（电气工程专业论文）高效率acdc反激变流器的研究.pdf

摘要 摘要 作为给便携式数据处理设备的供电系统，a c ，d c 适配器随着便携式微处理设 备不断小型化和轻型化的发展趋势，也面临着新的挑战。 反激变流器是小功率a c 适配器中应用最广的拓扑。本文以高效率反激 变流器为研究对象，内容主要包括以下三个方面； 第二章介绍了一种变频控制的副边采用二极管结构的反激变流器。采用二极 管整流，结构最简单，一般适用于输出电流较小的场合。为了减小原边的开关损 耗，可以采用变频控制，通过检测原边电流过零点，可以实现原边开关在振荡谷 底开通，从而开通损耗最低。甚至在低端输入情况下通过合理设计参数可以实现 零电压开通。但采用二极管输出整流结构，整机效率很难提高。因此很难实现高 功率密度。论文对变频控制的二极管整流a c ，d c 反激变流器进行了效率评估。 最后制作了一台样机进行了实验验证。 第三章主要介绍了外驱动同步整流驱动方案在反激变流器中的应用。外驱动 同步整流方案具有电路实现简单，电路成本较低等优点。缺点是副边同步管的驱 动需要从原边p w m 经过反相隔离得到，增加电路的成本以及复杂性。另外一个 缺点是待机损耗很难降低。虽然采用降频或者b u r s t 模式两种方法理论上可以减 少其待机损耗，但是会产生一些新的问题，效果并不好。论文从理论上对外驱动 同步整流方案进行了详细分析，并进行了效率评估以及实验验证。 第四章主要介绍了电流型同步整流驱动方案在反激变流器中的应用。在电流 型同步整流驱动方案中，同步管的驱动信号都是在副边产生。与变频控制方法结 合，还能实现原边开关管z v s 开通。待机功耗也能满足要求，并且没有产生其 它问题。电流型同步整流驱动的另一个显著优点是同步管驱动不受原边拓扑影 响。论文对各种电流型同步整流方案进行了总结，分析了各自的优缺点。然后针 对其中比较优选的一种方案进行了详细分析，包括参数优化选择等。其后进行了 效率计算和分析。最后进行了实验验证。 在文章最后，论文对文章中介绍过的三种反激变流器进行了性能比较，并对 其中较优选的一种拓扑性能改善的可能性作了进一步分析。 关键词：a c d c ，反激，适配器，高效率，同步整流 a b s t r a c t t h ee v e 卜p r e 3 e n t 订蛐do fr e d u c h g 博疏掉a n dw d g h to f 也ep 嘣曲i e 出蚺御c e s s i n g 8 q u 【p m 伽th a 3c r e 删dn e wc h a l l e n g e 9t om ed e 蛆g no f t h e i rp o w 盯掣s t e m s - a c ，d cn d a p i e 限 t h ef l y b a c kc o n v e r t e ri st i l em o s tw d l - u s e dt o p o l o g yf o rt b ci o wp o w 盱a c ，d c a d 印t 日8 i nt h i 8d i s 鸵r t a t i o 玛t h e 妇y b kc o n v 龇e ri sp r o c e s s e da sm em a i l lr e s e a r c h o b j e c t ，曲d 仕l e 印p l i c 甜0 no fs y n c h r o n o u 8r e c t 菌咖d nt e 蛳q 1 1 e 证f l y b a c kc 咖v e r t 田 i sf b c u s e 山t h em a i nc o n 胁bo f t h em s s e n a t i o ni n c l u d e ： i i lc l l a p t e ri ，av a 工i e d - f 把q u e n c yf 1 ) 七a c kc o n v e r t e rw i md i o d e so u l p 眦r e c t i 丘e r si 3 i n t r o d 口c e d 1 1 l en y h c kc o n v e r e r 州也d i o d e so u t p u tr e c t 矗e r sl l a s 也es i m p l e s t s 诅】c n e c o m b i n e d 谢山州e d 矗e q u e n c yc o 咖l ，l o ws 耐t c 越i i gl o s so f t h ep r i m a r ) r s w n c h e sc a nb ea c h i e v e d w i mo p t i 血z e d 脚搴t e r s ，z v s 计c nc 8 nb ea c h i 吖c df o r t h ep r i m a r ) ，s 州t c hu n d e rl o wi n p mv 0 1 t a g e e 、枷u 鲥o no nl o s s 髂i sp 嘲e 力t 甜助d 且n e x p 耐e r l 忸lp r o l o t y p ei sb