（电磁场与微波技术专业论文）天线阵列单元的不圆度研究.pdf

摘要本文研究了应用于智能天线系统的天线阵列，用矩量法和s n e c 软件计算阵列的单元振子的阵中增益方向图，分析了存在互耦影响的方向图不圆度。提出采用给原始阵列配置寄生振子，直线寄生阵列的纵向排列以及分别使用螺旋天线和三角形偶极天线代替对称振子来排布六元均匀圆阵的方法来降低方向图的不圆度。结果表明文中提出的几种方法是有效的，可以将一般均匀六元圆阵的不圆度降低。在个别的频点上可以降到2 d b 以下。说明了本文提出的关于降低不圆度的方法的可行性。关键词：增益方向图寄生纵向排列螺旋不圆度a b s t r a c t st h eg a i np a t t e r no f a ne l e m e n ti na na n t e n n aa r r a y , w h i c hi su s e di nt h es m a r ta n t e n n a ss y s t e m ，i sp r e s e n t e di nt h i sp a p e rb yt h em e t h o do fm o m e n ta n dt h es n e cs o f t w a r e t h ea n - r o u n d n e s so f t h ep a t t e mw i t ht h em u t u a lc o u p l i n gc o n s i d e r e di sa n a l y z e d an o v e lm e t h o d ，w h i c ha d d ss o m ep a r a s i t i ce l e m e n t st ot h ea r r a y ，i sp r e s e n t e dt od e c r e a s et h eu n r o u n d n e s s o n em o r em e t h o di sp r e s e n t e dw h i c hp l a c et h el i n e ra r r a ya l o n gt h ez a x e s a l s oi tc a nr e d u c et h eu n r o u n d n e s st or e p l a c et h ed i p o l eb yt h eh e l i xa n t e n n ao rb o w t i ea n t e n n a t h er e s u l t si l l u m i n a t et h em e t h o d sv a l i d i t y , w h i c hc a l ld e c r e a s et h eu n - - r o u n d n e s so f ac o m m o nc i r c l es i x - e l e m e n ta n t e n n aa r r a y i tc a nr e a c hl e s st h a n2 d bo ns o m ef r e q u e n c y i naw o r d ，t h em e t h o dp r e s e n t e di nt h i sp a p e ri sf e a s j b 】ek e y w o r d s ：g a i np a t t e r np a r a s i t i cp l a c ea l o n gt h eza x e sh e l i xu n r o u n d n e s sv i丕终堕型璺歪塑至囹堕坚塞一第一章绪论研究背景9 0 年代以来，阵列处理的技术引入移动通信领域，很快形成了一个新的研究热点一智能天线“( s m a r ta n t e n n a s ) 。智能天线应用广泛，在提高系统通信质量，缓解无线通信甚益发展与频谱资源不足的矛盾。以及降低系统整体的造价和改善系统管理等方面，都具有独特的优点。最初的智能天线技术主要用于雷达、声纳、军事抗干扰通信，用来完成空间滤波和定位等。近年来。随着移动通信的发展及对移动通信电波传播、组网技术、天线理论等方面的研究逐渐深入，现代数字信号处理技术发展迅速，数字信号处理芯片处理能力不断提高。利用数字技术在基带形成天线波束成为可能。提高了天线系统的可靠性与灵活程度。智能天线系统的核心是智能的算法，智能的算法决定瞬时响应速率和电路实现的复杂程度。因此重要的是选择较好算法实现波束的智能控制。通过算法自动调整加权值得到所需空间和频率滤波器的作用。目前已提出很多著名算法，概括地讲有非盲算法和盲算法两大类。在要求实时性的智能系统中，就有对算法的复杂程度以及速度的要求。对于理想阵列的理论分析已经有很多了，一般都是在假设阵列的单元之间没有相互耦合作用。但实际的阵列的单元之间有耦合作用，所以算法需要把这些考虑进去。这样就很大程度地增加了算法的复杂性。降低了计算的速度。如果实际的阵列采用一定的处理后可以不考虑相互耦合的作用，就可以减少一些算法的复杂程度。提高算法的计算速度。智能天线系统大致可以由天线阵列，多路通道( 包括射频前端) 信号处理部分组成理想状态的系统的多路通道具有很好一致性，即各个通道的电性能一致，并且所使用的天线阵列的每个单元的方向增益即天线阵列单元的阵中增益方向图是全向的，一般指水平面的方向图。