第21届南京地区研究生通信年会论文集 C.pdf

第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 713 一种运用于 Ka 频段卫星通信系统 的小型化 SIW 结构 丛志鹏 1 盖政祥2 谭 欢2 王建功2 1 解放军理工大学通信工程学院卫星系 江苏 南京 210007 email zhipengcong 2 解放军理工大学通信工程学院研究生 2 队 摘 要 卫星通信是现代通信中一个重要组成部分 并且有着非常重要的军事应用价值 随着业务需 求的增加 卫星通信系统正向更高频段 Ka 频段 发展 本文所提出的新型传输线 小型化基片集成波 导 SIW 比传统 SIW 减小了一半尺寸 却可以达到接近的传输效果 具有很好的实际应用价值 解决了 Ka 频段卫星通信系统对微波器件的要求 关键词 Ka 频段 卫星通信系统 小型化 基片集成波导 A Miniature SIW structure Used in Ka band Satellite Communication System CONG Zhi peng1 G AI Zheng xiang2 T AN Huan2 W ANG Jian gong2 1 Department of Satellite Communication ICE PLAUST Nanjing 210007 China email zhipengcong 2 Postgraduate Team 2 ICE PLAUST Abstract Satellite communication system is an important part of advanced communication system and it is very important to be used for martial application The satellite communication must expand to more high frequency range Ka band since the increase of operation requirement A new transmission miniature substrate integrated waveguide SIW structure proposed in this paper this new structure can keep the propagation characteristics with half size of conventional SIW structure This new structure solve the requirement of microwave components in Ka band satellite communication system which have much practical value Key words Ka band satellite communication system miniature substrate integrated waveguide 引言 随着信息产业的飞速发展 面对其它通信手段尤其是光纤通信的竞争 卫星通信的作用不仅没有被削 弱 反而起到越来越重要的作用 在军事应用上 由于卫星通信能够为分布范围广阔的各种移动和固定用 户提供抗干扰通信 越来越被各国所重视 但是 目前工作在 UHF 和 C 频段的卫星通信系统越来越不能满 足军事运用对系统容量 抗干扰能力的要求 尤其是不能解决向车 船 飞机以及单兵提供抗干扰通信 向更高的频段发展是军事卫星通信 MILSATCOM 发展的总趋势 1 与较低频率的C频段和Ku频段相比 Ka频段的卫星通信具有三个明显优势 即频谱可用率高 潜在 干扰小和设备体积小 但是 Ka频段卫星通信也存在一些亟需解决的问题 其中一个比较重要的问题就是 对器件和工艺的要求较高 2 而本文就是采用一种新型传输线 小型化基片集成波导 SIW 来解决这个问 题 基片集成波导是近年来微波电路领域的一个研究热点 它具有传统矩形波导相近的传输特性 但比传 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 714 统波导更为紧凑 体积小 重量轻 容易加工制作 解决了传统波导难以集成等问题 因此 基片集成波 导完全可以解决Ka频段的传输线问题 1 基于 Ka 频段 SIW 的研究 1 1 SIW 的基本原理 基片集成波导 SIW 的平面图如图 1 a 所示 a 是通孔沿 x 方向的间距 s 是沿 y 方向的间距 周期 长度为 d 图 1 b 是其横截面示意图 b 为介质板的厚度 SIW 的基本原理是利用微波板的上下金属板和两 排间隔一定距离的金属通孔构成波导的金属壁 由于每排金属通孔孔间距远小于波长 因此由缝隙泄漏的 能量很小 这相当于内部填充了介质的矩形波导 所以它的电场结构与传统矩形波导中主模相似 只是通 孔的存在会对磁场产生细微的影响 a 平面图 b 截面图 z x a s d X Y b a 图 1 基片集成波导的结构示意图 Wu 3 等给出了实用的 SIW 的经验设计公式 其中0 2S 时能量基本上不会泄漏 并且 0 5S d 通孔的直径也是有所限制的 因为孔直径太大 反射比较严重同样不能很好的传输 通常也要小于0 2 但是要比孔间距大 因为 