u mu p i nc i 墒p t e r ，也ee m e m a i - 出v c ns y n c h r o n o u sr e 嘶m a t i o nm e l j l o d8 p p e di i la f i x e d 盘e q u e n c yn y b a c kc o n v e n e ri si n 们d u c e d t h ee x t 盯n a l - d i i v e nm e 血0 di s a t 呲虹v ef o rn ss i m p l i c 时a d dl o wc o s t h 删l 也ed r i v e ns i g 士l a ls h o u l db e i n v e r t e da n di s o l a t e db e f o r ei ti s n tt od r i v et h es r a n o t h c rl i m i t a t i o ni st h e s t a n d _ b yl o s s i s1 a r g e 惭t i lt h i sd 南e nm e 1 0 d 蛐di sd i m c u ht ob e 崩玉u c e d t h e o r d n c a l ly ，t w om e i h o d sc 柚b ea d o p 伸dt or e d u c e 廿圯s t a n d b yp o w 盯i o s s ，ie + 盘e q u e n c y r e d u 曲o n 粕dh 璐tm o d e b u ti tw i i lb 打n gs o m e 船wp r o b l 锄si f t h o s e 铆om e m o d sa r ea d o p t e d d 咖i l c dt h e o 崩i c a la n 甜y s i sa n de v a l u a d 彻o n1 0 s s e sa r ep r e s e n t c d a ne x p 酣m e n 伽p 删m y p ei s b m h u p c u 栅td r i v e nm e t h o d sf 。rs r 印p l i e di 1 1n y b a c kc o n v e n e 巧a r e 血旺d d u c c di nc h a p t e r i i n c u 嗍l td 打v 肌m e t h o d so f s r ，t h ed 一“n g3 i 舻a 1i s 削l ya c h i e v e di n 也es e c o n d a r ys i d e c o m b i n e d w i mv a r i e dh q u e n o ym e m o d ，z v sf o rm ep r i m a r ys w i t c h 锄b ea c l l i e v e d f u n h e h n o r e ，也e s t a 工l d 七yi s 。a ns a t i s 母t h ed e s i 舭3 p e c 饷c a l i o n dn oo 山e rp r o b l e m so c c ui nl h i sc l l a p t e ra l i k i n d so fc u n 。e n td 竹v e nm c t h o d sa r es u m m a r i z e d t h em e t sa n d1 m i t so ft h e 辨m e m o d sa r e a 口a l y 舶d a no p n m u m 一1 e c i e dd r i v e nm e t h o di ss m e do u tf o rd e t a i l e d 锄a l y s i s n 咖e t 邮 0 p t i m i 删o na n d1 0 s se v 日1 u a t i o nf b rt l l ec o n v e n e ri sp r c s e 【她d a ti 拈a r le x p 盯i m 胁衄lp r o t 吣p e i 3b u i l tu pt ov e r i 母也ct h e o i c a l 粕a l y s i s i nm e 虹n a lp 叭o f t l l ed i s s e r 洲如。t i l em 蚰“e dt h e 日y h 吐t o p o l o g i e sa r es u m m 鲥z c d a n de v a l u 种亭d 锄da no p m u mt 0 p o l o g ybs | g l e do 址f u r m e m o r e ，p o s s i b i l i d 龉t 0i f n p r o v et 1 1 c 职r b 呻m l c eo f h 伸叩t i m 唧一s e l t e dc i m 他n cd v e nm e t i l o df b rs ra r ea n a i y z e d k e yw o r d s ：a c ，d c ，n y b 日c ka d a p t e 矗h 自曲e m c i e n s y n c h r o 咖8 瑚c t i n c n t - o 浙江大学顶士学位论文 第一章 第一章绪论 1 1 简介 随着便携式数据处理设备不断小型化和轻型化，这一趋势给供电系统的设计 带来了新的挑战。