但是实际工作的阵列的各个通道的电性能并不会完全相同，同时因为单元之间存在互耦，使单元的阵中方向图在不同方向的增益也不相等。增益的最大值与最小值的差称为不圆度，一般以d b 作单位。众所周知阵列的辐射方向图是单元因子和阵因子共同作用决定的。理想的阵列就是单元因子是一个圆。可以归一化。但是实际的阵列中的单元因子不是一个圆，第一章绪论即有一定幅度的不圆度。所以本文研究的重点在系统所使用的天线阵列因为单元间的互耦而产生了单元的阵中方向图的不圆度上。互耦作用的产生可以由二次辐射原理解释。更进一步地，由于智能天线系统工作时，有频带宽度的要求，所以对天线阵列而言，也要求其单元的阵中方向图的不圆度在某一程度上具有一定的宽频带特性。现有的智能天线系统理论一般都假设阵列的单元是全向蛙的。但是实际的阵列单元的阵中方向图有一定的不圆度，所以智能天线系统要在实际中应用，研究和解决好不圆度的问题就非常重要了。不圆度的研究可以深化对阵列互耦的认识，解决好这个问题可以加快智能天线系统在实际中的应用。1 2 国内外研究现状对于阵列的单元间的互耦分析。现在已经发展出很多的算法，圆形阵列中本征模激励法补偿互耦，从广义网络理论出发分析和补偿豆耦等，这些方法侧重于用软件的方式进行一定的补偿。在信号处理的部分进行或者在算法本身已经含有互耦的考虑，补偿的效果因方法不同而不同。但是注意到即使可以在理论上补偿很大的不圆度，数值模拟也可以得到很好结果，但在实际应用中因为信号本身就非常微弱，与干扰噪声的电平差距很小甚至更低，在进行补偿计算之前。因为天线阵列本身不圆度影响。使接收信号已经被干扰噪声淹没。在这种情况下就使得理论上非常好的补偿方法在实际上不能起作用。侧重于阵列的几何结构和物理形式的研究。相对较少。f h - - 次辐射原理可以解释互耦作用的产生。也可以如深对互耦概念的理解。研究互耦作用的方法也有很多。矩量法 儿的解是全局性的。模型中的各种参数都可以被考虑和反应到最后的结果中，包括阵列天线的互耦作用。用矩量法可以得到阵列单元上的包括互耦作用的全部电流分布。对照理想的阵列的单元电流分布可以从中分析互耦的影响。广义网络理论是在一般网络理论的基础上建立的，对于多输入与多输出的问题都可以用它来描述在分析天线阵列时基于广义网络理论，可以建立考虑单元互耦效应的自适应天线阵列系统的分析模型。用天线阵归一化广义阻抗矩阵表示单元互耦作用。可以分析考虑单元互耦效应的自适应天线阵列的协方差矩阵的特点。例如，x , jr h 电偶极子单元组成的平面阵列，可以模拟计算出单元互耦对自丕垡堕型苎丕塑至璺壅堑壅适应天线的信号干扰噪声比和暂态反应时间的影响，说明在一定单元间距范围内，互耦会造成信号干扰噪声比下降及暂态反应速度减慢。f d t d ”，称时域有限差分法，对于微带电路有独到的优越性，在计算微带阵列的时候，用这个方法可得到很好的结果。不仅可以把互耦作用计算在内而且从波的传播过程可以很形象的看n - 次辐射的作用过程，以致是多次辐射过程，也就是互耦作用的过程。最后的稳态形式就是考虑了所有互耦作用的结果。在圆形降歹l j 中本征模激励法哺帅1 是利用它的本征激励模式的方向图矢量叠加计算阵列的方向图的。本征激励模式的方向图可以由计算或者测量得到。迸一步，在此基础上可以构建去耦的分析方法将包含互耦的圆形阵列的方向图综合问题转化成无互耦的圆形阵列方向图综合问题，从而将传统的不考虑互耦的理想圆形阵列方向图综合方法与考虑互耦的本征激励分析方法结合起来，达到对互耦的较有效的分析训算。阵列排布优化和增加阵列的寄生振子，可以从几何和物理结构出发直接得到互耦比较小的阵列的排布形式基于不同的优化方法可以得到不同精度的结果；对于增加寄生阵子，尤其是对于对称的阵列。可以很大幅度的将阵列的单元阵中方向图的不圆度降低。这种方法在点频时可以取得较好的效果。对于需要考虑阵列的频带特性的系统。可以使用单元本身的频带特性，阻抗特性较好的天线做阵列的单元。比如三角形的单元。圆形的单元椭圆形的单元，或者其他形式。由于自身具有很好的频带特性，由此构建的阵列会比用对称振子构建的阵列具有更好的性能。而且会有一些形式的单元的互耦作用比较小。可以降低不圆度。对于阵列几何的研究可以应用微分几何的方法。这种方法同时可以研究阵列的模糊性的问题，具有很大的发展潜力。那么对于不圆度的补偿川，或者说对于降低阵列单元间的互耦这个问题。以后的发展会朝着更加有效的方向前进，在开始接收信号时就解决这个问题。这样就不能不在天线阵列的物理结构，几何结构，以及与之直接相连的网络上考虑这个问题那么阵列排布形式的优化也是很有潜力的发展方向，同时采用其他类型的天线等也会是比较有发展的方向。阵列中的互耦问题是一个实际中存在的重要问题，很多理论建立在理想的状态下的即不存在互耦要将理论应用到实际中就要很好的处理互耦问题，现在已经有很多的方法。但还没有一种方法可以很精确的适用面较广的降低互耦作用但是在特定的情况下已经得到很好的解决，第一章绪论相信会有更多的更好的适用性更广的方法出现，我们翘首以待。l 3 本文主要工作与内容安排本文的主要工作是研究阵列的单元阵中方向图的不圆度并且研究降低单元的阵中方向图不圆度的方法。主要的研究工作体现在以下几方面，1 计算一般六元均匀圆阵列单元振子的阵中增益方向图的不圆度，以及不圆度的频带特性。