单开关a p f c 整流电路的一半；但是该电路需要中线， 有三次谐波流过。 b 、三电平a p f c 整流电路 该拓扑典型电路如图2 7 所示。 图2 7 三电平a p f c 整流电路 该电路利用三个低功率双向开关运行于工频下，当输入交流电压过零时作开 关运作，从而在耦合区间将电流引入零电位，达到部分解耦目的。该电路显著特 点是工作于低频下，无需快速器件，成本低；不需要中线，无三次谐波：满载时 功率因数很高；开关应力小，关断电压降低；但轻载时特性很差，所以特别适合 于对设备体积要求不高、负载变化不大的场合。 2 2 1 3全解耦三相a p f 0 电路 该拓扑典型电路如图2 - 8 所示。 图2 - 8 三相全解耦整流电路 采用空间电压矢量控制，可以实现三相输入电压完全解耦，达到很高的性能。 第二章有源功率因数校正技术的原理及发展 由于该电路连续的输入电流、高效率和高功率输出，在中功率应用中是重要的高 功率因数变换器。但该电路需要六个主开关，开关管利用率低，控制复杂，成本 高。 2 2 2 三相a p f c 技术的发展 近年来，功率因数校正技术研究的热点问题集中在以下几个方面： 1 、拓扑结构的提出。基于已有的原理，或新原理下的新拓扑结构，比如磁放 大p f c 技术等。 2 、把d c - d c 变换器中的新技术( 如软开关技术和开关电容功率网络等) 应用 于a p f c 电路中。 3 、新控制方法( 基于已有拓扑结构的新控制方法) 以及基于新拓扑的特殊控制 方法的研究。一般来说，目前控制技术的研究日趋复杂，广泛使用的中小功率用 电设备难以承受随之带来的成本增加。因此，对中小功率电器设备来说，控制简 单的低成本功率因数校正电源是比较受欢迎的。而大功率电器设备则需要采用优 良的控制技术构成高性能功率因数校正电源。 4 、单级a p f c 稳压开关交换器的稳定性研究。采用单级结构后，由予a p f c 和 d c - d c 变换部分存在不可避免的相互联系，因此有必要研究这类变换器的稳定 性，以便设计出达到期望性能指标的开关电源。 总之，成本低、结构简单、容易实现的，并且具有软开关性能、高响应速度、 低输出纹波的单级隔离高功率因数变换器是研究人员追求的最终目标。 现有的有源功率因数校正技术给电器设备带来的附加成本及其复杂性极大 地限制着这一技术的广范应用，一个典型的例子就是高功率因数电子镇流器带来 的过高的成本极大地妨碍了这个产品的推广应用。因此，高性能、低成本的功率 因数校正技术具有极大的市场潜力和应用前景。这促使了各种高性能、低成本的 a p f c 技术的研究。 2 3 有源功率因数校正电路的控制策略 为了叙述方便，本节以b o o s t 型为分析和控制对象来讲述a p f c 电路的控制 策略。根据输入电流是否连续，a p f c 电路的工作模式分为连续导通模式( c c m ) 和不连续导通模式( d c m ) 。下面分别讲述基于这两种工作模式的各种控制方法 2 4 1 一 3 0 】。 2 3 1a p f o 电路工作于c o m 的控制方法 电路工作于c c m 时，它的优点为：( 1 ) 输入电流纹波较小、电磁干扰( e m ) 也小，滤波电路比较容易设计。( 2 ) 电流峰值小，功率器件的应力和损耗也小。 第二章有源功率因数校正技术的原理及发展 ( 3 ) 由上面两个优点决定了它比较适合于大功率的应用场合。但电路工作于 c c m 时其控制电路复杂，成本也较高。电路工作于c c m 时，典型的控制方法 有：峰值电流控制、平均电流控制和滞环电流控制。 