SIW 的电场结构与传统矩形波导的主模相似 其传输截止频率也可以用下面的公 式计算 22 1 0 2 0 c mn mn f ab 1 对于 10 TE模公式 1 可以简化为 10 1 0 2 0 c f a 2 1 2 运用于Ka 频段的SIW实例 我国所用的 Ka 频段 一般指 18GHz 40GHz 卫星通信 所以我们把截止频率设为 18GHz 相对介 电常数定为 11 9 则根据公式 2 可得 a 为 2 42mm 其实公式 1 中还需要一些修正公式 但是太复 杂 我们只是通过公式求得一个大概的值再进行微调 并且为了在 20GHz 时就能达到比较好的传输效果 我们把 a 定为 2 8mm 并根据前面的设计要求得出具体的设计尺寸如表格 1 表 1 基于 ka 频段 SIW 的设计尺寸 a b s d r 2 8mm 0 5mm 0 1mm 0 3mm 11 9 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 715 1 3 实验结果与结论 使用 HFSS 软件进行仿真 传播周期是 30 个周期 并且仿真时忽略金属厚度 把金属看作良导体 S 参数仿真结果如下图 152025303540 70 60 50 40 30 20 10 0 图 2 运用于 Ka 频段 SIW 的 S 参数仿真结果 通过图 2 的观察 实线所表示的是 SIW 的 S21参数 在 20GHz 40GHz 范围内几乎接近 0 虚线表示 的是 SIW 的 S11参数 在 20GHz 40GHz 范围内小于 25dB 通过实验发现 这种基片集成波导在 Ka 频段 传输效果很好 并且尺寸很小 能够满足卫星通信系统的器件要求 2 小2 小型化SIW的研究与实验 2 2 小型化 SIW 的理论研究 SIW 最大的研究价值就是它具有传统矩形波导的传输特性又大大减小了尺寸 易于集成 SIW 中传播 的主模 TE10 也与波导的 TE10相近 场分布 Ey 是关于 x 方向完全对称的 并且主模的能量主要集中 在对称轴线附近 沿中轴线为一等效磁壁 所以在电磁场仿真中可利用此特点 减半分析 提高分析效率 同理 在应用中沿中轴线切开后 如果侧壁人为形成一等效的磁壁 则其场型与原场型保持一致 根 据电磁场原理 当两种媒质的介电常数差异较大时 其分界面可等效为磁壁 所以若将 SIW 对称地切开两 半 如图 2 所示 在切开的截面处里侧是介电常数为 r的介质板 外侧为空气 近似形成一个磁壁 这就 是本文所提出的小型化 SIW 其充分利用这种等效磁壁使得原有的 SIW 尺寸减小一半 重量减小一半 a 2 电壁磁壁 a 平面图 b 截面图 a 2 s d X Y Z X b r 空气空气 图 3 小型化 SIW 的结构示意图 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 716 图 3 就是小型化 SIW 的结构示意图 图 b 中右侧阴影部分就是磁壁的示意 图中 SIW 的宽度用 a 2 来表示 因为这种小型化 SIW 与原来相对应的传输模式变化不是很大 所以在计算截止频率以及设计参数 时仍用 a 来计算 而不是 a 2 2 3 运用于 Ka 频段小型化 SIW 的仿真实验与结论 为了方便比较 我们在研究小型化 SIW 的时候 完全采用表格 一 中的数据 并且采用与前面完全 相同的仿真环境 为了比较小型化 SIW 与原始 SIW 的传输效果 我们在各种条件相同的情况下将两者的仿 真结果进行了比较 如图 4 152025303540 70 60 50 40 30 20 10 0 图 4 运用于 Ka 频段 SIW 以及小型化 SIW 的 S 参数仿真结果 图 4 中 实线是小型化的 SIW 的 S 参数 虚线则代表了原始 SIW 的 S 参数 从图中可以看到 在 20GHz 40GHz 的范围内 小型化 SIW 和原始 SIW 的 S21能够比较好的吻合 几乎接近 0 S11参数有一些差异 小型化 SIW 比原始反射参数平均大 3dB 左右 但是都小于 20dB 从 S 参数可以看出小型化 SIW 比原始的 反射参数稍微差点 插损差不多 但是尺寸减小了一半 具有比较高的研究价值 3 结论 本文在 SIW 的基础上提出了利用磁壁实现的一种小型化 SIW 结构 通过实验仿真 这种小型化 SIW 与普通的 SIW 传输特性差别不是很大 不仅能够满足工程应用要求 而且尺寸减小了一半 随着卫星通信 的不断发展以及世界各国对卫星军事应用的重视 各国都在发展下一代基于 Ka 频段的军事卫星系统 而 Ka 频段的军事卫星系统一个比较大的难题就是对器件的要求 本文所研究的小型化 SIW 能够比较好解决 这个问题 而且尺寸非常小 便于集成运用于星上系统 参 考 文 献 1 刘爱军 发展 Ka 频段 MILSATCOM 系统的探讨 空间电子技术 1998 3 16 19 2 王爱华 罗伟雄 Ka 频段卫星通信信道建模及系统性能仿真 通信学报 2001 22 9 61 69 3 Dominic Deslandes Ke Wu Single Substrate Integration Technique of Planar Circuits and Waveguide Filters IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques 2003 51 