2 建立寄生振子的研究模型研究影响单元问互耦大小以及作用结果。3 给六元均匀圆阵配置寄生振子，计算阵列单元振子的不圆度及其频带特性。并与一般六元均匀圆阵的性能作比较，分析结果。4 考察直线寄生阵列与寄生振子模型之间的关系。并提出直线寄生阵列的纵向排列阵的布阵形式，并且计算阵列单元振子的不圆度。5 用螺旋天线代替对称振子计算组阵后阵列单元振子的不圆度及频带性能。6 结合螺旋天线阵列和寄生振子阵列的优点，混合使用。计算阵列单元振子的不圆度性能，并与原有结果比较。7 用宽频带的三角形偶极天线代替对称振子，构建六元均匀圆阵计算其单元扳子的不圆度性能。全文共分七章。各章内容安排如下。第一章为绪论，介绍本研究的背景。国内外的研究的现状，并对本文的内容结构进行了安排和规划。第二章计算分析了一般六元均匀圆阵的性质。为下文的内容做铺垫，并且其性能数据作为比较的原始数据。第三章建立寄生振子的作用模型，研究了寄生振子的作用规律。并且以此为基础提出给一般的六元均匀圆阵分别配置7 个和1 3 个寄生振子计算其不圆度性能，且与一般六元均匀圆阵的不圆度性能做比较。第四章由寄生振子圆形模型的对称性出发。考察了的直线寄生阵列与寄生振子作用模型之间的关系。提出用若干直线寄生阵列代替原来的阵列单元并纵向排列直线寄生阵列的布阵形式。研究其不圆度性能并与已有结果作比较。天线阵列单元的不圆度研究第五章用螺旋天线代替对称振子排布六元均匀圆阵。计算其不圆度性能，并与对称振子排列的六元均匀圆阵的不圆度性能比较。并且在此基础上给由螺旋天线构建的六元均匀圆阵配置寄生振子，考察结合两者后阵列单元振子的不圆度性能。第六章用具有宽频带性能的角形偶极天线代替对称振子，计算其不圆度性能。并且调整三角形偶极天线的参数与姿态。计算分析相应的不圆度性能。最后对计算结果作分析比较。第七章总结上述内容。分析比较文中的数据，总结评价降低不圆度的方法并得出主要结论。最后是感谢词。参考文献书目列表。第二章对称振子的六元均匀圆阵2 1电磁场中的矩量法众所周知电磁场中的许多问题都可以归结为求解线性算子方程( ，) = g( 2 1 )其中是算子，它对应于某种形式的积分或微分运算或者它们的线性迭加。，为未知函数，g 是已知函数，厂通过和g 一一对应如果，表示电流。g 表示激励源，实际上式表示的是某种源与其所激励的电流间的对应关系。对于任意形状线天线如果采用矩量法求解，根据电磁场边界条件，在理想导体表面切向电场为零。即t0 = d ( 意+ 意5 r “)( 2 2 )导体表面外任意一点的场是入射场豆。、散射场雹的合成场。由( 2 ) 得到f i 雹”。= 一d 雹”“。而散射场雹“是由导体表面电流产生。则其中j i 艚”响去k2 五+ v 五) 】j 幻。、“天( r ) = 雎f j ，o 。) g ，一协gf j r l ) = 丽e - j k r ，r = l ，一，1 ( 2 3 )( 2 4 )( 2 5 )式中女= 岖为波数。( 2 5 ) 式表示的是自由空间格林函数。j ，是导体表面的电流密度。公式( 2 3 ) 就是任意细线结构的电场积分方程。使用最简单数值解包括用脉冲函数作为基函数，以点选配作检验函数。将电场积分方程离散为矩量矩阵方程：【z 。】一i f - - 【】( 2 6 )求解方程( 2 6 ) 。得到所有结构上的电流密度。那么，天线在某个方向上的场就是天线结构中所有分段上的电流在该方向上产生场的叠加。其中。6天线阵列单元的不圆度研究z 。= j a o x l 。a l 。t p ( m ，月) +士晰+ ，”+ ) 一而+ ) 一p ( m - , n + ) + 而一，删i m e屹= ：羹霎祟煮上式当中f m 、a i 为矩量法分段中第mn 段长度。如果令，a = j 2 x 1 0 67 啦i ，l 。，16 2 2 x 1 0 乙。= 唰m ，n ) + 争 )依据天线的辅助设计计算如。”) 表示的物理意义是。m 点产生的位。即t( 2 7 )( 2 8 )( 2 9 )第n 段上的单位电流在d ”) = 面1j + 瓦e - j k ( 2 1 。)对于以上公式使用粗略地近似，当m n 时，可以用中点至m 点的距离r 近似为r 。；当m = n 时，将指数项e 州。一展开成m a e l a u r i n 级数并取前两项近似，经过积分得到td 一) =m ”m ：月( 2 1 1 )辐射场的计算可以采用互易原理法。互易原理的一般形式可以表示为廖6 - 7 。咖= i f 4 j b d v( 2 1 2 )r式中雷。是分布在体积v 。的电流密度j 4 在u 处产生的场豆e 是分布在体积h的电流密度7 6 在v a 处产生的场如图x 所示。设7 4 为天线电流7 ( ，) ，在远区场点一n而卜矿如，l幽卜挪为加舭f f )d ”h (式公幺那第二章对称振子的六元均匀圆阵处产生的场为蟛= e “。3 6 为位于场点v 6 的电流元了6 = ，。t 。它在天线v 。处产生的场为乓= e 6 ，设电流元沿厅方向取向，即，。，= l o ，i 。x图2 1互易定理求天线辐射场己知电流元在最大辐射方向的辐射场为昂= 艺竽e ( 2 1 3 )将式( 2 1 3 ) 代入式( 2 1 2 ) 中，则胁= 。