2 3 1 1 峰值电流控制 ( a ) ( c ) 图2 - 9c c m 控制方法的电流波形示意图 ( b ) 峰值电流是早期发展的一种a p f c 电路的控制方法，它工作于恒频开关方 式。控制时，图2 - 2 ( a ) 中开关丁的导通由恒频的时钟脉冲决定，在每个控制脉 冲的到来时刻触发使r 导通。其关断则由实际输入电流与电流参考值比较的结果 来控制。当开关导通时，输入电流在交流输入电压的作用下上升，到达电流参考 值时，给出触发信号，控制开关关断。开关关断后，电感电流给负载充电，开始 减小，直到下一周期的到来，再重复上面的过程。其实际电流与电流参考值的比 较示意图如图2 9 ( a ) 所示。其中，为实际电感电流，o 为电流参考值。由 图 中可以看出，在每个开关周期内，电感电流的峰值等于电流参考值，因而电感电 第二章有源功率因数校正技术的原理及发展 流峰值的包络线为正弦，当开关频率越高，电流纹波越小，功率因数也就越高了。 峰值电流控制拥有c c m 控制模式下的所有共同的优点，此外，它还具有控 制电路相对比较简单，其开关工作于恒频，容易对峰值电流进行限制，能提供过 流保护等优点。 但它的缺点更加明显，使得峰值电流控制方法应用得越来越少，具体表现为： ( 1 ) 峰值和平均值之间存在误差。在峰值电流控制中，受控制的是电流峰值， 呈正弦变化的也是峰值，而平均值则不是，存在一定的畸变。在电流过零点时， 这种畸变更加突出。( 2 ) 由于稳定性的需要，在比较器输入端需加谐波补偿。( 3 ) 电流过零点的畸变严重，谐波补偿的加入更恶化了这种畸变。 2 3 1 2 平均电流控制 平均电流控制又称为三角载波控制，是在峰值电流控制的基础上，改进峰值 电流控制方法的不足而发展起来的。它对峰值电流电流控制的电流环进行了改 进。在乘法器输出与比较器之间增加了p i 电流控制器，控制器控制输入电流的 平均值，使其与电流程控信号波形相同。其输出与一个三角波信号比较，确定导 通时间，从而产生开关调制信号，因此它又称为三角载波控制，开关频率等于三 角载波的频率。其实际电流与电流参考值的比较示意图如图2 - 9 ( b ) 所示。其中， 为实际电感电流，o 为电流参考值。与峰值电流控制相比较，它的优点更为 明显：( 1 ) 功率因数高。因为控制的就是电感电流的平均值，这使得输入电流波 形质量高，充分的接近正弦。( 2 ) 平均电流控制中无需谐波补偿，因而在电流过 零点时，占空比可以充分大，这使得电流过零畸变大大的减小。这些优点使得平 均电流控制适合于较大功率的应用场合，是目前a p f c 电路中的主流控制方法。 2 3 1 3滞环电流控制 滞环电流控制是比较简单的一种a p f c 电路的电流控制方法。滞环电流控制 没有外加的调制信号，它通过控制开关的导通与关断，使得输入电感电流在两个 参考电流之间变化。应用于a p f c 电路的滞环控制更多的是一种变滞环控制，它 的参考电流是两个正弦量，因而容差是变化的。其实际电流与电流参考值的比较 示意图如图2 - 9c o ) 所示。其中，f ，为实际电感电流，屯门为上限电流参考值， t 。，为下限电流参考值。这样实际电流更接近于正弦，而且可以降低最高开关频 率。与上面两种c c m 控制方法相比较，滞环电流控制具有如下优点：( 1 ) 控制 简单、电流动态响应快。( 2 ) 输入电流波形质量较高，可达较高的功率因数。同 时它具有一些缺点，使得它的应用不如平均电流控制广泛：( 1 ) 开关频率不固定， 引起的e m i 问题。( 2 ) 输入滤波器的设计困难。( 3 ) 负载对开关频率的影响很 大。 