2 593 596 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 717 有源频率选择表面的反射特性分析 寇松江 1 徐金平2 东南大学毫米波国家重点实验室 江苏 南京 210096 摘 要 本文使用 CST 仿真分析软件 采用电抗加载的方法研究了有源频率选择表面的反射特性 分 析了工作于 X 频段的方环缝隙型 四腿环缝型 Y 形环缝型三种透波型 FSS 结构 给出了其谐振特性与所 加载电抗的变化关系 有源 FSS 中的有源器件可等效为某种形式的电抗 通过电抗加载的分析 可为有源 FSS 的分析与设计提供理论依据 关键词 有源频率选择表面 电抗加载 反射系数 Analysis of Reflection Characteristics of Active Frequency Selective Surfaces Kou Songjiang1 Xu Jinping2 State Key Laboratory of Millimeter Waves Southeast University Nanjing China 210096 Abstract The resonant performances of several active frequency selective surfaces FSS are analyzed using CST simulators The FSS structures which are based on square loaded slot four legged loaded slot and three legged loaded slot resonators are loaded by active components which are represented by lumped reactive elements Their relevant resonant performances with various loading are simulated in X band The corresponding results can act as theoretical references in analysis and design of FSS Key words Active frequency selective surface reactive loading reflection coefficient 频率选择表面 FSS 是军事隐身技术的重要组成部分 在军事领域有着非常重要的作用 使用无源 FSS 构成的装备 一旦成型 其工作带宽 谐振频率等电磁特性均无法改变 不能灵活地适应外部电磁环境 的变化 使用有源FSS 就可以克服这些缺陷 有源FSS 是指在FSS 中加入PIN 管或变容二极管等有源器件构 成的 FSS 结构 通过调节器件偏置电压或偏置电流 可改变 FSS 的谐振特性 1 从等效电路角度看 有源 器件可等效为电抗 而电抗加载可以改变 FSS 的谐振特性 2 3 因此 通过对 FSS 进行电抗加载的分析 可 以为有源 FSS 的分析提供依据 4 本文使用 CST 仿真分析软件 利用电抗加载的方法分析有源 FSS 首先对文献中记载的算例进行了仿 真分析 并与文献结果进行比对 证明了此种分析方法的可行性 然后分析了工作于 X 频段的方环缝隙型 四腿环缝型 Y 形环缝型三种有源 FSS 的谐振特性 给出了谐振特性与所加载电抗的变化关系 为有源 FSS 的分析提供依据 1 仿真结果与文献的对比 圆环缝隙型有源 FSS 的分析 A E Martynyuk 等学者对圆环缝隙单元组成的 FSS 进行了电抗加载的分析 5 圆环缝隙型 FSS 单元结 构如图 1 该单元被印刷在厚 0 102mm 的介质板上 介质板的介电常数为 r 2 4 圆环外径 r1 4 03mm 内径 r2 3 5mm 阵列周期 Dx 11 43mm Dy 10 13mm 电抗加载位置如图 1 中所示 使用平面波激励 输入电场 为 Ey方向 文献 5 指出了谐振特性随所加载电抗的变化规律 当使用电容加载时 谐振频率减小 当使用 电感加载时 谐振频率增加 而使用小电阻加载时表现出全反射的特性 并且所加电容值越大 谐振频率 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 718 越低 所加电感值越小 谐振频率越高 本文使用 CST 仿真软件对这款 FSS 进行了仿真分析 仿真结果 与文献记载吻合 反射系数曲线如图 2 所示 图 1 圆环缝隙型 FSS 单元结构 图 2 仿真结果与文献的对比 2 方环缝隙型有源 FSS 的分析 方环缝隙型FSS单元结构如图3 该单元被周期性印刷在厚0 1mm的介质板上 介质板介电常数 r 2 4 Dx Dy 10mm l1 7 28mm l2 6 28mm 电抗加载位置如图 3 中所示 使用平面波激励 入射电场 Ey 方向 无加载时 FSS 谐振于 12GHz 谐振波长约为缝隙的周长 使用电容 C 0 05 0 10 0 15pF 加载 时谐振频率降低 电容值越大 谐振频率越低 使用电感 L 5nH 3nH 加载时 谐振频率增大 电感值 越小 谐振频率越高 使用电阻 R 2 加载时 FSS 呈现出全反射的特性 反射系数曲线如图 4 所示 图 3 方环缝隙型 FSS 单元结构 