w “脚面等讲( 21 4 )利用远场近似t 在振幅中r = r o ，在相位中r = 一，只是坐标原点至天线的第n 个分段中心的矢径，考虑积分和求和的变换，并把式( 2 1 4 ) 代入，则胁= 等e 呐善和朋( 21 5 )令y ：= 缸，沁i 凰( 2 1 6 )称为接收电压，它表示沿厅方向极化的单位平面波入射到上产生的电压，写成矩阵形式丘厅2 弓孚e 一叫砖】【， 2 等e 一咖瞬】- 帆。】【】( z - ，)天线的辐射场包含有两个分量局和，如果分别取厅= 画和牙：西，式( 2 1 7 )天线阵列单元的不圆度研究给出的分量就是岛和日于是总场为雹= e e 6 + e 。而( 2 1 8 )天线增益定义为无耗天线在( 0 ，劝方向的辐射强度与平均辐射强度之比，它可表示为g 秭= 半= 掣( 2 1 9 )j o ，一。式中s ( 8 纠是天线在( b 秭方向的功率密度瓯是无耗天线的平均功率密度，e ( b 钟是天线在( o ，劝方向的辐射电场，只。= r e p j 以j = r e ( 巧曙) 是天线的输入功率。7 7 = j 等是自由空间的波阻抗。它等于1 2 0 硼) 对于d 方向极化的天线增益可以将式( 2 1 7 ) 代入式( 2 1 9 ) ，得到刚咖丁1 2 0 尢：湍弦z 。，其中，h 面增益方向图为g ( 御睁= 9 0 0 时。对于孤立天线，其h 面增益方向图时一个圆，即h 面为无方向性。附a l i ，o ，“p a l 糨t e r n ( e 1 8 v a 悯后文中用s n e c 软件计算阵列的参数，s n e cl、软件的源程序是用矩量法编写的。现在用它计算，j 一个半波对称振子的辐射方向图如图2 2 所示，lj)它的增益是2 1 6 d b ，与理论值吻合，因此我们认t 薤、，一、缸为后文中给出的用矩量法和用s n e c 软件计算得+ 1 、一，出的数据是可信的。1 8 02 2 六元均匀圆阵单元振子的性质在智能天线系统的研究中。一般都假设系统的接收天线阵列的单元振子是全向性的，即h 面增益方向图是无方向性的。从天线阵列的各个振子上接收下来的信号只有相位的差别而没有幅度的差别，然后输入到处理单元部分。但是。实际的天线阵列的振子间有耦合作用，这使得天线阵列的单元阵中方向图发生畸变，第二章对称振子的六元均匀圆阵单元的阵中h 面方向闰不再是一个圆使阵列的单元在接收空间信号时具有方向性。增益方向图的最大辐射方向的增益值与最小辐射方向的增益值的差( 用d b 表示) 就称为单元阵中增益方向图的不圆度它表征阵列的振子单元在阵中的接收能力在方位角度上的差异。这样天线各单元接收下的信号本身具有相位与幅度的差别，同时因为互耦的影响使得阵列的单元接收下来的信号之间也产生了相互影响。现在有很多降低或矫正互耦作用的方法是以软件的形式分析研究的。用某种算法来实现。本文从阵列本身的角度研究来这个问题。下面是平面六元均匀圆阵的性能计算。由对称阵子组成的六元均匀圆阵，用矩量法讨算阵列的其中一个单元振子馈电时，此单元振子的阵中方向图。图2 3 是对称振子构成的六元均匀圆阵位子的摊歹l j 形式，一共从“l ”号到“6 ”号六个振子。对“6 ”号振子用l 伏电压馈电，鼯激励单元位于阵列的3 0 0 度的位置，其他振子的端口可以是开路、短路、加戳三种状态。八，丸骄i h “1 ：意图2 3 六元均匀圆阵平面位置用矩量法计算六元均匀躅阵“6 ”号振子单元的阵中增益方向图计算曲线如图2 , 4 所示，图中横坐标为角度( 度) ，纵坐标为增益( d b ) 。计算参数如下。频率= 1 9 ( m h z ) ，分段数= 1 5 振予长度= o 5 波长，振子半径= 0 0 1 5 波长。阵列半径= o 5波长。设定状态，状态l t “6 “号振子用1 伏电压激励，其余振子短路此时“6 “号扳子的阵申增益方向图如图2 4 中的点线所示。箕不圆度为1 8 8 9 d b i 状态2 ；“6 ”号振子用1 伏电压激励，其余振子开路。此时“6 ”号振子的降中增益方向图如图2 4 中的实线所示，其不圆度为0 5 3 d b ；状态3 t “6 ”号振子用1 伏电压激励i 其余振子加载5 0 欧姆阻抗。此时“6 ”号振子的阵中增益方向图如图2 4 中的虚线所示。其不圆度为1 2 0 9 d b 。由以上的三种状态可以看出六元均匀圆阵列的单元振子的阵中增益方向图的不圆度在其他单元的端口为开路状态时最小。小于l d b ，在其余单元的端口状态为短路和加载时激励振子单元的阵中增益方向图的不圆度很丕垡堕型兰丕堕至婴堡堑互l 一大，与一般假设的阵列的单元在阵中的增益方向图是一个圆之间存在很大的差距如果实际阵列没有考虑到这种差别尤其是类似智能天线系统这种对阵列的信号进行处理的应用情况下会造成很大误差，从而引起系统性能的下降。r a d i a t i o np a t t e r n ( a z i m u t h )105口臼一1 0o一1 5一_ 一，1 j 、i ，j、f，o6 01 2 01 8 02 4 03 0 03 6 0m实线t 开路状态虚线t 加载5 0 欧姆l 点线一短路状态-图2 4 均匀六元圆阵端口状态不同时的性能2 3 六元均匀圆阵单元振子的频带特性以下图表分别表示在不同的端口状态下。六元均匀圆阵单元阵子的频带特性。