另外，笔记本电脑功耗的增加也要求在增加适配器功率的同时， 减小其体积。为了对应这一挑战，电源需要达到更高的功率密度和更高的效率。 一般来说，a c 适配器总的大小是由电子元件和使其符合散热要求的封装 所决定的。适配器所产生的热量只能由其密封容器的自然对流作用耗散，所以效 率是适配器体积、散热性能和可靠性的决定性因素。 最近几年，a c d c 适配器对功率密度的要求发生了很大的改变。几年前，功 率密度为3 4 w i n 3 适配器已经非常普遍。到现在适配器对功率密度的要求已经超 过了6 w i n 3 。要达到6 w i n 3 以上的功率密度，适配器在电压有效值9 0 2 7 5 v 的 范围内其最低效率不得低于8 5 _ 8 7 。在不久的将来，人们希望能把内部和( 或 者) 外部适配器的功率密度提高到8 w i n 3 以上。为了达到如此高的功率密度， 人们必须在效率达到8 7 的变流器的基础上再减去将近2 5 的损耗。变流器的 效率必须达到或者高于9 0 才能满足这种高功率密度的要求。 要实现高效率和高功率密度的a c d c 交流器，首先需要我们对a c d c 变流 器常用的拓扑以及控制方法进行全面的了解，选出最佳的拓扑和控制方法。在此 基础上才有提高和优化的可能。因此在接下来我们将对a c 仍c 变流器中常用的 拓扑结构以及控制方法进行回顾。 1 2a c d c 变流器常用拓扑回顾叫叱2 3 在低于7 0 w 的典型小功率应用中，考虑到成本和体积，人们倾向于采用图 ( a ) 所示的单级方式。图1 1 ( b ) 所示的两级方式是功率大于7 5 w ，同时必 须满足i e c l o o o 一3 2 标准规定的一个自然的选择。虽然s h 坞l e s t a g e 方式把图1 1 ( b ) 中的前端级和d c 级组合了起来，但是较低的效率( 典型地，大约是 8 5 ) 使它不适于这种应用。在接下来的讨论中，我们将不去回顾s i n g l e - s t a g e 方式。 浙江大学硕士学位论文第一章 ( a ) 单级 ( b ) 两级 图1 1 适配器常用方案 一般来说，单级的a c d c 适配器设计主要是围绕反激式和正激式功率级展 开。两级方式通常采用半桥式和正激式拓扑。下面我们将要详细回顾上述的两种 方式。 1 2 1 单级方式中应用的拓扑 西云高眨王乒雪孥痨# 韫擎【2 】。1 1 8 】【2 0 】【4 2 】 在小功率级别中( 低于6 0 w ) ，反激式拓扑由于需要较少的部件( 因此成本 较低) 而成为适配器应用中一个非常普遍的选择，如图1 2 所示。当输出电流较 大时，为了提高降低输出级的损耗，一般会采用同步整流管替代二极管，如图 1 3 所示。 v d c 一 图1 2 传统的反激变流器 图1 3 具有同步接流( s r ) 的反激变流器 对于a c d c 反激适配器，存在着几种常用的控制方案。下面我们来讨论一 下这些方案的主要优缺点。四种不同的控制方案总结如下，即恒频( c f ) 连续 导通模式( c c m ) 、c f 断续导通模式( d c m ) 、变频( v f ) d c m 和v f 零电压 开关( z v s ) d c m 。 a c fc c m 同步整流反激变流器嘲 工作于c c m 的同步整流反激变流器主要波形如图1 4 所示。图1 4 中，在死 区时间和矽内，副边电流i 。流过同步整流管的寄生二极管( 图1 4 中k 。阴 2 浙江大学硕士学位论文 第一章 影部分) 使其导通。寄生二极管d s r 的导通不仅增加了导通损耗，而且由于其较 差的特性还引入了反向恢复损耗。同步整流总的功率损耗主要由三部分组成，即 导通损耗盛，包括沟道电阻损耗和寄生二极管损耗，反向恢复损耗瑶，及由在 交压器漏感和s r 寄生电容之间产生的寄生振荡所引起的关断损耗学。虽然在二 极管整流( d r ) 的反激变流器中也存在反向恢复损耗和关断损耗，但是同步整 流( s r ) 由于其寄生二极管具有大得多寄生电容和较差的反向恢复特性，对总 损耗产生的影响也有很大的不同。而且随着输入电压的升高，船和露也增大。 当它们增加的损耗超过了导通损耗所减少的部分，总的效率就反而要比传统工作 在c c m 的二极管整流( d r ) 反激变流器来得低了。 v v v g s 图1 4c fc c m 同步摧流反激变流器的主要波形 ( 阴影部分为s r 的寄生二极管导通区) 当主管s w 和s r 的导通损耗占总损耗的绝大部分时，采用这种控制方式的 反激变流器可以达到个比较高的效率。当输出电流不是很高时，其效率就不会 比传统的二极管整流反激变流器有很大的改进。 