图 4 方环缝隙型 FSS 的反射系数 3 四腿环缝型有源 FSS 的分析 四腿环缝型 FSS 单元结构如图 5 该单元被周期性印刷在厚 0 1mm 的介质板上 介质板 r 2 4 Dx Dy 10mm l1 7 94mm l2 6 94mm l3 2mm l4 1mm 电抗加载位置如图 5 中所示 使用平面波 激励 入射电场为 Ey方向 分别使用电容 C 0 05 0 10 0 15pF 电阻 R 2 电感 L 3nH 5nH 加载 反射系数曲线如图 6 所示 从图中可看出 无加载时 FSS 谐振于 11 56GHz 当使用电容加载时 谐振 频率减小 当使用电感加载时 谐振频率增加 而使用小电阻加载时 FSS 表现出全反射的特性 并且 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 719 所加电容值越大 谐振频率越低 所加电感值越小 谐振频率越高 谐振频率与所加电抗的变化关系与方 形缝隙型 FSS 相似 图 5 四腿环缝型 FSS 单元结构 图 6 四腿环缝型 FSS 的反射系数 4 Y 形环缝型有源 FSS 的分析 Y 形环缝型 FSS 单元结构如图 7 所示 该单元被印刷在厚 0 1 mm 的介质板上 介质板 r 2 4 Dx Dy 10mm l1 3 97mm l2 3 47mm l3 2mm l4 1mm 电抗加载位置如图 7 中所示 使用平面波 激励 入射电场 Ey方向 反射系数曲线如图 8 所示 无加载时 FSS 谐振于 12 072GHz 谐振波长约为 缝隙的周长 分别使用电容 C 0 05 0 10 0 15pF 电阻 R 2 电感 L 3nH 5nH 加载 从图 8 中可看 出电抗的加载改变了 FSS 的谐振特性 谐振特性的变化与方形缝隙型 FSS 相似 但在相同电抗加载时 谐振频率的变化幅度稍小 图 7 Y 形环缝型 FSS 单元结构 图 8 Y 形环缝型 FSS 的反射系数 由以上分析结果可以看出 使用电抗加载时 方环缝隙型 四腿环缝型 Y 形环缝型 FSS 的谐振特 性具有相同的变化趋势 这种谐振频率与所加载电抗的变化关系也适用于其它缝隙型 FSS 我们可以从 等效电路的观点来解释这种变化关系 缝隙型 FSS 可等效为并联电路 当使用电容加载时 相当于增加了 电路的总电容 因而谐振频率减小 当使用电感加载时 相当于减小了电路的总电感 因而谐振频率增加 当 使用小电阻加载时 入射端口被短路 呈现出全反射的特性 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 720 5 结论 本文使用电磁仿真软件 分析了电抗加载的方环缝隙型 四腿环缝型 Y 形环缝型三种透波型 FSS 分析结果表明 使用电抗加载可以有效地改变 FSS 的谐振特性 本文研究结果可为设计相关结构的电可 调的有源 FSS 提供理论依据 参 考 文 献 1 M Philippakis C Martel D Kemp etc Application of FSS structures to selectively control the propagation of signals into and out of buildings U K ERA Technolgy Limited 2004 2 C Mias Frequency selective surfaces loaded with surface mount reactive opponents IEE Electron Lett vol 39 no 9 May 2003 724 726 3 L EPP C CHAN and R Mittra The study of FSS surfaces with varying surface impedance and lumped elements IEEE Int Antennas Propagation Symp Dig Vol 2 Jun 1989 1056 1059 4 TK Chang RJ Langley and EA Parker Active frequency selective surfaces IEE Proc Microw Antennas Propag Vol 143 no 1 Feb 1996 62 66 5 AE Martynyuk JI Martinez Lopez and NA Martynyuk IEE Electron Lett vol 41 no 1 Jan 2003 2 4 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 721 短距离超宽带广义信道的测量与性能分析 刘梦龙 陶杰 陈岩 南京邮电大学 无线通信与电磁兼容实验室 江苏 南京 210003 摘 要 在收发天线距离较近的情况下 对 3 5GHz 超宽带广义信道进行了频域测量 对所测数据进 行了后期处理 得出其时域冲激响应 并且在基于多带 UWB 提案设计的仿真平台上进行了性能分析 实 验表明 采用不同的收发天线对系统的性能有明显的影响 因此 本文提出的测试方法可以用于超宽带天 线的性能评估与优选 关键词 超宽带 广义信道 信道测量 正交频分复用 Measurement and Performance Analysis of Short Range UWB Generalized