表2 ，l 中的数值表示六元均匀圆阵在状态l 下“6 ”号振子的阵中增益方向图的不圆度频带特性。从表中数据可以看到，不圆度随频率的升高的变化大致是从小变到大再变小。在中心频率处不圆度的值达到最大约 9 d b 。可以看到除中心点以外的频带上的不圆度约在5 d b 以下。增益方向图的具体曲线参照图2 5 图2 7 。从袭2 1六元均匀圆阵在状态l 下“6 ”号振予的不圆度频带特性獭率1 0 01 5 02 0 02 5 03 0 03 5 0不二入m 盹舭mv l 4 amm( d b )04 2 5 20 6 5 3 9i 7 8 4 34 5 3 2 61 88 8 7 550 1 2 4颤率4 0 04 5 05 0 05 5 06 0 0不田度、m h zmm h z( d b )4 8 7 5 i4 0 2 1 44 7 3 1 23 2 5 6 425 0 3 7m口。c( 9第二章对称振子的六元均匀圆阵r a d i a t i o np a t t e r n ( a z i m u t h )一r a d i a t i o np a t t e r n ( a z i m u t h )f 一7 ，、一、一7j、彳：、t，盆勺：- 1 0鬲0，一、，一一7，、绻祭i 翻，、i，、06 01 2 01 8 02 4 03 0 03 6 006 01 2 01 8 02 4 03 0 03 6 0实线t1 0 0 m h z ，点划线i1 5 0 m h z l点线i3 0 0 m h z i 实线i3 5 0 m h z l虚线i2 0 0 m h z , 点线t2 5 0 m h z点划线l4 0 0 m h z ，虚线l4 5 0 m h z图2 5方向图1 0 0 - 2 5 0 m h z图2 6方向图3 0 0 4 5 0 m h z方向图曲线可以看出对激励振子所在的3 0 0 度的位置。方向图在不同的频率时，该方向的辐射强度是相对增强还是相对减弱是在变化的。也就是说对于激励振子，其余的振子的耦合作用在不同的距离的时候。对激励振子单元的影响是不一样的，也即耦合到的电流的相位和幅度是不一样的。所以表现出来的辐射特性也就不一样。相对于激励振子单元来说基本上可以分成引向和反射两类作用效果的表现形式，但是一个振子对其他振子的作用并不能这么简单的确定，需要通过一定的计算进行定量的分析研究。这种作用的研究在后文第三章关于1 3 寄生振子阵列的频带特性的研究中会有更加详细的计算分析和说明。表2 2 中的数据是六元均匀圆阵在状态2 下“6 ”号振子单元的阵中增益不圆度的频带特性。从数据可以看出大致上不圆度的值随着频率的升高而加大。可以认为端e 1 状态2 时，即其他振子的端口开路，在中心频率处的单元振子的不圆度小于l d b ，在低于4 5 0 m h z 的频段上，不圆度都小于5 d b ，但是余下的高频段不圆度就比较大了。可以认为，其他单元振子端口开路。相当于3 0 0 m h z 的1 4 波长的两个对称振子的共轴排列他们的丕垡堕型望垂塑至圆壁堑壅r a d i a t i o np a n e m ( a z i m u t h )工作的中心频率为6 0 0 m h z ，0这也可以说明为什么在- i6 0 0 m h z 附近单元振子的增益方向图的不圆度比较大，原因莒一2在于在振子的谐振波长附近一o 一3振子可以感应更多的电流，从而产生更大的互耦影响。这些一4开路振子对激励振子的耦合一5作用随着接近开路振子的中心频率升高而逐渐增大。具体的增益方向图的频带特性可见图2 8 图2 1 0 。，! ：澎沁|裂溪鬻? 彩状i：? i、_f j乙7j j，fj、j1_ ，t h 、-?06 01 2 01 8 02 4 03 0 03 6 0由点划线i5 0 0 m h z - 点线l5 5 0 m h z实线t6 0 0 m h z图2 7 方向图5 0 0 , 6 0 0 m h z表2 2 六元均匀圆阵在状态2 下“6 ”号振子的不圆度频带特性鼍1 0 01 5 02 0 02 5 03 0 03 5 0不圆壶m m h zmm h zm h z盹( d b )0 0 6 5 5o 1 2 5 80 2 3 5 70 4 9 5 40 5 3 2 81 2 5 9 1率4 0 04 5 05 0 05 5 06 0 0不圆叭心kmm h zm m h z( d b )3 3 5 2 24 9 9 8 75 5 0 8 91 0 2 5 6 87 7 4 4 5由图2 8 图2 1 0 可知其他振子对激励振子的耦合作用在不同的频率时表现出来的作用时不同的。即在激励振子所在的3 0 0 度方向上表现为引向还是反射作用是不一样的。而且和端口状态短路下的频带性质一样。随着频率的升高方向图随方位角的起伏变化变快，因为频率升高时。相当于阵列的排布的间距超过半波长。此时阵列的方向图出现栅瓣。端口状态2 的方向图不圆度的频带特性与端口状态1的相比整体的不圆度降低了很多，在阵列的中心频率处的不圆度降低约1 8 d b 。同时从图2 5 图2 1 0 可以看出同一种状态下，随着频率的变化增益方向图的变化趋势具有类似的特性，但是变化的幅度不一样。表2 3 中的数据是六元均匀圆阵在状态3 下“6 ”号振子的不圆度频带特性。