第二章有源功率因数校正技术的原理及发展 2 3 2 a p f c 电路工作干d c m 的控制方法 a p f c 电路工作于d c m 时，控制简单、成本低、便于应用，而且通过适当 的设计，能用于构成单级组合a p f c 变换器。它的缺点为：( 1 ) 输入电流工作于 断续状态，e m i 增大，给滤波器的设计带来困难。( 2 ) 蜂值电流增大，器件应力 增大。它一般适合于较小功率的应用场合。 d c m 控制有恒频控制和变频控制，下面分别讲述这两种方法。 2 3 2 1 恒频控制 a p f c 电路工作于d c m 时，采用固定频率、固定占空比控制，具有输入电 流自动跟随输入电压的特点( 其原理在下章中可以看出) ，因此被称为电压跟随 器( v o l t a g e f o l l o w e r ) 或输入电流自动整形器( a u t o m a t i c i n p u t c u r r e n ts h a p p e r ) 。 这种控制方式不需要电流控制环，因此控制电路很简单，而且它能用于构造单级 组合a p f c 变换器。其实际电流与电流参考值的比较示意图如图2 1 0 ( a ) 所示。 。才 ， 、 蕊l ( b ) 图2 1 0d c m 控制方法的电流波形示意图 其中，f ，为实际电感电流，o 为电流参考值。但是采取这种控制方法除了有d c m 工作时的种种缺点外，它的功率因数不可能达到1 ，变换器的输入电流有一定的 畸变。为了解决这种畸变，单周期控制、等面积控制以及本文第3 章中提出的改 进方法1 都属于恒颓变占空比控制，这样理论上使变换器的输入功率因数达到1 ， 但都是以更复杂的控制电路为代价的。 2 3 2 2 变频控制 变频控制也是为了解决恒频恒占空比控制电流畸变所提出的种控制方法。 其控制思想是：在输入电流为零时刻导通开关管，输入电流上升，到达峰值参考 第二章有源功率因数校正技术的原理及发展 电流时使开关管关断，输入电流下降，至零时再导通开关管进入下一个开关周期。 这种控制方法类似于c c m 控制方法中的滞环控制。只不过上限参考电流为峰值 参考电流，下限参考电流为零电流。其实际电流与电流参考值的比较示意图如图 2 t 0 ( b ) 所示。其中，为实际电感电流，o 为电流参考值。这种控制方法能 实现功率因数为1 ，但是它的开关频率不固定，这也给设计带来了困难。 2 4 本章小结 本章首先简单论述了单相p f c 的原理，并介绍了不带隔离脉冲变压器的a p f c 电路几种主要的拓扑结构，对于带隔离脉冲变压器的a p f c 电路主要介绍了单端 反激( f l y b a c k ) a p f c 电路。 其次本章介绍了几种三相a p f c 拓扑结构及其工作原理，包括不解耦、半解 耦以及全解耦三相a p f c 电路。然后本章简单论述了三相a p f c 技术的发展方向。 最后本章介绍了有源功率因数校正控制策略，包括工作于c 咧方式和d c m 方 式下的控制策略。 第三章三相电压型p w m 有源功率因数校正技术的研究 第三章三相电压型p w m 有源功率因数校正技术的研究 3 1 p 洲功率因数控制的基本原理 p w m 技术是首先在逆变电路中发展起来的技术，在电机的调速领域中有着 广泛的应用，在这一研究领域中，有很多文章、书刊对其工作原理进行了详细深 入的探讨，但对于p w m 技术在功率因数控制电路中应用的基本原理论述的不 多。要想对电压型p w m 功率因数控制器深入研究，对于其工作的基本原理加以 深刻的了解是非常必要的。本节我们先从简单的单相电压型p w m 功率因数控制 器入手揭示其工作的基本原理。进而推广到三相电压型功率因数控制电路中去。 3 1 1 单相p 嘲功率因数控制器