b c f d c m s r 反激变流器 如前所述，由于s r 的开关损耗和反向恢复损耗，c fc c m 反激变流器的效 率随着电压的升高而降低。为了降低这两种损耗，变流器最好工作在d c m 模式。 c fd c ms r 反激变流器的主要波形参见图1 5 。 为了防止输出滤波电容通过开通的s r 放电，当副边电流到零的时候必须关 浙江大学硕士学位论文 第一章 断s r ，或者再加一段小延时。当s r 关断后，变压器的激磁电感和s w 及s r 的 寄生电容开始谐振，如图1 5 所示。对于一个具有稳定输出的交流器来说，图1 5 中的谐振时间t d c m 随输入电压明显变化，而随输出电流变化不明显。主开关管 将在谐振电压峰值或者谷值的范围内开通，所以变流器的效率受输入电压的影响 很大。另外，由于s r 具有大得多的寄生电容值，在d c m 模式谐振引起的导通 损耗要比同样模式下d r 反激变流器太得多。 将这种控制方式与前一种相比较，可以发现反向恢复损耗瑶和s r 关断损耗 哿的消除是在增加导通损耗的代价下实现的。s w 的开关损耗依赖于输入电压， v 奉 l 匝口：酗口： k l 豳己翻， 1 0j k t 3t 图i 5c f d c m 同步整流反激变流器的主要波形 ( 阴影部分为s r 的寄生二极管导通区) 但是不会超过c fc c m 反激变流器中的相应值。在输出电流不是太大的情况下， 通过这种控制方式得到的效率通常要高于前一种。而且，与输入电压相关的效率 使这控制方式并不适合用在a c d c 适配器中。通常在a c d c 适配器中，为了 便于设计散热，往往需要一个在整个输入电压范围内都比较平坦的效率曲线。在 特定负载和输入电压下的高效率对适配器的散热设计并没有什么意义。 c v fd c m 同步整流反激变流器1 3 】 上面提到的频率随输入电压的变化而波动的情况可以通过采用变频( v f ) 控制来消除。在这种控制中，s r 在电流过零的时候关断，s w 经过一段恒定的 时间t d e l a v 后开通。这样，在由激磁电感和s w 、s r 的寄生电容相互作用产生的 寄生振荡中，s w 在振荡谷底开通，从而使开通损耗最小化。v fd c m 同步整流 反激的主要波形见图1 6 。 4 浙江大学硕士学位论文 第一章 相对于c fd c m 反激交流器，v fd c m 反激交流器由于减小了s w 的开通 损耗，消除了寄生振荡损耗，因此在电压较低时具有较高的效率。由于采用了变 频( v f ) 工作模式，在低电压和满载情况下，开关频率最低；当母线电压增加 或者负载降低时，开关频率又会随之升高。如果省下的功率能够比随开关频率提 高而提高的开关损耗和磁损耗值低的话，那么在高母线电压时的效率也能够比 c fd c m 变流器高一些。 k l v 。+ n k v m v 。k v 璐 s w ii 一百一 l l l 一一 州州 。姐卜卜 x i ? 一一一一 弋 1 一一 - _ - 一一 爿卜k j 二f 。，f ， l 图1 6v fd c m 同步整流反激变流器的主要波形 阴影部分为s r 的寄生二极管导通区 d v f a v sd c m 同步整流反激变流器踟 s ws r a川 。n 划f p 卜 n 一上- l i 7 又 一i 卜， kf ，f ，f i k 图1 7v fz v s 同步整流反激变流器的主要波形 阴影部分为s r 的寄生二极管导通区 如上所述，主开关管s w 的z v s 可以通过满足条件v i 。 n + v 0 来获得，v i n 为 输入电压，v o 为输出电压，n 为变压器匝比。在高母线电压的条件下，变流器只 恬 辅 k ：毫 v 塑望盔堂堡主兰垡堡苎j ! 二兰 能取得部分的z v s 效果。但是在整个负载范围和输入电压范围内， v f 反激变 流器主开关管s w 可以获得完全的z v s 效果。s r 在副边电流过零延时一小段时 间后才关断，所以副边会产生一个负电流对寄生电容进行放电。主要波形如图 1 7 所示。 由于这一负向的副边电流，副边电流有效值及导通损耗将会稍有增加。所以 s w 的开通损耗必须与导通损耗达到一个折衷的效果。使用这一控制方式的反激 变流器总效率不一定会比前一种高。 e 有源箝位反激变流器1 1 0 】，f 2 0 】。【2 1 】 在恒频模式中，传统的反激变流器中的开关管s w 不能取得z v s ，由于变压 器漏感的存在，关断的电压应力往往很高。通常我们使用r c d 箝位来限制主管 的电压应力。不幸的是，在变压器漏感中储存的能量将消耗在箝位电阻中，使设 计中存在着一个筘位和效率的折衷问题。由r c d 箝位引起的限制问题可以通过 采用有源箝位电路来克服，如图1 8 所示。 图1 8 有源箝位反激变流器 根据激磁电流的不同，存在着两种有源箝位反激变流器，即单向激磁电流反 激和双向激磁电流反激。a s t e c 国际拥有一项单向激磁电流反激拓扑的美国专 利。 在双向激磁电流变流器中，反激变压器的纹波电流在每个开关周期中的一段 时间允许为负值。负向的激磁电流可以用来取得主管的z v s 和输出整流桥的 z c s 。