从表中数据可以看出，不圆度的频蔓三里塑整篓王塑查垂望塑婴堕实线ji o o m h z , 虚线：1 5 0 m h z点划线l2 0 0 m l - l z l 点线- 2 5 0 m h z图28 方向图1 0 0 - 2 5 0 m f i z带特性和端口状态i 下的很类似；但比端口状态1 下的不圆度小。中心频率处约小6 d b ，其余频率处的不圆度基本相当。对应频率下的方向图见圉2 n 图2 1 3 。由方向图可见的其变化趋势和端口状态i 下的基本相同，说明在端口加载和短路的两种状态下，其他振子从激励振子上耦合到的电流基本上相同。幅度上硝有变化，在中心频率时幅度差别最大。而端口状态2 的开路状态下，端口处的电流不再具有连续性，要满足此时的边界条件，出童【9r e d i a l l o t , p s t l e m a z i n m t h 实线l3 0 0 m h z , 虚线i3 5 0 m h z点划线i4 0 0 m i - i z , 点线i4 5 0 m h z图2 9 方向图3 0 0 4 5 0 m h zr o 舶l i o , np e l t w r , a z i m u l h )即端点处电流为零，和状态l ，3 的差别很大。实线l5 0 0 m h z l 虚线5 5 0 m h z点线- 6 0 0 m i s a图2 1 0 方向图5 0 0 6 0 0 m h z。们啦舢一p，墨m0宣旦曼8墨垡堕型苎垂塑至圆鏖堑壅表2 3 六元均匀圆阵在状态3 下“6 ”号振子的不圆度频带特性嘲率1 0 0l s 02 0 02 5 03 0 03 5 0不未m h zm h zm舭m 盹m0 3 2 5 60 5 4 8 71 4 5 8 84 1 2 5 61 2 0 9 2 24 9 1 2 7噌率4 0 04 5 05 0 05 5 06 0 0不未m h zzm h zz舭( d b )4 5 7 3 42 8 8 5 44 6 5 8 93 3 2 3 22 4 8 9 5实线i1 0 0 m h z i 虚线l1 5 0 m h z ，点划线i2 0 0 m h z l 点线i2 5 0 m h z图2 1 1 方向图1 0 0 - - ，2 5 0 m h z- 45r a d i a t i o np a t t e m ( a z i m u t h l实线i3 0 0 m h z i 点线l3 5 0 m h z i点划线i4 0 0 m h z l 虚线l4 5 0 m h z图2 】2 方向图3 0 0 一一4 5 0 m h zr a d i a t i o rp 8 t t e r n ( a z i m u t h )a，7o 。吒艟7 i 。警：7 芯- t 谴l撼、弋一够囊澎f 弋l i ，7 。v 氍7 7飞、7j；巾实线i5 0 0 m h z ，虚线l5 5 0 m h z i点线l6 0 0 m h z图2 1 3 方向图5 0 0 , 一6 0 0 m h z1 5一叠d 1u i c 、1oqt。要蠢第二章对称振子的六元均匀圆阵2 4 小结由以上的图表的曲线和数据可以看出，由对称振子构成的六元均匀圆阵的某一个单元振子的阵中增益方向图的不圆度。在其他振子的端口状态不同时。会有不同的特性，而且相应的不圆度的频带特性也不相同。仅从不圆度这个性能参数来看，阵列的其他振子单元开路时，激励振子的不圆度特性最好。此时中心频率处的不圆度小于l d b 。但是应用子智能天线系统的阵列天线在工作时，每个阵列单元都要接通道，也就是端1 3 状态为加载的情况，端口状态为3 的情况。那么这时不圆度的特性并不能达到理论分析中假设的那样。每个单元的阵中方向图是一个圆。这种假设没有考虑振子之间的互耦作用，而且在中心频率处的不圆度约为1 2 d b 。在一些存在干扰比较大的通信环境中。即使使用一些补偿算法来弥补因为阵列的单元振子的不圆度引起的信号的减弱，此时也会因为有用信号已经淹没在噪声环境中，没有办法恢复出准确的信号而失败。所以有必要在信号处理以前，在接收信号的时候就把这种互耦影响消除掉。所以，一般的由对称振子构成的六元均匀圆阵应用到实际智能天线系统中时，需要考虑阵列单元振子的增益方向图的不圆度，而不能当作理想阵列直接应用。丕塑堕型璺重盟丕婴壅婴塞第三章用寄生振子降低六元均匀圆阵的不圆度3 1寄生振子模型分析为了考察寄生振子”对主单元振子的耦合的影响引入以下的寄生振子模型一位于自由空间中的孤立对称振子的h 面增益方向图是一个圆。以这个对称振子为中心在圆周上均匀放置六个对称振子把这六个振子称为寄生振子。如图3 1 中“1 ”号到“6 ”号振子。当周围寄生对称振子所在圆的半径为r k 时。r 为阵列半径。k 为中心频率的波长。计算此时有寄生角。l ：搬r 瞧幔砸意劁图3 1 寄生振子模型振子互耦影响的中心处主振子的h 面增益方向图。如下图3 2 ，图3 3 所示，其方向图的不圆度随着r 入的变化如表3 1 中的数据所示。由表3 1 中数据可以看出当r 九的值由小变大时，不圆度的幅度值呈起伏变化状态，而且变化的幅度由小变大再由大变小。同时结合图3 2 、图3 3 可以看出，随着阵列半径r 九的变化，方向图的不圆度有很大的变化。振子之间的互耦作用使得寄生振子上感应有电流，在不同的距离上。寄生振子表现出引向或反射以及其中间状态的作用效果，如果假设引向时相位为0 。