（电力电子与电力传动专业论文）boostpfc电路拓扑和控制算法的研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 摘要 高功率因数低谐波单相p f c 电路，基本实现输入电流无纹波。 ( 3 ) 空间矢量简化算法在三相p 删电压型整流器中的应用 在中大功率应用场合，选用三相六开关电压型拓扑，采用适当的控制策略，系统可以获得 优良的性能指标。该电路拓扑具有能量双向流动的特性，对需要能量回馈的场合是很有意义的。 所以，总的说来p w m 整流器采用六开关b 0 0 s t 结构应是一种趋势。 将传统的电流控制策略加以改进，结合他们的优点，并与空间矢量调制技术相结台的数字 化控制策略是p w m 整流器控制策略发展的方向之一。以现代控制理论为基础的数字化电流控 制策略也是一个发展方向。近年来许多三相p w m 整流器的控制都采用了d s p 控制，这代表了 个趋势，预计今后数字化控制将逐渐取代模拟控制，将占据在控制技术方面研究和开发的主 导地位。 本文第四章提出了应用于三相六开关b o o s t 型p 删整流器的空间矢量简化算法，避免了常 规空间矢量控制方法复杂的反正切函数、正弦函数和平方根运算。该方法根据两相笛卡儿坐标 系上的电压空间矢量，直接确定电压空间矢量所在扇区，计算合成参考电压矢量的电压空间矢 量在各个扇区内的作用时间，从而得出当前的开关状态及控制占空比。避免了传统控制策略中 关于反正切正弦查表等繁杂工作，简化了运算过程。此外推导出了适用于此三相整流系统的建 模和控制环设计。 通过p e p r o v c 3 3 电力电子开发平台，将此简化算法和控制环设计应用于三相p 删整流电 路，验证了本文所提出的简化控制算法和控制环设计的有效性。通过实验得到对称连续正弦的 输入电流波形，将系统输入电流的总谐波畸变率控制在4 以f ，同时实现了单位功率因数整流。 关键词：功率因数校止：数字控制；脉宽调制：预测控制算法；双管h 桥整流电路；输入电流 无纹波；三相电压型整流器：空间矢量调制；控制环设计。 塑坚查堂堡主兰垡兰壅 塑萋 a b s t r a c t n o w a d a y sp f ca c d cc o n v e r t e r sw h i c h a r eb e i n gu s e di nm a n yf i e l d sp l a ya l l i m p o 哟n tm l ei nt 1 1 el i f e i ti su s e di nm a i l ya p p l i c a t i o n s ，b e c a 岫eo fs e v c m la d v 趾t a g e s s u c ha s ：r e g u l a d o no fi n p u tp o w e rf a c t o rt ou n i t y ，m i n i m 啪h a n n o n i cd i s t o n i o no fi n p u t l i l l ec u r r e n t s ，n e a rs i n u s o i d a lc m r c i l tw a v e f b n n s ，p r e c i s er e g u l a t i o no f o u 印u td cv o l t a g e ， a n db i d i r e c t i o n a lp o w e rn o w 1 h i sd i s s e r t a t i o ni n v e s t i g a t e st od i g i t a lc 洲嘶l l e d m 砒o d s 锄da ni m p r o v e dt o p o l o g yo f l eb 0 0 s t - p f c t h em a i nc o n t r i b m i o n so ft l l i s d i s s e n a t i o na r ea sf b l l o w s ( 1 ) a ni m p r o v e da l g 嘶t h l nf o rd s p i r n p l e m e n 诅t i o no f b o o s tp f c c o n v e n e r w i t ht l l ed e v e l o 舢n e n to fm ed i g i t a lt e c h i l i q u e ，m o r c 趾dm o r ec o n t r o la l g o r i t l l m s c a i lb ei m p l e m e n t e di np o w e re l c c 们n i c sb ym ed i 西t a lc h i p s - 确em 嘶t so fd i g i t a l c o n 缸d 1 ：n ot e m p c r a t u r ed r i f t ，s i m p l eh a r d w a r e ，n e x i b l ec o n 打o la n de a s yt or e a l i z e a d v a n c e d 捌m m e t i