这种有源箝位反激变流器有时被称作有源筘位z v z c s 反激变流器。在单 向激磁电流变流器中，z v s 是通过利用储存在谐振电感中的能量来实现的。输 出整流桥并不是零电流开关，但是由于谐振电感的存在降低了d i d t 值。图1 9 6 浙江大学硕士学位论文 第一章 给出了详细的波形。 z v z c s 反激变流器中导通损耗要比单向的反激变流器高。由输出整流桥z c s 所减少的损耗被增加的导通损耗抵消了。两种有源箝位反激交流器的效率非常接 近。根据图1 9 中的波形，副边电流在形状上总是断续的，这就引起了输出整流 桥较高的导通损耗。我们也可以使用同步整流来减小导通损耗。 有源箝位电路具有变压器漏感能量循环利用，主管的关断电压应力较低，主 管z v s 和输出整流桥低d i d t 等优点。在频率较高时( 3 0 0 k k 5 0 0 蛆z ) ，有源箝 位电路的优势更加明显。但是有源箝位需要一个具有相应门极驱动电路的主开关 管，使得整个电路更加复杂化。在高功率应用中( 典型的高于1 0 0 w ) ，由于较 大的漏感，这一方案更具有吸引力。 s l s2 1l “ il ， 1d 1 l il i i _ - _ _ _ 厂f 1 、- 一，一一_ l ： 一、 ， l 埘 矿挂 丁1i ：1 ： 孙j 挺 ! u ，n uj 也l 儿 、：矿n ( a ) 使用单向激磁电流( b ) z v z c s 反激 图1 9 有源箝位反激变流器的主要波形 f 不对称反激变流器【6 】- 【7 】 不对称p w m 反激变流器如图1 1 0 所示，原边采用了半桥，副边是一个反激 型的整流桥。通过半桥互补的占空比控制，我们可以得到主开关管( 图1 1 0 中 s 卜s 2 ) 的z v s 和输出整流桥的z c s 。这一拓扑的主要仿真波形如图1 1 1 所示。 这一拓扑的主要优点是所有半导体器件的软开关，而且开关管的电压应力被限制 在输入电压值。另外，变压器漏感中储存的能景也被循环利用了。实际上，这一 拓扑的工作过程与前面描述的z v z c s 有源箝位反激变流器非常相似，只是开关 管的电压应力更低，因此效率可以得到提升。据文献记载，在一个输入4 0 0 v ， 输出1 9 v 的8 0 0 w d c d c 变流器中，人们得到了9 3 的效率。在小功率a c d c 应用中，这一拓扑比有源箝位有更大的吸引力。可惜的是这一拓扑受专利保护。 7 n 乳 “ 沁 三 浙江大学硕士学位论文 第一章 图1 1 0 不对称反激变流器 ：孺垦薹签薹蒌蓁羹薹萝 臻匡薹垂薹薹蒌垂蒌雪 螓匡薹垂薹羹重薹薹薹雪 ” m 舯m m 圈1 1 1不对称反激变流器的主要波形( 由上至下：上管s l 门极波形 原边电流波形，副边二极管电流波形，s l 电流波形，s 2 电流波形) 2 正激变流器 单端正激变流器由于它的简单性，在中低功率应用中也很有吸引力。采用不 同磁芯复位技术的正激变流器性能可以有很大的不同。传统的复位技术是通过串 联一个二极管的第三变压器绕组把激磁能量返回到电源输入端来使磁芯复位。这 一方案的主要缺点是功率开关会受到很高的电压应力，使它不适合用在宽输入电 压范围的应用中。另一种复位方案是r c d 箝位电路。激磁能量在箝位网络中消 耗掉，使得变流器的效率很低。最有吸引力的单端正激变流器是图1 1 2 中显示 的有源箝位正激变流器。 这种变流器的主要优点是功率开关的z v s ，低关断电压应力，循环的激磁能 量和由于磁芯对称复位而改进的变压器利用率。而且，功率开关管的电压应力对 输入电压不敏感，使它适用于宽输入电压范围的应用中。 与反激变流器不同，在有源箝位正激变流中，同步整流管可以直接利用变压 器副边绕组来直接驱动，如图1 1 2 ( b ) 所示。由于箝位网络的作用，副边的两 浙江大学硕士学位论文 第一章 个m o s f e t s 之间的死区时间不随占空比变化，所以效率能够最大化。v i c o r 和 l u c e m 在这一领域拥有许多专利。但是由于美国专利号( n 0 4 4 4 1 1 4 6 ) 即将过 期，所以有源箝位正激拓扑在小功率应用中很有吸引力。 圈氇 陌。唧 一 ( a ) ( b ) 图1 1 2 有源箝位正激变流器( a ) 使用二极管整流( b ) 使用自驱动同步整流 1 2 2 两级方式中应用的拓扑 图1 1 ( a ) 中的单级电路主要缺点是输入滤波电容c i 。上会有一个宽范围的 电压波动。全范围输入电压对效率有反面的影响，而且，电容的体积和成本将占 适配器的很大一部分。单级方式的缺点可以通过使用两级方式来减轻或者消除。 在图1 1 ( b ) 中，前端b o o s t 级在存储能量的电容上保持了一个相对恒定的电压， 在优化了d c d c 级设计的同时，还使所需电容的容量和大小大大降低。另外， 前端b o o s t 还可以提供一个功率因素校正的效果。 由于功率较低，所以工作在临界连续状态的b o o s t 转换器看起来是最适合作 为前级的选择。这种b o o s t 电路和工作在d c m 的b o o s t 转换器相比，电流应力更 小，输入滤波器也可以更小些。