反射时相位为1 8 0 度，则中间状态就是一个其他的相位值，他们表示方向图的0 度位置的增益方向图的幅度值与最大增益幅度值的相互关系。图3 1 中的寄生振子的位置分别在0 。6 0 ，1 2 0 ，1 8 0 ，2 4 0 ，3 0 0 度方向。从图3 2图3 3 中可以很清楚的看到寄生振子的作用效果。图中标示数字为阵列半径r 九的值。在实际工程的天线阵列中，可先计算出某一个单元的阵中增益方向图然后按照寄生阵子在不同的间距时起不同的作用。在需要降低增益的方位增加反射性作用的寄生振子，在需要提高增益的方位增加引向性作用的寄生振子。当需要考虑阵列的多个或者全部单元的时候。则先考虑单独的单元然后对寄生振子的配置做整体的调整出现矛盾时取折中的方法，原则是既能比较好的降低某一个单元的阵中方向图的不圆度，又不会对其他的振子有很大的不良影响。1 一、鼍粤一，一、一寥，j 一、|、o|、多4 一第三章用寄生振子降低六元均匀圆阵的不圆度表1 不同的阵列半径( 单位：波长) 时的中心处振子的方向图不圆度l ( r x )03040 50 6070 8091 olll2j不圃度( d b )0 1 5 4 40 7 0 6 02 5 7 0 83 i 4 3 8 74 1 7 0 617 5 2 84 ，6 7 0 81 0 1 1 8 61 44 5 6 21 06 3 4 6i阵列半径( “ )l3l41 5l61 7i 81 92 02 l22i不圆度d n )6 3 4 8 227 5 4 908 9 4 24 1 9 7 95 9 7 5 32 9 9 4 70 8 3 2 7) 4 9 7 96 ，8 7 1 867 8 6 2图32 ( 半径变化0 3 1 1 )图3 3 ( 半径变化1 3 2 1 )3 2配置7 个寄生振子的六元均匀圆阵在由对称振子构成的六元均匀圆阵的中心以及周围配置7 个对称振子的寄生振子整个阵列分布形式如图3 4 所示。圆阵中心一个“l ”号寄生振子，与主振子相连的沿直径方向的外延线上分别加一个寄生扳子，共7 个寄生振子。“2 ”主振子号用1 伏电压激励，其余主振子加载5 0 欧姆阻抗。中心处的寄生振子加载5 0 欧姆阻抗。其他寄生振子开路。用矩量法计算阵列的增益方向图计算参数如下频率= 1 9 g h z ，分图3 47 个寄生振子的六元均匀圆阵段数= 1 5 。振子长度= 0 5 九振子半径= 0 0 1 5x 。阵列的排布分成内外两个半径r l 九为主振子的圆半径，r 2 九为寄生振子的圆半径。天线阵列单元的不圆度研究( 1 ) r l 九= o 5 九，r 2 x = 1 4 x 。方向图不圆度为1 8 7 d b 。方向图如图6 所示。( 2 )r l x = 0 7 九，r 2 九= 1 2 x ，不圆度为1 9 6 d b 。方向图如图7 所示。下表3 2 中的数据是七个寄生振子的六元均匀圆阵在不同的半径时的增益方向图的不圆度。r l x ，r 2 k 分别表示六元圆阵的半径和寄生振子所在圆的半径。表3 2七个寄生振子的阵列在不同的半径时的方向图不圆度不r 2 谜r “x 以及对应的不圆度n 30 5o ：0 8ji ：1 41 不圆度( d b l7 3 7 7 33 0 0 5 0 53 2 3 9 7 83 5 8 9 9 5 4 0 3 4 6 2 3 0 5 9 72 0 2 1 30 5n 0 1ij 2j 1i 6i 8不圆度( d b l4 0 3 0 3 8 3 3 9 9 l l 2 9 5 6 6 92 89 3 9 j 1 4 0 2 l z2 9 4 4 7 l2 4 2 8 4 ln ，0 自】1 21 di j 8不圆度( d b l2 l6 6 3 83 09 0 3 ：1 38 4 3 51 57 8 7 3 3 89 2 2 , 41 3 8 4 9 f2 2 9 2 1 20 sl1 4j fj 82 2 q不圆度( 曲)1 3 4 9 鹏1 8 3 8 7 ：3 3 5 7 l l2 i 5 0 2 9 3 2 8 8 3 5 1 5 4 6 9 41 80 5 5 ei 21 di f1 g22 二2 2 6不圆度( d a )2 57 3 6 93 76 8 l !1 2 7 5 4 d1 3 6 0 7 (1 3 2 4 2 1t 3 3 0 4 92 2 4 4 2 31 51 i 22 22 2 62 不圆度( d s l3 69 4 l81 49 “32 6 4 7 5 】1 0 7 9 1 99 5 2 2 21 1 1 6 5 76 1 2 2 7由表3 2 中的数据可以看出，r 2 1 x 固定，r l k 有小变大时。不圆度起伏变化；反之r l k 固定。r 2 , 有小变大时。不圆度也起伏变化。总体上不圆度性能比一图3 5七个寄生振子的六元均匀圆阵在不同的半径时的方向图第三章用寄生振子降低六元均匀圆阵的不圆度般的六元均匀圆阵的差( 对照六元均匀圆阵的状态3 ，不圆度约为1 2 d b ) 。从寄生振子模型分析部分可以得到定性的解释t 比如图5 中“2 ”“3 ”号振子的连线方向上没有寄生振子来引向或者反射。所以这种方案虽然寄生振子的个数不是很多。但是寄生振子的配置没有在整体上解决好互耦问题。