Channel from 3 to 5 GHz Liu Menglong Tao Jie Chen Yan Laboratory of Wireless Communication and EMC Nanjing University of Posts and Telecommunications Nanjing Jiangsu 210003 Abstract In this paper frequency domain characteristic of short range UWB generalized channel from 3 to 5GHz was measured using vector network analyzer Based on these results impulse response of the generalized channel was achieved and used as the channel model in a multi band based OFDM simlator From measured and simulated results it is observed that the performance of UWB system is sensitive to the transimission and receive antenna pair Thus the method proposed in this paper may be useful for the performance evaluation and the optimal choice of UWB antennas Keywords UWB generalized channel channel measurement OFDM 作为 UWB 通信系统的重要部件 超宽带天线将直接影响系统的传输性能 而在天线特性研究的基础 上 进一步研究超宽带信道的传输特性 对超宽带通信的信号设计 优化以及系统性能评估 都是非常重 要的 已有的研究工作表明 对超宽带天线与信道传输特性研究的重点是建立基于实际信道测量的统计模 型 而建立统计模型的前提是在实际环境中得到实测信道的响应 已经有一些文献提到信道的测量方法 1 2 3 用矢量网络分析仪对信道进行了测量 得出相应的时域响应 但是 他们都忽略了天线的性能 对测量数据的影响 为了将超宽带天线的设计与信道传输特性结合起来 实现天线 系统一体化设计 本文 提出了一种实验结合现成数据仿真平台的方法 首先通过实验测量一对收发天线在短距离室内传播环境中 的传输特性 然后将其数据作为收发仿真平台的广义信道响应 通过测试模拟数据收发平台的误码率 评 估超宽带天线对系统性能的影响 从而为超宽带天线设计与超宽带信道特性的研究打下基础 1 广义信道的测量方法及数学原理 广义信道 就是指发射天线 传播空间与接收天线组成的广义滤波器 它的传输特性可以用校正后 的矢量网络分析仪 Vector Network Analyzer VNA 来测量 测量的基本原理与一般微波网络传输系数的 测量原理是完全一样的 如图 1 所示 VNA 的 1 端口发送扫频信号 频率从 f1 f2 经发射天线后进入 传播空间 接收天线安装在 VNA 的另一个端口 2 接收经过传播空间的信号 这样 即可测量到两个端 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 722 口之间的频率响应幅度和相位特性 图 1 频域测量系统 对实测的频率相应数据进行后期处理 即可得到实测信道的冲激响应 实际信道冲激响应为可以用下 式表示 L l ll ttr 1 1 式中的 L 表示多径数目 l表示第 l 个多径分量的振幅 l表示对应的时延 设这个脉冲响应对应 的频响特性为 R f 则它们应该互为傅氏变换对 然而 由于测量仪器只能读取某一频段内的频率特性 因此 在矢量网络分析仪上读得的数据实质上是真实频响 R f 加矩形窗后的特性 即 0 f ff rectfRfRVNA 2 其中函数 rect 表示矩形窗函数 f0表示中心频率 f 表示测量的频带宽度 根据傅氏变换的基本原理 需要采用 实数通带傅氏反变换方法 数据处理过程如下 1 加窗 每组实测频域数据的起点 3GHz 和终点处 5GHz 的数 据较其他部分的数据有明显的跳变 根据数字信号处理的基 本原理 如果直接对这样的数据进行傅立叶反变换 在时域 冲激响应中会会出现过冲现象 因此通常在把频域数据转换 为时域数据之前 需要进行加窗截断 可以采用的数据窗包 括汉宁窗 汉明窗 Blackman 窗 三角窗和矩形窗等等 为 了简单起见 本文采用矩形窗对数据进行截断处理 2 傅立叶反变换 傅立叶变换实现将信道的频率响应转换为时域冲激响 应 这里采用实数通带傅氏反变换方法 如图 2 所示 假设 用 VNA 测得的频谱是从 f1到 f2 先在 0 到 f1之间的频带上 补 0 然后使 f2到 0 的频谱是 0 到 f2的共轭对称 由傅立叶 反变换的基本理论可知 共轭对称频谱的傅立叶反变换结果 天线距离 天线 1 天线 2 矢量网络分析仪 IFFT ns 原测量频谱 补 0 2 f 1 f 2 f 1 f GHz 共轭对称频谱 实信号 0 图 2 数据处理算法 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 