ce t c ，m a k ed i g i t a lt e c l l l l i q u et ob eu s e di np o 、e rs u p p l ym a n u f h c t u r e t ol e ti tm o r ec r e d i b l ea n de 器i e rt or e a l i z ei nb a t c h e s 谢t l ll o w e rc o 啦s oi nt 量l ec u r r e l l t i t sp o p u l a rt ou s ed i g i t a lc o n n d li np o w e rd e s i g n a 1 1o fm ee x i s t i n gc o n 勘lt e c h n i q u ec a 衄o t 址e 砌1a d v 趾诅g e so ft 1 1 ed s pa n dm e s 、v i t c h i n g 骶q u e n c yo f 廿l ec o n v e n e ri sl i m i t c db y l es p e e d o f t 圭1 ed s p s o 髓i m l ) r 0 v e d d i g i t a lc o n t r o la l g o r i t h i ni sp m p o s e dt os o l v et h ea b o v em e n t i o n e dp r o b l e m si i ld i 百t a l c o n t m h e dp f c a 1 1 印p r o a c hf o r 廿l ed e s i g no fad i g i t a l c o n t r o l l e rf o rs i n 醇e p h a s eb o o s tp f c p r e - r e g u l a t o ri sp r e s e n t e d ，h i c h i s p e r f b 朋e db ym e 锄so f as t 锄d a r dd s p ( t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ) 1 1 l i st h e s i sp r o p o s e sa 1 1i m p r o v e dd i g i 埘c o i l 缸d la 1 9 0 r i 恤no fp o w e r f 如t o rp r e r e g u l a t o r s ( p f p ) t or e d u c et l l ec p ur e q u 主删e n t i ta v o i d st h ec o m p l e x c a l c u l a t i o n sf o rt h ed u t yc y c l e sn e e d 酣i nt h ec o n v e m i o n a lm e t h o d s b a s e do nt l l e i m p r o v e da l g o r i t | l i i l ，m o s to f t l l ed u t yr a t i oc a l c u l 砒i o nw a sa c c o m p l i s h e di nm a i f lr o u t i n c c y c l e t h ei n p u tv 0 1 诅g ea i l dt l l eo u t p u tv 0 1 t a g ea 】s oc a i lb c 姗p l e do m y o n c ei ns e v e r a l s w i t c l l i n gp 甜o d s s oi ne v e f ys w “c l l i n gc y c l e ，i to n l yn e e d st os 锄p l e 也ei n p u tc u r r e m a n dc a l c u l a t et h ed u t yc y c l eb y 廿l es i m p l ee q l l a t i o n so fb 0 0 s tt o p o l o g yh a wt og e tt h e c o m m lp a r a m e t e r si sa i l a l y z e di nd 咖i l s e x p e r i m e n t a lr e s i l l t so nas i n g l e - p h a s e5 0 0 w b o o s tp f ps h o wt 1 1 ee f i b c t i v c n e s so ft l l ep m p o s e ds o l m i o n ，w h i c hd 哪o n s n - a t et i l a lt 1 1 e p r o p o s e ds m l t e g yf o rp f ca c h i e v e su n i t yi n p u tp o w e rf k t o rw i mh i g h e rs w i t c h i n