增益方向图见图3 5 ( a ) ，( b ) 。此时激励振子位于0 度位置。3 t 3 配置1 3 个寄生振子的六元均匀圆阵在由对称振子构成的六元i均匀圆阵的中心和周围配置1 31个对称振子的寄生振子阵列的们1 ：ij 1i排列分布形式如图3 6 所示图。 t ； !ill l i中的“2 ”号“7 ”号振子是主。；l - l1i ，! iiji rl振子，其他为寄生振子，r l 、r 2 、l l 、ill 5i，+ ，ir 3 是阵列的分布半径。“2 ”号：一。，”l主振子用1 伏电压激励，其余振、，7 _ 。5l子加载5 0 欧姆阻抗，用s n e c1。i软件计算。计算参数如下- 频图3 61 3 个寄生振子的六元均匀圆阵排列率= l 9 ( g h z ) 。分段数= 1 5 ，振子长度= 0 5 九，九是中心频率的波长，振子半径= o ，0 1 5九，r l = o 5 k ，r 2 = o 8 5 九，r 3 = o 7 4 k ，此时“2 ”号振子的阵中增益方向图不圆度为1 4 8 d b ，整个频带的增益方向图如图3 7 到图3 1 0 所示。其横坐标表示角度( 单位。度) ，纵坐标表示增益( 单位：d b ) 。与7 个寄生振子的阵列以及一般的六元阵列相比，不圆度变小很多。性能得到很大的提高。从原理部分也可以得到较好的解释对于“2 ”到“7 ”号振子来说，相邻的振子的延长线上都有寄生振子的配置，而且中心部分“i ”号阵子的存在，在很大程度上改善了整个阵列的对称性。其中间隔较大的振子间。不妨说“2 ”和“4 ”号振子相隔比较远本身的互耦作用比较弱，所以他们的连线方向上没有寄生振子的存在。可以把1 3 个寄生振子的阵列看成是7 个寄生振子的阵列的改进。表3 3 是配置1 3 个寄生振子的六元均匀圆阵的不圆度频带特性。由表中数据可以看出，中心频率处的方向图的不圆度小于1 5 r i b ，低频端的方向图的不圆度小于4 d b ，高频端的方向图的不圆度小于7 5 d b 。天线阵列单元的不圆度研究表3 3 配置1 3 个寄生振子的六元均匀圆阵的不圆度频带特性啦率1 0 01 5 02 0 02 5 03 0 03 5 0不武l v t h z眦m h zi v l h zm h zn 盹( d b )0 4 20 ，4 7i 9 33 5 21 3 84 0 l酒率4 0 04 5 05 0 05 5 06 0 0不圆度zzm( d b )5 8 87 2 36 4 l6 4 75 3 5口v兰o与一般的六元均匀圆阵相比( 在状态3 的情况下的性能) ，中心频率处的不圆度得到很好的改善。但是整个频带的性能变差了，尤其是高频段的增益方向图的不圆度性能大约变大约2 d b 。比较相同频率点的方向图曲线也可以发现，有寄生振予的阵列的辐射特性更加复杂i 也比其他的两种状态下的辐射特性更加复杂。寄生振子阵列在不同频率点的方向图见图3 7 到图3 1 0 。激励单元振子位于0 度位置。由方向图可见整个阵列的辐射方向图的变化趋势随频率升高而变得复杂。而且随着频率的变化，在0 度和1 8 0 度位置的增益方向图的相对大小在变化，表现出不同程度的增强和减弱作用。也可以注意到。相邻的频率点时的增益方向图的变化趋势具有一定的相类似性。r a 删a t i o np a t t e m ( a z i m u t h )r a d i a t i o np a n e m ( a z i m u t h )1实线i o o m h z ) 虚线l1 5 0 m h z l点划线i2 0 0 m h z l 点线l2 5 0 m h z ，图3 71 0 伊0 2 5 0 m k 方向图图3 83 0 0 m h z 方向图第三章用寄生振子降低六元均匀圆阵的不圆度10- 2一墨4鼍。681 0r a d i a t i o np a t t e r n ( a z i m d h )06 01 2 01 8 02 4 03 0 0m点线：3 5 0 m h z ，虚线i4 0 0 m h z实线l4 5 0 m h z图3 93 5 0 - 4 5 0 m h z 方向图虚线l5 0 0 m h z l 实线l5 5 0 m h z点划线6 0 0 m h z图3 1 05 0 0 - 6 0 0 m h z 方向图3 4 小结通过上面的计算分析可以看出，给原始阵列增加寄生振子的方法，可以降低原始阵列中被考查单元振子的阵中增益方向图的不圆度。配置1 3 个寄生振子的阵列的不圆度性能比配置7 个寄生振子的更加好，阵中增益方向图不圆度可以从原始的六元均匀圆阵的大于1 0 d bt i 鞭i d , - t - 2 d b ，使阵列的增益方向图的不圆度特性得到很好的改善。使用配置寄生振子的方法同时也在一定程度上改善了阵列的频带特性，尤其是低频段的频带特性改善的较好。高频段比原来的性能稍差。用配置寄生振子的方法降低单元阵中增益方向图的不圆度的方法需要找到合理的配置方案，即需要找到合适的配置寄生振子的个数和合适的位置i 同时并不是寄生振子越多越好寄生振子越多则他们的作用就越复杂在配置寄生振子时要考虑的因素就越多，实际的工程中的实现就更加复杂。所以在原则上。要用尽量少的寄生振子达到使所有的被要求的振子单元的不圆度降低的效果本文中研究了六元均匀圆阵