723 将是实数序列 3 设置门限 某些幅度较小的多径信号可能由测量系统的内部噪声产生 此外 幅度较小的多径信号对建立相应的 多径模型贡献较小 其对平均附加时延 RMS 时延等信道特征参数影响较小 因此通常通过设置门限从 实测信道冲激响应中排除幅度较小的多径分量 由于频域测量数据门限的选取与具体数据处理无关 其取 值相对简单 通常选择测量系统噪声之上 6dB 的绝对门限 图 3 和图 4 图 5 和图 6 分别为 LOS 和 NLOS 情况下收发天线 六边形单极子天线 相距 35cm 时测 得的广义信道频谱响应及对应的时域冲激响应 图 3 广义信道的频谱特性 LOS 图 4 广义信道的冲激响应 LOS 图 5 广义信道的频谱特性 NLOS 图 6 广义信道的冲激响应 NLOS 2 UWB 仿真系统平台介绍 系统设计基于多带 UWB 联盟的提案 5 即跳频的 MB UWB 系统 系统通过使用有 QPSK 调制得 128 个载 波来符合 500MHz 带宽 要求 合成的信号占用了一 个 528MHz 宽的信道 这个方案利用 528MHz 信道 但 是在一个时间 一次时频跳变行为时至少利用三个信道 这样 发射总功率需要在 1584MHz 允许范围内 在这个 系统中利用跳频是为了让系统占用大的带宽以增加总的 发射功率 系统支持的速率有 53 3Mbps 110Mbps 160Mbps 200Mbps 320Mbps 等 文中信道数据测试采 信号源 解码 解交 织 解调 编码 交 织 调制 OFDM 接收 OFDM 发射 跳频 滤波 广义信道 跳频 滤波 误码率 比较 图 7 UWB 仿真系统平台 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 724 用了 200Mbps 并且仅采用 5 中提到的前三个子带 即 3 168 4 752GHz 仿真平台采用等效低通信号 仿 真系统结构如图 7 所示 在系统中 所采用的参数设置如表 1 所示 在系统中 经过跳频之后的信号进入信道 与信道冲激响应 h t 进行卷积 从而得到输出信号 由于 系统采用等效低通信号 所以信道数据不能是原来的实带通响应 必须对信道数据进行从带通到低通的变 换 假设系统中心频率 f0 根据带通信号时域卷积与频谱响应相乘的对应关系可知 只要将信道带通响应 在频域内向左平移 f0 即 0 ffRfc VNA 3 3 信道性能测试 分别采用三种不同形状的单极子天线 形状依次为钻石形 六边形和椭圆形 三种天线的驻波比如图 8 所示 图 8 三种天线的驻波比 测试现场情况 图 9 收发天线之间的间距为 35cm 左右 为了尽可能消除馈电电缆的辐射 已用尖 劈状的微波吸收材料将馈电电缆完全包裹起来 仅仅露出天线 距离天线前方的 120cm 处的墙壁上放置有 尺寸足够大的金属反射板 在距离仪器较远的地方还任意放置着其它家具和电器 房间的墙壁材料为普通 混凝土 地板为普通瓷砖 非视距的情况采用了一块 40cm 40cm 的金属板子作为两个天线之间的挡板 人为地消除了视距传播路径 可见 这是一个较典型的室内非开阔传播环境 因此具有一定的代表性 比 理想自由空间的情况更接近工程实际情况 图 9 测量现场情况 分别测出各自的幅度和相位 然后对数据进行处理 然后 利用上述数据处理方法 将频域响应数据转化 成相应的脉冲冲激响应特性 再将得到的信道进行等效低通变换 结合 UWB 仿真系统平台进行性能评估 图 10 和图 11 分别为 LOS 和 NLOS 情况下三种单极子天线的误码率测试曲线 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 725 从图 10 可以看出 在 LOS 的情况下 用三种天线测出的广义信道性能相差不多 而从图 11 可以看出 用三种天线测出的广义信道性能有很大差别 可以判定 在 3 5GHz 频段上 钻石形天线的性能要优于六 边形天线 而六边形天线的性能要优于椭圆形天线 图 10 三种天线情况下的误码率 LOS 图 11 三种天线情况下的误码率 NLOS 4 结论 同过实验结合数据收发仿真平台的方法 考察了多种不同结构单极子天线的传输性能 结果表明 在 LOS 情况下 天线与传播环境组成的广义信道传输特性与天线的结构关系不大 而在 NLOS 的情况下 采 用钻石形单极子天线则可能获得较低的 BER 和较好的传输性能 由此为超宽带天线的设计与选择提供了 定量评估的方法 为进一步定量评估超宽带通信系统的性能 研究天线 系统一体化设计打下基础 而且这 种方法消除了单纯实验方法对实际环境依赖较大 可重复性差的特点 无需进行成本高昂 操作复杂而且 精度难以保证的时域传输实验 因此这种方法还具有成本低廉 实现容易的特点 参 考 文 献 1 A M Street L Lukama and D J Edwards Use of VNAs for wideband propagation measurements IEE Proc Commun 2001 148 6 411 415 2 A Bayram A M Attiya and A Safaai Jazi Frequency Domain Measurement of Indoor UWB Propagation Antennas and Propagation Society International Symposium 