g 浙江大学硕士学位论文摘要 f e q u e n c y t 1 1 a 1 1c o m m o n l yu s e da v e r a g ec u r r c mm c h d ec o n 仃0 1 ( 2 ) a2 一s 惭t c hh - b r i d g eb o o s t - p f c 诵t hr i p p l e 觚ei n p u tc u r r c n t t h e2 一s w n c hh - b r i d g eb o o s t - p f ch a s1 0 w e rc o n d u c t i o nl o s s e sd u et o 1 ef h tt 1 1 a t o n l y t 、v os e 血c o n d u c t o r sc o n d u c t 砒m es 锄et i m ed 岫g 也ed i 妤e r c n ts t a g e so f o p c 阳l i o no f t h ec 0 i e r t e l a 1 1i n l p r o v e dt 叩o l o g yo fb o o s tc o n v e r t e ri sp r o p o s e di nm em i r dc h a p t c r ，i nw h i e h e x t mc o u p l e di n d u c t o r s 姐dac 印a c i t o ra r ea d d e di i l t oa2 - g 晰t c hh 一嘶d g er e c t i f i 盯t o r e d u c et l l e i n p u t c u 玎e mr i p p l e m o r e o v e rt h es p e c i a l d e s i 印c o 璐i d e r a t i o n sf o r a p p l i c a t i o n sa r ep r o p o s e dd 喇1 s i m u l a t i o na n de x p e f i m 衄t a lr e s u l t sf b rt l l ei i n p m v e d f e c t i f i e r3 k w l a b o m t o r yp r o t o t y p ea r ea l s op r e s t e d ( 3 ) a p p l i c a t i o n o f s i m p l 访e ds p a c e - v e c t o r m o d l l l a t i o na l g o f i t l l m t o m r e e - p h 雒e v 0 1 t a g e s o l l r c ep ，mr e c t i f i e l as i m p l i f i e da l g o r i t i l mi s p r o p o s e df o rs p a c e - v e c t o fm o d u l a t i o no ft h r e e - p l l a s e v o l t a g es o u r c ep w mr e c t m e li ta v o i d st h cc a l c l l l a t i o no f 跚ct 趾g e n t ，s q u a r er o o t 锄d p o l a rc o o r d i n 砒ec a l c u l 砒i o n i nt h i sa l g 硎t i l i i l ，t l l e 、v o r k i n gs e c t o ri sd 毗e m i n e db yt l l e v o l 协g ec o m m a i l d si nc a n e s i a nc o o r d i n a t e s t h 如m ed u t yc y c l e so fs p a c ev o l t a g e v e c t o r sa r ec a l c u l a t e dd i r e c yi ne a c hs e c t o r ，s ot l l a tt h ep w mc o n t r o lc a i lb em o r e e f f i c i e m i ta v o i d st l l el o o k - u p 诅b l e so fs i n e 强讹ra r c t a l l g e n t 卸dc o m p l e xc a l c u l a i i o n s n e e d e di nt h ec o n v e m i o n a lm e 山0 d s i na d d i t i o n ，扛砒1 s f e r 鼬c t i o no ft h ep f o p o s e d 静e c t 洒e ri sd e d u c e da i l di tc a l lb eu s e df o rt l l ec o n 仃o l l o o pd e s i 舻o f t l l es y s t e m ap 咖。