同时，存在于c c m 工作状态b 0 0 s t 转换器的二 极管反向恢复问题也不复存在。但是在低母线输入情况下( 比如有效值9 0 v ) ， 效率一般只有9 2 9 4 。为了使整个适配器达到9 0 的效率，d c d c 级必须做到 9 6 以上的效率，这是非常困难的。所以前端b o o s t 转换器的效率必须得到提高。 ( a ) 半桥倍压整流p f c( b ) 双b o o s t 型p f c 9 浙江大学硕士学位论文 第一章 r ! 黼【； ( c ) 无桥p f c( d ) 零式倍压p f 图1 1 3 各种p f c 拓扑 在低母线输入下，主要的功耗集中在半导体导通损耗和电感损耗。图1 1 3 显 示了许多种为提高低输入时的效率而提出的拓扑。这些p f c 拓扑的结构很复杂， 并且驱动控制也比传统的b o o s t 转换器复杂得多。所以他们并不适合低成本小功 率的应用，比如说a c 仍c 适配器。所以要设计出个高效率( 大约9 5 ) 和 宽输入电压范围的前级是一个很大的挑战。 d c d c 级要达到效率9 5 以上仍然是很困难的事。在恒定的输入输出电压 条件下，优化设计是可以达到的。半桥类的转换器由于其功率管的低电压应力， z v s 的可能性和自驱动的同步整流，在这方面更有吸引力，比如不对称半桥转 换器。 两级结构由于其复杂性和成本高，因此在7 0 w 以下的场合通常不予采用， 本文主要研究对象为7 0 w 以下拓扑，因此将不考虑两级结构。 1 3 反激转换器中同步整流的驱动技术【2 】删f 1 1 1 羽2 5 】_ 【1 8 】【2 5 h 2 6 】【3 2 】 一般来说，驱动同步整流桥有两种方式：自驱动和外驱动。外驱动更加灵活， 但是通常会比相应的自驱动方案更复杂，成本更高，稳定性更差，所以设计者们 往往不太愿意采用外驱动方案。自驱动方式可以进一步分成电压驱动和电流驱动 模式。电流驱动模式根据检测到的流过s r 的电流来决定开通还是关断s r 。所 以它需要比如电流互感器或附带控制和驱动电路的电流检测m 0 s f e t 之类的电 流检测部件。它的主要优点是对拓扑没有依赖性。电流驱动的s r 可以直接替代 任何拓扑中的二极管。电压驱动的同步整流由于其简单性、经济性和稳定性而备 受青睐。电压驱动同步整流的驱动信号是由变压器绕组或者电感耦合绕组所得到 的。但是其主要缺点就是对拓扑和输入电压有依赖性。它更加适合应用在诸如正 1 0 塑望查堂堡主兰垡丝皇 苎= 兰 激、半桥、全桥和推挽等由b u c k 衍变出来的拓扑中t 根据图1 3 ，s r 必须茬开通s w 之前关断，所以图1 1 4 ( a ) 中所示的同步 整流反激变流器不能够通过变压器的副边绕组自行驱动。近年来提出的反激变流 器中同步整流的驱动方案如图1 1 4 ( b ) 和( c ) 所示。 在图1 1 4 ( b ) 中，一个像传统二极管一样工作的有源同步整流可以直接替 换反激变流器中的二极管。它属于电流驱动模式。除了不依赖于拓扑，同步整流 桥的驱动电压也是恒定的。它在宽输入电压的应用中具有吸引力，但是额外需要 添加的四绕组变压器和相关电路使它变得非常复杂。 图1 1 4 ( c ) 所示的驱动方案是外驱动模式。功率开关的门极信号通过延时 和反向得到s r 的驱动信号。由于s r 寄生二极管的导通损耗最小化，它的效率 可以得到提高。在d c m 工作模式( 即轻载或者高输入电压) ，原边功率管s w 可以实现z v s 。 ( a ) 自驱动方法 ( b ) 电流型驱动 ( c ) 外驱动方法 ( d ) 混合驱动方案 图1 1 4 反激变流器中不同的s r 驱动方案 s r 实现的复杂性和成本可以通过使用图1 1 4 ( d ) 中的混合驱动方式最小化。 s r 由变压器驱动绕组通过二极管和电阻开通。流过同步管q 2 的电流通过电流 浙江大学硕士学位论文 第一章 传感器c t 检测。当流过同步管q 2 的电流为正向时，c t 的副边电流通过d 5 自 由导通。一旦电流极性反向，c t 副边电流使三极管q 3 开通，进而关断q 2 。 与纯电流型同步驱动电路相比，混合型驱动既需要从变压器上引出辅助绕 组，又需要一个电流互感器，因此相对较复杂。但是其外围的辅助电路可以相应 减少一些，特别是在输出电压很高或者很低的场合，与纯电流型同步驱动电路相 比更简洁。 1 4 本文选题的意义及主要研究内容 a c d c 适配器是市面上应用较广泛的一种电源产品，高功率密度和低成本 是其发展趋势。在q o w 的应用场合，由以上的拓扑回顾可以看出，反激变流器 由于其简单性和低成本，仍然具有吸引力。具有同步整流和v fd c m 控制的反 激变流器在这些反激变流器中具有最高的效率。本文以高效率的反激变流器为主 要研究对象，论文的主要内容包括： 第二章介绍了一种变频控制二极管整流的反激a c 仍c 变流器。给出了效率 评估和实验验证。 第三章主要介绍了外驱动同步整流驱动方案在反激变流器中的应用。从理 论上对外驱动同步整流方案进行了详细分析，并进行了效率评估以及实验验证。 