2004 IEEE 1303 1306 3 D Tholl A comparison of two radio propagation channel impulse response determination techniques J IEEE Trans antennas and propagation 41 4 1993 515 517 4 B Denis J Keignart Post Processing framework for enhanced UWB channel modeling from band limited measurement C Ultra Wideband Systems and Technologies IEEE 2003 260 264 5 Anuj Batra et al MultiBand OFDM Physical Layer Proposal for IEEE 802 15 3a IEEE P802 15 03 268r3 Mar 2004 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 726 一种强干扰环境下稳健的循环平稳波束形成算法 刘培祥 1 魏安全2 党恒星3 1 解放军理工大学通信工程学院研究生 3 队 江苏 南京 210007 2 解放军理工大学通信工程学院无线通信系 江苏 南京 210007 3 解放军理工大学通信工程学院研究生 2 队 江苏 南京 210007 摘 要 针对 CAB CCAB 算法在强干扰环境下性能急剧下降的弱点 本文提出了一种强干扰环境下 稳健的循环平稳波束形成算法 该算法充分利用了干扰的循环平稳特性 对阵列相关矩阵的特征向量进行 识别 准确的估计有用信号的方向向量 从而提高了波束形成在强干扰环境下对有用信号的选择能力和对 干扰 噪声的抑制能力 仿真实验结果验证了该算法的有效性和稳健性 关键词 循环平稳 循环相关性 盲波束形成 特征向量识别 A robust cyclostationary DBF algorithm for environments of strong interference LIU Pei xiang1 WEI An quan2 DANG Heng xing3 1 Postgraduate Team 3 ICE PLAUST Nanjing China 210007 2 Department of Radio Communication ICE PLAUST Nanjing China 210007 3 Postgraduate Team 2 ICE PLAUST Nanjing China 210007 Abstract Aimed at the weakness of CAB algorithm and CCAB algorithm for environments of strong interference a robust cyclostationary DBF algorithm which makes use of cyclostationary character of interferences is proposed in this thesis Based on the cyclostationary property of interferences and the recognition method to eigenvector of array correlation matrix it can accurately estimate the direction vectors of the desired signals Therefore the ability of DBF for environments of strong interference to select the desired signals and suppress the noise and interfering signals is improved The simulation results show the effectiveness and robustness of the algorithm Key words Cyclostationary Cyclic Correlation blind DBF Eigenvector Recognition 引言 近年来盲波束形成技术的发展方兴未艾 其中基于循环平稳的盲算法引起了普遍的关注 这是因为绝 大多数通信信号是循环平稳的 并且很容易找出它们之间不同的循环频率 利用信号循环平稳特性进行盲 自适应波束形成的算法中比较典型的有 W A Gardner等人提出的SCORE Self Coherence REstore 算法 1 该算法的缺点是运算量极大 且收敛速度慢 后来Q Wu等人提出的CAB 2 Cyclic Adaptive Beamforming 一类快速算法将信号的循环平稳特性与传统波束形成技术相结合 与SCORE算法相比具有结构简单 收敛 速度快等优点 后续提出的盲波束形成算法中较多以此为基础 在强干扰环境下 因为有用信号含于相关矩阵中及有限次快拍相关阵引起的子空间扰动等 CAB 算法 失效 CCAB Constrained Cyclic Adaptive Beamforming 算法的波束指向误差大 性能急剧下降 