t y p eo fp r o j e c ti sc o m p l e t e db a s e do nad i g i t a lc o n 咖ls y s t e mf o rp o w c r e l e c 仃d n i c s “p e - p r o v c 3 3 ”1 1 1 ee x p 谢m e n t a lr e s l l l t sa r cg i v e nf o rv e r i f i c a t i o no f 龇 v a l i d i t yo ft i l ea l g o r i t l l m 柚dt 1 1 ec o n t r o ll o o pd e s i g n t h es y s t e mh a st l l ea d v 卸t a g e s i n c l u d i n gl l i l 时j n p u tp o w e r t o r 锄dg r e a t l yr e d u c e d h 锄l o n i cd i s t o r t i o nd u et on e a 订y s i 肿s o i d a li n d u tl i n ec u n _ e n ta n a i n a b l ew i t hc o n t r o l l e dr e c t i 丘e r s 1 ( e yw o r d s ：p o w e rf k t o rc o r r e c t i o n ；d 硒t a lc o n 仃o l ；p w m ；p r e d i c t i v ea l g o 瑚瑚； 2 一s 、 ，i t c hh - b r i d g er e c t 至f i c r ；r i p p l e 行e ei i l p mc u “伯t ；t 1 1 i 优- p h a s ev o l t a g cs o u r c er e c t i f i e r ； s v m ；c o n t m l l 0 0 pd e s i g n i v 浙江大学硕士学位论文1 绪论 1 1 研究背景捌 第一章绪论 整流电路，即a c d c 变换电路，是指能直接将交流电能转换为直流电能的 电路，是电力电子技术及电子仪器中应用极为广泛的一种变换电路。图1 1 ( a ) 所示的是传统的不控二极管整流电路，交流电源经全波整流后，一般接一个大电 容器，以得到波形较为平直的直流电压。此电路是一种非线性元件和储能元件的 组合，因此，虽然输入交流电压是正弦的，但输入交流电流波形却严重畸变，呈 脉冲状，如图1 1 ( b ) 所示。此电路对输入进行整流滤波时，只在输入交流电压 的峰值部分才有输入电流，导致输入电流含有很大的电流谐波含量，严重干扰了 电网，并且输入端的功率因数下降。 交流电源 _ = 一 1z、 j 劣。 w ，； 图1 1 不控二极管整流电路 为了减少对交流电网的谐波污染，目前国外已推出了一些限制电流谐波的标 准，如i e c5 5 5 - 2c l a s sd 标准，要求交流输入电源必须采取措旋降低电流谐波 含量，提高功率因数。 解决谐波污染的主要思路有两种：一种是在电网侧，对已产生的谐波进行补 偿；另外一种是通过对产生谐波的电力电子装置的拓扑结构和控制策略进行改造， 即对电力电子装置的无源的和有源的功率因数校正( p f c ) ，使其理论上不产生谐 波，输入电压与输入电流同相，即输入为单位功率因数。后一种是相对积极的解 决方法。 采用p w m 控制方式的整流器，能得到较好的单位功率因数，减少线电流畸 变，实现能量的双向传输，是实现电力电子装置功率因数校正和谐波抑制的理想 整流器。近年来，谐波污染的加重和相关谐波标准的制定和强制执行，为p w m 整流器的研究和发展注入了动力。全控型电力电子器件的成熟和大容量化也为中 浙江大学硕士学位论文1 绪论 大功率p w m 整流器的研制奠定了坚实的物质基础。 从原理上说，任何一种d c m c 变换器拓扑都可用作p f c 的主电路。但是由 于b o o s t 变换器的特殊优点，应用于p f c 更为广泛。 b o o s t 有源功率因数校正器的主要优点归纳如下： 1 ) 有输入电感，可减少对输入滤波器的要求，并可防止电网对主电路高频 瞬态冲击； 2 ) 输出电压大于输入电压峰值。如输入9 0 至1 3 2v 交流，输出直流电压约 为2 0 0 v ；若输入为9 5 至2 4 0 v 交流，直流输出将约为4 0 0 v ； 3 ) 开关器件的电压应力最大为输出电压值； 4 ) 容易驱动功率开关，开关源极的电位为0 v ； 5 ) 在国际标准规定的输入电压和频率广泛变化范围内可保持正常工作。 b o o s t 有源功率因数校正器的主要缺点有： 1 ) 输出和输入间无绝缘隔离； 2 ) 输入电压峰值大于输出电压时，电路易失控。所以启动时需注意。 3 ) 在开关管、二极管和输出电容形成的回路中若有杂散电感，则在 2 5 1 0 0 x 浙江大学硕士学位论文1 绪论 热器的体积大小。图1 3 ( e ) ，是双管倍压半桥电路，与其他电路相比电路简单， 是提高输出电压的一种低成本电路。 、z 洲一气耵 lzi d 2 i 。