（电力电子与电力传动专业论文）基于dsp控制的矢量型变流器的研究.pdf

声明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文基于d s p 控制的矢量型变流器的研 究，是本人在华北电力大学攻读硕士学位期间，在导师指导下进行的研究工作和取得 的研究成果。据本人所知，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人 已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得华北电力大学或其他教育机构的学位或 证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中作了 明确的说明并表示了谢意。 学位论文 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解华北电力大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保管、 并向有关部门送交学位论文的原件与复印件：学校可以采用影印、缩印或其它复制手 段复制并保存学位论文i 学校可允许学位论文被查阅或借阅；学校可以学术交流为 目的，复制赠送和交换学位论文：同意学校可以用不同方式在不同媒体上发表、传播 学位论文的全部或部分内容。 ( 涉密的学位论文在解密后遵守此规定) 作 日 签名： 期： 避 华北电力大学硕士学位论文 1 1课题的背景”1 第一章前言 在电力系统中，多数电力电子装置通过变流器( 包括整流器、逆变器等) 与电 力网接口。交流器作为一种重要的电力电子装置而被广泛使用。尤其其中的整流器， 迄今为止，几乎都是晶闸管相控整流电路或二极管整流电路。这两种变流电路的输 入电流中谐波分量都很大，总的功率因数都很低。这种经典的整流器是由二极管或 晶闸管组成的个非线性电路，存在如下缺点：输入电流谐波含量高；从电网吸取 无功功率，输入功率因数低；传统整流器对电网造成严重污染，成为电力公害。因此 人们对整流器不断改进，使其尽量不产生谐波，并希望电流和电压同相位。 许多国家都已制定了限制谐波的国家标准，国际电气电子工程师协会( i e e e ) 、 国际电工委员会( i e c ) 和国际大电网会议( c i g r e ) 纷纷推出了自己的谐波标准。国际 电工学会于1 9 8 8 年对谐波标准ie c5 5 5 2 进行了修正，欧洲制定ie c1 0 0 0 3 2 标准。我国国家技监督局也于1 9 9 4 年颁布了电能质量公用电网谐标准( gb t1 4 5 4 9 9 3 ) ，传统变流器大多数已不符合这些新的规定，面临前所未有的挑战。摆 在我们面前的任务是：研究新一代具有输入电流为正弦、谐波含量低、功率因数高 的变流器。采用全控型电力电子器件构成的p w m 矢量型变流器，通过采用直流电流 控制或间接电流控制以及d q 变换等技术使输入电流非常接近正弦波，且电流和 电压同相位，即功率因数近似为l 。在工业生产中变流器所带的负载性质有很大的 差别，这样对使用一套变流装置实现整流和逆变双向工作的理论和应用的研究就显 得非常必要。由此，包含s v p w m 整流器在内的各种p r i m 矢量型变流器设备应运而生。 目前，对高功率因数( 单位功率因数) 的p w m 矢量型变流器的研究已成为电力电 子领域的一大热点，可以预言，p w m 矢量型变流器将在无功补偿和谐波抑制中发挥 越来越大的作用。 1 2 课题的发展现状和研究意义 1 2 1 工业控制领域谐波污染的对策”“”“ 谐波抑制为了抑制电力电子装置产生的谐波，一种方法是进行谐波补偿，即设 罱谐波补偿装置，使输入电流成为正弦波。传统的谐波补偿装置是采用l c 调谐滤 波器，它既可补偿谐波，又可补偿无功功率。但缺点是，补偿特性受电网阻抗和运 行状念影响，易和系统发生并联谐振，导致谐波放大，使l c 滤波器过载甚至烧毁。 此外，它只能补偿固定频率的谐波，效果也不够理想。但这种补偿装置结构简单， 目前仍被广泛应用。 华北电力大学硕士学位论文 电力电子器件普及应用之后，运用有源电力滤波器进行谐波补偿成为重要方 向。其原理是，从补偿对象中检测出谐波电流，然后产生一个与该谐波电流大小相 等极性相反的补偿电流，从而使电网电流只含有基波分量，这种滤波器能对频率和 幅值都变化的谐波进行跟踪补偿，且补偿特性不受电网阻抗的影响。它已得到人们 的重视，并将逐步推广应用。 大容量变流器减少谐波的主要方法是采用多重化技术：将多个方波叠加以消除 次数较低的谐波，从而得到接近正弦的阶梯波。重数越多，波形越接近正弦，但电 路结构越复杂。p w m 矢量方法是改革变流器的工作机理，做到既抑制谐波，又提高 功率因数，这种变流器称高功率因数变流器( 亦称单位功率因数变流器) 。几千瓦 到几百千瓦的u p f 整流器主要采用s v p w m 整流技术。它直接对整流桥上各电力电子 器件进行f 弦p w m 控制，使得输入电流接近正弦波，其相位与电源相电压相位相同。 