本文利 用干扰的循环平稳特性 提出了一种强干扰环境下稳健的循环平稳波束形成算法 该算法采用特征向量配 对识别的方法 3 能够较准确的估计出有用信号的方向向量 提高了波束形成在强干扰环境下对有用信号 的选择能力和对干扰 噪声的抑制能力 仿真实验结果验证了该算法的有效性和稳健性 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 727 1 阵列模型及问题描述 假设阵列为均匀线性阵列 由 M 个阵元组成 所有的阵元为理想的和各向同性的 所有入射信号为 窄带平面波 设空间 k 个互不循环相关的信号从不同的方位角 1 2 L k入射到阵列 各阵元的噪声 ni n 平稳且互不相关 i 1 2 L M 且为高斯白噪声 方差为 2 信号与噪声互相循环不相关 阵列输出矢 量X t 为 X t A S t N t 1 其中 ttt T 12k S t s s sL为信号向量 12 M ttt T N t nnnL为噪声向量 12 k Aa a aL为阵列的方向矩阵 其中 上标 T 表示转置运算 k a为一个1M 维 的方向向量 阵列输出的相关矩阵R为 2 E HH S RX t X t ARAI 2 其中 E 表示数学期望 H 表示复共轭转置 2 为噪声的功率 而 S R表示信号S t 的相关矩阵 假设接 收信号数目小于阵元的数目 即 1 kM 相关矩阵R可做特征值分解 M iii i H 1 Re e 3 其中 2 121kkM L是相应的特征值 而 1 2 M i e iL是相应的正交归一化特征向 量 令 121 sknkM diagdiag LL 4 s12knk 1M E e e e E e eLL 5 由 s E张成的子空间为信号的子空间 4 由 n E张成的子空间为噪声子空间 通过波束形成分离出来的 d 方向上的信号定义为有用信号 1 dk 其他方向上的信号为 干扰信号 计算阵列输出的循环自相关矩阵 X R 为信号的循环频率 得到 s exp 2 22 ttjt H X R XXA RA 6 其中 s R exp 2 22 x tx tjt 是循环频率为 的信号的循环自相关函数 2 2 1 lim T T T dt T 表示复共轭 为了实现循环平稳波束形成 构造对称矩阵 2 R H 2XX RRR 7 设 2 R特征值分解后的特征值排序为 21222 M L 特征值对应的特征向量分别为 21222M e e eL 利用 信号的循环平稳特性 对具有不同的循环频率的信号具有较好的筛选性 因此输入k个信号 提取出的有 用信号为 1 个 重新定义有用信号子空间 s2 E 干扰子空间 l2 E 噪声子空间 2n E分别为 22sd Ee 2222 1 2 1 linkM ik id EeEeeL 8 由矩阵理论知 2 R的特征向量即为 X R的左奇异向量 5 CAB 算法采用矩阵 X R的左奇异向量作为 其加权向量 即 2CABd we 由于 CAB 算法没有考虑干扰抑制 其在干扰方向不能形成零陷 Q Wu 等 考虑用 LCMV 波束形成器来抑制噪声 提出约束 CAB CCAB 算法 其权向量为 第二十一届南京地区研究生通信年会论文集 728 1 CCABCAB wR w 9 且文献 2 已证明在数据长度趋于无穷大时 2 dd ea 是 d a的一致估计 2 强干扰环境下一种基于干扰信号循环平稳特性稳健的盲波束形成 在样本数据长度足够长 信干比较高时 CAB CCAB 算法能够较好的工作 但在没有足够的样本数据 或信干比较低时 CAB CCAB 算法不能保证 2d e落在信号子空间 2s E 甚至落在干扰子空间 2l E 这时若 选用主特征向量参加权向量的计算 将得到一个错误的加权向量 导致算法性能急剧下降 波束畸变严重 在样本数据长度一定的情况下 高信噪比 低信干比环境中 有用信号的循环相关性受到强干扰和噪 声的影响无法准确估计 相反由于干扰很强 可以通过计算阵列接收信号的循环自相关函数来较准确的估 计干扰信号的循环频率 本文假设所采用干扰的循环频率是在理想情况下估计出来的 即已知干扰的循环 频率 式 2 中R的特征向量分解后可以分为信号子空间 s E 噪声子空间 n E 其中 s E包含有用信号的方 向向量 d e 干扰的方向向量 1 l lk ld e 在强干扰环境中 计算式 7 2 R时采用的循环频率为干扰的循环频率 1 l lk ld 由于此 时干扰信的循环相关性强 通过运用 CAB 算法可以较准确的估计干扰的方向向量 2 1 l lk ld e 即 2 R的特征值分解后的干扰子空间 2l E 此时采用文献 3 特征向量配对识别的方法寻找与 2l e对应的 l e 通 过逐一准确找出 s E中干扰的方向向量 1 l lk ld e 则 s E中剩下的一个向量即为有用信号的方向向 量 d e 这样我们就较准确的估计出有用信号的方向向量 用 d e作为波束形成器的加权矢量参与运算 假设阵列接收一个有用信号 一个强干扰信号 强干扰信号对应的循环频率分别为 设式 7 2 R 特征值分解时估计出干扰的方向向量为 21 e 对应式 5 s E中干扰的方向向量为 1 e s E中有用信号的方 向向量为 d e 本文算法具体步骤如下 1 已知式 1 对式 2 进行特征值分解 得一组特征向量 12 iiiM eeeL 用 i e表示1iM 这组向量中包含向量 1 e 2 计算式 6 时使用干扰的循环频率 后对式 7