j ( a ) 单管整流电路 ( c ) 四开关h 桥整流电路 r r ( b ) 双管h 桥整流电路 ( d ) 双管不对称半桥电路 ( e ) 双管倍压半桥电路 图1 3 单相p w m b o o s l 整流电路1 8 r r 双管倍压半桥电路与四开关管h 桥电路和双管h 桥电路比较类似，都在交流 源端串联了b o o s t 电感。不对称半桥电路是将b o o s t 电感置于二极管整流桥的输 出端。单管整流电路则两种情况都有，图1 3 ( a ) 为改进电路，电感移到了整流 桥的交流侧，所以整流器中哪两个二极管导通将由电感电流的方向决定，所以此 电路拓扑也有三个工作状态。 图1 3 中五个电路都通过电压波形k 来控制输入交流电流。根据上述单相 b o o s t 整流电路电感电压v l 的变化得出三个基本的工作模式，如图1 4 所示。不同 b o o s t 整流电路的开关特性，可以由以上三个工作模式相关的电感电压安以下分 类： a ) 一h i = i v ”卜_ ；输出电压通常大于输入交流电压，此开关状态用于减小交流 4 习l，0l_1强划慕 寮 旷本1_ d广】r 浙江大学硕士学位论文 1 绪论 电流值的大小。 b ) h = l v a c i ：此开关状态增加输入交流电流的绝对值大小。但是如果参考电流值 迅速增加，比如在每个输入电压半波的初始阶段，相对来说，此开关工作状 态的作用相当于减少输入电流值。 c ) h l = 卜。l 十比：此开关状态的工作目的是迅速增加输入交流电流的绝对值大 小，其上升率要远大于仅仅加交流电压v a c 在电感两端。在每个输入电压半波 的初始阶段，此工作状态能有效地快速增加电流参考值。 tt 1 r ( a )c o )( c ) 图1 4 单相b o o s t 整流电路三个常规工作模式 r 对应于上图电感电压分类，表1 1 中列出了每个整流电路所允许的工作状态。 表1 1 单相b o o s t 整流电路工作状态 单管整双管h 桥四开关h 桥叹管不对称半双管倍压 v a cv lv u 流电路整流电路整流电路桥电路半桥电路 一k l = i v a c i 一。 十k 。 d 1 d 2 d 1 & d 2d 1 d 2 d 1 ，d 2 ，d 5 d 3 dd 6 o d 2 t 3 d 1 ，d 2 ，d 5 & 正 o d 1 ，d 2 d 2 t 3 ( o r d l r 6 ( o r d l ，d 2 ， 不存在 半 l 吃| = l v a 。i t 1 波 t 4 )d 6 t 5 ) d i d 2 t 5 l h | = l v 。i + k k不存在不存在 t 3 & t 4t 1 t 6 一hj = i v a c | - k一珞 d 3 d 4 d 3 & d 4d 3 d 4 d 3 ，d 4 ，d 5 d 1 dd 6 t = 一。( r ) t 一( 1 一d ( 嘞v o ( f ) l ( 2 1 ) l = ( + 1 ) ( 2 4 ) t t = ( 七+ 1 ) ( 2 5 ) f l ( 女) 和f l ( “- 1 ) 分别代表t ”和( t + 1 ) “次开关周期结束时的输入电感电流值。即经过第 ( i + 1 ) “次开关周期，电感电流由t ( j | ) 变为f l ( t + 】) ，所以电感电压在( i + 1 ) “开关周期时的 离散方程如下所示： 华：址掣 ( 2 6 ) m z 。 将式( 2 4 ) 、( 2 5 ) 和( 2 。6 ) 代入式( 2 ，3 ) 缛到占空比在仕+ l p 开关周期时的离散 v 珊( t + 1 ) 一【屯( i + 1 ) 一t ( t ) 】睾 表达式： d ( 七+ 1 ) = 1 一i 石了可j ( 2 7 ) 要实现b o o s t 电路上的单位功率因数校正，必须控制下一周期的电感电流跟踪参考 电流。即要控制f l ( 尼+ 1 ) 等于电流参考值k ( 七十1 ) ，如图2 2 所示。 图2 2 电流环控制策略 所以将实际检测电流与参考电流比较，可以得到所希望的第( 七+ 1 ) “开关周期时输入 电感的压降h ( 惫+ 1 ) ，如式( 2 8 ) 所示。 v “女+ 1 ) = l 生半= l 生半 ( 2 8 ) 同时，输出电压要跟随参考电压，可得到如下方程： t = v o ( i + 1 ) = v 。f( 2 9 ) 因此式( 2 7 ) 中( 女+ 1 ) “次开关周期的开关占空比d ( t + 1 ) 应该满足以下公式： k ( 女+ 1 ) 一【k ( 女+ 1 ) 一t ( 七) 】睾 d ( 女+ 1 ) = 卜生( 2 1 0 ) 浙江太学硕士学位论文 2 一种关于单相b o o s t 功率因数校正器数字控制的改进算法 满足式( 2 ，1 0 ) 便可以同时实现电流内环和电压外环控制。 参考电流值与整流输入电压成比例，幅值由电压外环p i 调节器的输出信号确定。为 了简化运算，预先设定好与输入电压同步的正弦表( 正半波) 。参考电压k ，与输出电压 反馈v o 的差值( 舢= k ，一k ) ，经p l 调节由直流电压控制环节得到一个与输入电流相对 应的内环控制的参考电流幅值信号，即所希望的下个开关周期中的理想输入电流幅 值，查表后得到与输入电压同相位的输入参考电流。