第四章主要介绍了电流型同步整流驱动方案在反激变流器中的应用。通过 对各种电流型同步整流方案进行了分析和总结，选出了其中比较优选的一种方案 进行了详细分析，包括参数优化选择等。其后进行了效率计算和分析，并进行了 实验验证。 第五章对前面介绍的三种反激变流器拓扑进行了综合比较，并对其中较优选 的电流型同步整流反激变流器性能改善的可能性作了进一步分析。 浙江大学硕士学位论文 第二章 第二章变频控制的二极管整流a c d c 反激变流器 a c d c 适配器是市面上应用较广泛的一种电源产品，高功率密度和低成本 是其发展趋势。在 7 0 w 的应用场合，反激变流器由于其简单性和低成本，仍然 具有吸引力。具有同步整流的反激变流器在反激变流器中具有最高的效率。因此 本文以具有同步整流的反激变流器为主要研究对象。为了与同步整流反激变流器 进行比较，本章我们将首先对二极管整流的a c d c 反激变流器进行研究和优化 设计。第三章和第四章才深入对同步整流的a c ，d c 反激变流器的研究。为了使 比较更具有说服力，在本文中，所有的变流器样机都将采用相同的电路指标，如 袭2 1 所示。 表2 1 变流器样机指标 输入电压：宽范围a c 输入，9 0 v 2 6 4 vm s 变流器输出：d c6 v 1 3 a 用于手机充电器 目标效率 8 4 6 w 1 3 a 待机功率： o 3 w 开关频率： 待定 输出电压纹波：要求小于士1 0 2 1变频控制的二极管整流a c d c 反激变流器控制方案 为了减小原边的开关损耗，我们采用变频控制的断续电流工作模式( v f d c m ) ，电路的大致框图如图2 1 所示。原边开关管的开通是通过检测原边的电 流过零来控制的，从而实现原边开关管的零电压开通。 v 图2 1 变频控制的二极管整流a c d c 反激变流器框图 习_ 丞 懑一因一 厂眦，l 浙江大学硕士学位论文 第二章 是一款所谓的绿色开关电源控制芯片，共有1 4 个引脚。其主要特点是： 图2 2t e a l 5 5 2 内部框图 ( 一) 绿色特性 可以实现谷底零电压开关从而得到最小的开关损耗 在高输出功率( 满载) 下电路工作在准谐振状态 在低输出功率时降低工作频率从而提高系统效率( 3 w ) 在非常轻负载下进入c ”l es k i p p i n g 模式，输入功率 3 0 0 m w 从而满足典型 的a c d c 适配器的要求 启动电流源集成在芯片内部，无需外部启动电路从而降低启动损耗 s t a i l d b y 显示脚用来显示低输出功率状态 ( 二) 保护特性 系统出错时可以安全重启 通过去磁检测( 零电流检测) 实现连续模式下保护 变压器绕组短路保护 欠压保护 过温保护( 拉掉) 塑垩查兰堡圭堂垡兰塞 蔓三童 较低且可调的过流保护 软启动 根据上述特点描述可以看出，t e a l 5 5 2 是一款非常适合反激交流器的控制芯 片。与图2 1 所示的采用电流互感器( c t ) 来检测原边电流过零点不同的是，在 t e a l 5 5 2 的过零检测是通过变压器的辅助绕组提供原边电流信息，二者本质是 一致的。 t e a l 5 5 2 的一个突出特点是可以工作在多模式状态下。即高输出功率下的准 谐振模式，低功率下的定频工作模式和非常低负载下( 蚓b y ) 下的 c y c l e s k p p i n g 模式。在最后一种模式下，开关频率控制在最低频率2 5 k h z 。通 过三种模式的切换，可以实现全功率范围和全输入电压范围下的优良工作性能。 f 辩乜) 2 5 v d o位州 p 图2 3t e a l 5 5 2 多模式工作状态 2 2电路参数优化设计 一般来说，a c d c 反激变流器的损耗可以分为若干部分，如原边导通损耗、 开关损耗、副边导通损耗、变压器损耗等。原边损耗包括输入整流桥损耗和原边 开关管通态损耗。由于采用了v fd c m 的控制方法，开关损耗大大降低。在低 电压输入时，甚至可以实现z v s 开通。副边的通态损耗主要是输出整流管的损 耗。变压器损耗包括铜损( 原边绕组损耗和副边绕组损耗) 和磁损。还有一些其 它的损耗，如吸收电路损耗、控制电路损耗和原边的些损耗( 包括热敏电阻损 耗、电流采样电阻损耗、e m i 滤波器损耗等) 。其中，副边的通态损耗和变压器 的损耗是最主要的损耗。 对反激变流器的优化主要是通过优化开关频率、变压器匝比和选择优化的器 件参数等来实现将电路的功率损耗减到最小。由于原边开关管和副边同步管的电 浙江大学硕士学位论文 蔓二兰 趸面万王要是由输入电压范围、输入滤波电容和变压器的匝比决定的，因此，最 重要的两个参数是输入滤波电容c b 和变压器匝比n a 2 2 1 输入滤波电容 输入滤波电容的设计对变流器的效率会产生影响，尤其是在低输入a c 电压 的情况时。如果输入电容太小，会在电容上产生较大的低频纹波电压，导致平均 输入电压较低和较大的平均工作电流，因此使变流器效率降低。但是较大的输入 电容会使导电角较小从而导致较大的r m s 输入电流，并且体积较大成本较高， 同时也不见得会提高变流器的整体效率。