is i n ( n k ) i 是与整流输入电压同相 位的存储在d s p 中的正弦表。所以，在( t + 1 ) “开关周期时的电感电流参考值0 ( t + 1 ) 如 式( 2 。”) 所示： k ( i + 1 ) = lj s i n ( & k 。+ 。) l( 2 1 1 ) 同理，在( t + 1 ) “开关周期时的整流输入电压如式( 2 1 2 ) 所示。为输入电压的幅值， 就是在主程序中通过一定频率对输入电压m 。( ，) 采样求和，每半波求平均值然后转换成幅 值。 ( 女+ 1 ) = l s i n ( 吐) i i n 。f ) i ( 2 ，1 2 ) 所以( 1 + 1 ) “次开关周期的开关占空比可以表示为： ki s i n ( q 。 + ，) 卜 ll s i n ( q 。+ ；) 卜t ( t ) 睾 d ( + 1 ) = l 一土 ( 2 13 ) v 心 所以最终本章所提出的单相b o o s t 功率因数校正器的改进控制方案如图2 3 所示， 其中控制外环稳定输出直流电压，控制内环实现电流跟踪。 图23 单相b o o s t 功率因数校正器的拓扑结构和控制策略框图 浙江大学硕士学位论文2 一种关于单相b o o 砒功率因数校正器数字控制的改进算法 将开关占空比计算公式( 2 1 3 ) 整理可得： m + 1 ) 小产“+ 1 ) h 矗 、。 l “l 可简化表示为： d ( 七+ 1 ) = 1 一o l s i n ( q ，。+ 1 ) | 一1 i l ( 七) 其中， m = 鼍笋 卟去 ( 2 1 4 ) ( 2 1 5 ) ( 2 1 6 ) 系数眠和i 可在主程序中获得，以主程序的循环频率更新。即电压外环p i 调节、 开关占空比计算公式的大部分运算、输入电压和输出电压的采样工作都可以在主循环中 完成。所以在每个开关周期中，除了电流采样和更新输出上一周期计算的占空比外，定 时中断服务程序只要进行简单的公式( 2 1 5 ) 计算，共有两次加法运算和两次乘法运算。 其中输入电压和参考电感电流的相位都通过查表确定，所以输入电压的畸变将不会影响 到输入电流畸变。 2 2d s p 数字控制的实现 2 2 1 检测信号增益和标幺 本文中所用d s p 芯片t m s 3 2 0 f 2 4 0 7 a 为定点d s p 芯片，采用定点数进行数值运 算，其操作数用整型数来表示。对于一个基于此d s p 实现的p f c 电路来说，所有采样 信号都由特定的信号调理电路处理，限制在一定的电压范围内( 3 3 v ) 再送入d s p 片 内的a d 转换器。然后d s p 片内程序通过结果寄存器读取这些数字化后的采样信号值， 然后再以一定的定点形式把这些数据存储在缓冲寄存器当中。 当数学运算中出现小数时，可以通过确定小数点处于1 6 位中的某一位来表示，这 就是数的定标。对于1 6 位字长的t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 而言，一般使用q 1 5 的定标方案( 即 用0 至3 2 7 6 7 表示0 到1 之间的一个绝对值) ，这样能够对采样值进行最大精度的模数 转换。所以在q 1 5 的定标方案下，先要将采样的电流与电压信号表示成一个和其最大值 相对应的标幺值。 因此，如果用。和，一来分别代表整流输入电压和输入电流所能达到的最大值， 浙江大学硕士学位论文 2 一种关于单相8 0 0 毗功率因数校正器数字控制的改进算法 。代表输出电压的最大值。那么，输入电压检测增益巧可以定义为： k ，= 1 吒。( 2 1 7 ) 同理，输入电流检测增益k ，也同样定义为： 整= 1 k( 2 1 8 ) 直流侧母线输出电压检测增益蟛定义如下： 畅= l 。( 2 1 9 ) 以上对于各个增益量的定义都只在d s p 程序使用q 1 5 表达式的前提下才有效。 由于程序中的采样信号数据及由这些数据得出的数据都基于q 1 5 的定标方案，分别 被表示成与其最大值相对应的标幺值，所以要特别注意公式计算中的标幺统一问题。公 式( 2 1 6 ) 中就包含了不同类型数据的加减乘除计算。此时程序中的电压电流数据都被 表示成了与其最大值相对应的标幺值，其中： 喀”= t 圪= 圪 ( 2 2 0 ) ，：“= k ，m = l j 一 ( 2 2 1 ) 所以在主程序中计算系数m 的实际公式为： k = 盟型掣= 等蚓5 一专科5 仁2 2 ， v f s v 耐v r e f ls 其中鳖和里每两部分都是电路设计时所确定的参数和电路物理量，所以在程序初始化 v t 盯”时2 时就设定为固定数值，从而不用在主程序中计算，避免了d s p 运算中较复杂的除法运算。 这样每次主程序循环，只要进行一次减法运算和两次乘法运算就可以求得系数眠和l 。 2 2 2 通用定时器p 聊输出模式及相关分辨率删 模拟式p w m 采用三角波和模拟比较器来产生。数字p w m 则采用定时器和数字比 较器来实现，其中用定时器来实现锯齿波或对称三角波，数字比较器决定输出信号高低 电平。