因此电容量需要优化。输入滤波电容的 波形如图2 4 所示。其中v b v 是反激变流器在一个线周期内最小的输入电压值。 t l 是一半的线周期。 v v 器 i c 一飞一可 l ! “；t n “ 图2 4 输入电容电压v b 和电流i 吼p 波形 z ：l 2 无。 瓦s 。钞 圭g ，( 2 一k ，2 ) = ( 毛一毛) ，鲁 g = 而去硒m 一扣1 钞铲瓦焉 晒4 卜寺啪8 1 隹 以g 警 k = 争击 ( 2 1 ) ( 2 2 ) ( 2 3 ) ( 2 4 ) ( 2 5 ) ( 2 6 ) 浙江大学硕士学位论文 第二章 l p ( r w ) = 乇( m ) = 脬i i 磊 ( 2 7 ) ( 2 ，8 ) 根据式( 2 1 ) ( 2 4 ) 可以推出电容c b 与v b ，的关系曲线如图2 5 所示。 根据式( 2 5 ) 一( 2 8 ) 电解电容有效电流和输入有效电流的关系如图2 6 所示。 很显然由于峰值充电电流i c h p 的增加，电容的有效电流随着v b v 的增加而增加。 从图2 5 可以看出，当v b ，超过l o o v 时，需要的电容量会迅速增加，同时有效 电流的变化斜率也会增加。 l 。 8 。 譬 i s 。 。 蚤：。 ， 5 06 07 08 09 01 0 01 1 01 2 0 m 洲m 哪d c v o 】f a g e ( 、，) 图2 5 输入电容c b 与最小直流电压v b 。 输入电容量主要影响原边导通损耗，即开关和输入整流桥的损耗。副边的 导通损耗与最小输入的直流电压有关，受变压器匝比的影响。对于一个给定的变 压器匝比，二次侧的导通损耗同样受输入最小直流电压影响。总的导通损耗( 包 括原边和副边导通损耗) 与最小直流电压的关系如图2 7 所示。根据图2 7 可以 看出，导通损耗在v b v 等于1 1 2 v 时最小。从图2 5 可以看出，v b v = 1 1 2 v 对应的 输入电容容量是4 0uf 。综合考虑体积、价格以及电容的有效电流，v b ，= 1 0 0 v 是较优化的一个选择，对应电容容量大约是2 2l lf 。 浙江大学硕士学位论文 第= 章 f a 、 且2 7 7 n 3 i ( v b v ) ( 、七吣 f ； 乡 一。， 一。 。一 一一 十，一 图2 6 输入有效电流k 和电容有效电流i 。v s v b v ( w ) 且4 9 5 。d 5 p c o n - v ) 一卯7 0l o o1 1 0 1 2 0 ( v ) 、七v1 2 0 图2 7 总的导通损耗v s v h 2 2 2 变压器匝比n 变压器的匝比决定了变流器原副边的损耗分布。变压器的匝比选择影响了 原边开关和副边整流管的电压应力以及原副边电流的有效值。反激变流器的占空 比为： d ； 型：匕 ( 2 9 ) + 圪 当匝比增加，反激变流器的占空比变大导致原边的有效电流下降，从而导 通损耗下降。但是原边开关管的电压应力增加，副边的导通损耗增加。目前来说， 6 0 0 v 的m o s f e t 可以提供低漏源极的导通电阻( 决定开关的导通损耗) 和低漏 源极输出电容最好的折衷。因此希望原边开关管的电压应力最好不要超过6 0 0 v 。 考虑到变压器漏感引起的尖刺，还应当留1 0 左右的余量。同样，对于副边的 浙江大学硕士学位论文 第二章 同步管，应当留出2 0 v 左右的电压余量。 另外，与恒频c c m 反激变流器不同，在v fd c m 反激变流器中，高的匝比可 以减小开关损耗，如式( 2 1 0 ) 所示。其中，c 。是原边开关管的输出电容。在 低输入情况下，原边开关管可以实现z v s 。然而，高的匝比需要高耐压的开关管， 从而增加导通损耗。 = 寺c 。( 一) 2 ( 2 1 0 ) 原边开关管和副边整流管的电压应力分别如图2 8 和图2 9 所示。根据图2 8 和图2 9 得到变流器的原边开关和副边同步管的电压应力( 考虑了余量) 如表2 2 所示。由于不同的公司的m o s f e t 性能略有差异，为了对比方便，我们选用同 一家公司的产品( m f i t l e o n ) 进行比较。 8l o】21 41 61 8 n 、 图2 8 原边电压应力v s 变压器匝比n图2 9 副边整流管d 1 电压应力v s 变压器匝比 表2 2 原边开关管和同步管电压应力与变压器匝比的关系( 变流器) 副边整流管原边开关管 匝眈n 8 9 牝1 21 2 9 口也o8 ：甜 1 61 6 剑 2 0 电压应力( 妁 8 06 06 0 06 5 0 典型的导疆鲁厦r 。 v g s _ 1 0 v o 5 7 n 05 3 n 0 9 5 n 09 5 n 虽然i n f i n e o n 公司的6 0 0 v 和6 5 0 v 系列的c 0 0 1 m o s 具有相同的导通电阻， 但6 5 0 v 的c 0 0 1 m o s 价格更高。而8 0 0 v 的s f e t 具有更高的导通电阻，其会导 致高的导通损耗。低段输入电压情况下计算出的原边和副边的通态损耗与变压器 匝比的关系曲线分别如图