数字和模拟实现的原理基本上是一样的，但是数字式p w m 的发生还是有一些要 特别注意的地方。 针对c 2 4 0 x 系列d s p 控制器来说，需选择合适的通用定时器计数模式和p w m 输 浙江大学硕士学位论文2 一种关于单相b o o s t 功率因数校正器数字控制的改进算法 出逻辑，以生成不同类型功率设备、不同控制方案所需的p w m 波形。大致分为四种p w m 方法，如图2 4 所示( a ) 为连续增计数模式下的通用定时器比较p 删输出，是非对称p 州 发生原理图，高频载波为锯齿波，；( b ) 为连续增减计数模式下的通用定时器比较p 州 输出，是对称p w m 发生原理图，高频载波为对称三角波。 定时器值 p v v m ( 高有效) p w m ( 低有效) 定时器值 p v f m ( 高有效) p w m ( 低有效) l 、 ， 7 l7 、 一下c m pr ) 【 h 、? j l ( b ) 图2 4 数字式p w m 输出发生原理 其基本概念如下： 1 、连续增计数模式 这种模式产生非对称p w m 波形。d s p 的通用定时器将按照定标的输入时钟计数， 从o 开始计数直到它的计数器的值与周期寄存器t 1 p r ( 定时器1 的周期寄存器) 的值 相等匹配为止。匹配之后的下一个输入时钟的上升沿，通用定时器复位为0 并开始另一 个计数周期，重新从0 开始计数。 2 、连续增，减计数模式 对称p w m 的发生原理是通用定时器从0 计数到周期寄存器t 1 p r 的值时( 或在 f f f f h 时，定时器的初始值大于周期寄存器的值) ，然后才从增计数变为减计数，反向 浙江大学硕士学位论文2 一种关于单相b s t 功率因数校正器数字控制的改进算法 计数到0 ，然后再开始下一个周期，定时器的计数方向仅在计数器的值为0 时才从减计 数变为增计数。对于高有效的那一路p w m 输出口，当计数值第一次与比较值c m p r x 相等时，输出高电平，第二次与比较值相等时，输出低电平；低有效与高有效的那路互 补。此计数模式适用于产生对称的p w m 波形。 3 、输出逻辑 当p w m 输出规定为高有效时，它的极性与相关非对称和对称波形发生器的输出极 性相同。当p w m 输出规定为低有效时，它的极性与相关非对称和对称波形发生器的输 出极性相反。d s p 程序中可以设定一个比较值c m p r x ，当定时器的计数值和比较值相 等时，设定为高有效的p 、 ，m 口输出高电平，设定为低有效的p w m 口输出低电平；当 定时器计数到周期值时，高有效的一路输出低电平，低有效的一路输出高电平，这样在 d s p 内部就可以产生了两路互补的p w m 信号。 上述数字p w m 发生模块都已经集成在了d s p 处理器中。 下面分析数字p w m 的分辨率和开关频率的关系。数字p w m 的分辨率是最小变化 量与输出最大值的比值，实际上就是p w m 信号的最小占空比d 。在连续增计数模式 下，假设数字p w m 信号频率为正，即功率变换器的开关频率也是z ，开关周期z = l z 。 设d s p 计数频率为工，则计数一次的时间瓦= l z ，得到数字p w m 的分辨率，即最 小占空比为： 。= 瓦i = f z( 2 2 3 ) 从公式( 2 2 3 ) 可以得出，在一定的d s p 计数频率下，最小占空比与开关频率成正 比，即开关频率越高，最小占空比越大，数字p w m 的分辨率越低。当分辨率要求确定 的情况下，要提高开关频率，则必须提高d s p 芯片的计数频率，也就是提高d s p 的速 度，这需要d s p 芯片性能的提高。 上述开关频率和p w m 分辨率的关系是针对非对称p w m 而言的。在对称p w m 的 情况下，对于同样的开关频率，对称p w m 的占空比的最小变化时间为非对称p m 的 两倍。原因是当比较值c m p r x 变化为1 时，非对称p w m 的占空比变化时间为，而 对称p w m 由于其中心对称性，占空比变化时间为2 ，因此对称p w m 的分辨率，即 最小占空比为： d n “。= 2 正工 ( 2 2 4 ) 浙江大学硕士学位论文z 一种关于单相b o o s t 功率因数校正器数字控制的改进算法 所以，对于同种芯片，在同样的开关频率下，非对称p w m 的分辨率高于对称p w m 的分辨率。因此，若不考虑其它因素( 如在逆变电路中，采用非对称p w m 方式的逆变 桥输出电压谐波含量高于对称p w m 方式) ，应该采用非对称p w m 方式提高分辨率以满 足控制精度的需要。 本文使用的d s p 芯片t m s 3 2 0 f 2 4 0 7 a 的计数频率工= 4 0 m h z ，设计功率电路的 开关频率为z = l o o k h z 。采用连续增计数模式，即非对称p w m 方式，因此p w m 的分 辨率上。= z 工= o 2 5 。这样的p w m 分辨率基本上可以满足p f c 的控制精度。 2 2 3 采样算法和采样频率问题 采样频率是数字控制技术中必须仔细考虑的问题，因为采样频率直接影响到可完成 的功能和数字控制系统的可靠性。对于更高的系统带宽要求，应该使用更高的采样频率。 当采样频率变低时，周期时间内数字控制器获取的p f c 状态信息变少，因此控制系统对 负载的动态变化的反应速度变慢，导致控制系统的动态特性变差。当采样频率增加时， 电压和电流开关脉动纹波在数字控制中的影响就随之增加，使得系统的稳定裕量变小， 变得不太稳定，系统的整体控制特性变差。香农采样定理提出：当采样频率大于等于两 倍周期信号的最高次谐波频率时，就可以无失真地恢复原来的连续信号。然而，采样频 率的提高也对字长和数字控制器的计算速度提出了更高的要求，工程设计的日标总是使 用更低的采样频率来达到给定的设计要求。 本文所提出的控制策略需要在主电路上检测三个瞬时信号：电感电流，整流输入电 压和输出电压。这些信号需经过信号调理电路送至d s p 的三路a d 采样通道，它们的检 测和转换频率即为控制环的采样频率。对于b s t 功率变换器来说，电感电流含有大量 谐波。如图2 5 所示，电感电流包含比较大的开关波动。因此，采样频率必须高于开关 频率，输入电流才能不失真地还原。电感电流的纹波频率与开关频率相同，因此最小的 能够反映电流变化的采样频率应为开关频率的两倍。但是由于开关频率已经比较高( 通常 大于2 0 k h z ) ，受到a ，d 转换器的转换速度( 单路通道最短转换时间为5 0 0 n s ) 和d s p 的运算速度( 4 0 m h z ) 的限制，处理器要实现更高的采样频率是非常困难的，将来不及 处理相应的控制计算任务。而使用比较低的频率将产生频谱重叠。虽然可以在a d 转 换前加入前置滤波以避免混淆现象，但是，这样又需要电流控制环具有更高的带宽。而 如果选择采样频率与开关频率同步，这样开关纹波就成为隐性振荡，不会在还原信号中 出现，所以本文最终采用了开关频率作为电感电流的采样频率。而另外两个电压信号则 4 1 浙江大学硕士学位论文 2 一种关于单相b s l 功率因数校正器数字控制的改进算法 可以在主程序中采样，其采样频率为1 k h z 。 5 s 卧l 12 州0 c 矗 ”蹭v o ” t r 9 口n l g 坐墅鲋 jh产 杉 、y 北0 眦 1 ：洲 5 明陋o 厂3o c2b 8 n 05 t o p p e d 图25 电感电流上的开关噪声 确定了采样频率后，采样点确定和采样控制时序的闷题在整个p f c 的数字控制中也 是很重要的，它在较大程序上影响了系统的控制特性，换句话说就是要尽量减小采样信 号的失真度。 由于受到功率变换器开关噪声的影响，电感电流在开关的瞬间总有高频振荡毛刺出 现，如图2 5 所示。硬件消除高频的尖刺的方法，是在电感电流的采样端加一高频滤波 器。这样虽然消除了电感电流的高频的尖刺，但同时也使电流信号增加了延时，这也会 影响系统的性能a 在采用硬件滤波措施的同时也要在控制上最优化，提高系统稳定性。 d s p 处理器的采样和a ，d 转换速度是有限的。t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 的d 转换时间为1 1 倍的c p u 时钟周期。t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 的采样保持时间至少为2 倍的c p u 时钟周期， 当采样条件比较恶劣或采样精度要求比较高时，其采样保持时间将更长。即使有采样保 持时间，开关噪声还是可能影响系统的稳定性。数字控制系统应该尽量避免在开关点进 行采样，即不能将a ，d 转换时刻定在定时器的上溢、下溢或周期中断时刻，否则系统将 不能稳定工作。因此，为了在信号采样时最好能使采样点远离开关点，将a ，d 转换时刻 设计在中断周期中，由软件程序启动。这样就避免了开关点上采样会遇到的高频振荡干 扰问题。 在p f c 应用中，输入电流必须跟踪输入电压，而且输出电压要保持恒定，p w m 信 号将在一个大的范围内变动。如前所述，电流采样的频率确定为开关频率，即在一个开 4 ， 浙江大学硕士学位论文2 一种关于单相b o o s t 功率因数校正器数字控制的改进算法 关周期内对电感电流采样一次。由于p f c 电路的开关的脉宽调制占空比变化非常大，当 交流侧电压过零时，脉宽调制的占空比将接近1 。而当电压值达到其波峰时，占空比为 最小值。所以设计控制时序时，将当前计算出c m p r x 值在下一个定时器的中断时刻载 入。因为如果设计为不延时控制，计算出c m p r x 值后立即载入，使之生效进行控制。 那么，在d s p 的计算速度与d 转换速度有限的条件下，考虑a ，d 转换时间、执行p l 和占空比算法的计算时间，c m p r x 值变化范围必定无法达到满周期，即c m p r x 的 值有可能达不到系统控制所要求的极值。因此，这种控制方案虽然实时性晟高，但只有 在d 转换的速率和d s p 的计算速度均有大幅度提高的情况下才可能考虑使用这种采 样方案。 所以最终d s p 系统的采样控制时序是这样安排的：在定时器下溢中断时刻，将上一 次计算出的c m p r x 值载入，随后开始执行p i 和占空比计算等工作直至计算出此次的 c m p r x 值，软件启动a ，d 转换器。显然，这种采样控制时序，幅度调制比可以达到1 ， 延时小于一个p w m 周