这样，输入电流中就只含与开关频率有关的高次谐波，这些谐波次数高，容易滤除， 同时也使功率因数接近l 。 小容量变流器为了实现低谐波和高功率因数，一般采用二极管整流加p w m 斩波， 常称之为功率因数校正( p f c ) 。 122 国内外功率因数补偿的方法 早期的方法是采用同步调相机，它是专门用来产生无功功率的同步电机，利用 过励磁和欠励磁分别发出不同大小的容性或感性无功功率。然而，由于它是旋转电 机，噪声和损耗都较大，运行维护也复杂，响应速度慢，因此，在很多情况下已无 法适应快速无功功率补偿的要求。 另一种方法是采用饱和电抗器的静止无功补偿装置。它具有静止型和响应速度 快的优点，但由于其铁心需磁化到饱和状态，损耗和噪声都很大，而且存在非线性 电路的一些特殊问题，又不能分相调节蛆补偿负载的不平衡，所以未能占据静止无 功补偿装置的主流。 随着电力电子技术的不断发展，使用s c r 、g t o 和i g b t 等器件的静止无功补偿 装置得到了长足发展，其中以静止无功发生器最为优越，它具有调节速度快、运行 范围宽的优点，而且在采取多重化、多电平或p w m 技术等措施后，可大大减少补偿 电流中的谐波含量。目前，带电容滤波的二极管整流电路被广泛应用，设计者为了 使其输入电流为f 弦波，从而提高功率因数，在整流桥和滤波电容之间加一缴用于 功率因数校正的功率变换电路，这就是有源功率因数校f ( a c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n a p f c 或简称p f c ) 。但是如果有一种整流器， 本身就能实现高功率因数，而不需要无功补偿和功率因数校正，将是更佳的选择。 12 3 高功率因数变流器国内国际上的应用现状“” 小功率应用方面，艾默生网络能源公司推出的u l 3 3 系列三进三出大功率u p s ， 华北电力人学颐士学位论文 容量可以达到2 0 6 0 k r a ，采用d s p 全数字控制，输入输出均采用全数字控制的高 频p w m 整流逆变技术，是全球最早应用这一领先技术的公司之一：另外，亚斯康公 司模块是整流器s m p s 系列，功率因数近似为1 ，而且系统效率在9 0 以上：还有许 继电源公司在引入东芝技术基础上，开发出p o w e r s t a r 系列u p s ，输入功率因数大 与0 9 7 ，电流失真率小于2 5 ，功率等级可以做到1 0 0 k v a 。 在中等功率应用方面，日本的富士公司生产出r h c 系列双p w m 交流系统，输入 侧功率因数近似为l ；a b b 公司生产出四象限运行的交流调速系统，比如 k c s 6 h a c s 6 1 7 的容量可以达到1 5 k w - 1 1 2 m w 。 在大功率应用方面，高功率因数变流器主要应用在轻型直流输电( l h v d c ) 、有 源滤波( a p f ) 等领域。限制它发展的因素主要是：功率器件的容量不能满足大功率 的要求；高功率因数变流器控制及算法较为复杂：硬件成本较高。但高功率因数变 流器( 尤其三电平高功率因数变流器) 本身优秀的品质，以及i g b t 、g t o 等功率器件 的容量不断提高、价格不断降低，再加上控制专用高性能数字信号处理芯片的出现， 使得高功率因数变流器的发展与应用势不可挡。 1 ，3 本文的工作 首先，在本论文的前面章节介绍了课题的研究背景、国内外发展现状和课题的 研究意义，阐述了多电平p w m 矢量型变流器的拓扑结构，并对其特点、控制方法给 予说明。接下来描述了矢量型变流器的基本数学模型，并对其控制原理给予详细分 析并得出论述。 其次，在控制策略的设计中，详细研究软件设计中所使用的主要算法：c o r d i c 算法与瞬时无功功率理论，并对其在本课题中的使用方法给予说明。在调制算法的 选择上，考虑到直流电压的剩用率、波形质量方面的因素，采用了现在比较流行的 空间矢量脉宽调制算法( s v p w m 算法) 。此外，还详细介绍了基于d s p 及c p l d 芯片 系统硬件设计，以t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ad s p 芯片为核心，配合外部模拟量和开关量的输 入输出电路，构成了变流器的硬件部分。这部分内容详细说明了各部分的功能、构 成和参数的选择。 再次，在对i ) s p 的软件设计的介绍中，详细阐述了d s p 的定点运算处理方法、 数据格式及预定标方法。基于c 语言和汇编语言的混合编程的软件程序实现了对p w m 变流器的控制触发。 接下来，在m a t l a b s i m u l i n k 环境下，对控制系统进行了仿真验证，并给出基 于d s p 及c p i 。d 的程序流程图及核心程序代码。最后给出了试验中控制系统的触发 波形。 1 华北电力大学硕士学位论文 最后，对全文进行总结并对该课题今后的进一步研究工作提出一些想法。 华北电力大学硕士学位论文 第二章多电平p w m 矢量型变流器的拓扑结构与特点 在拓扑结构上，多电平变流器有三种：h 桥单元级联型、飞跨电容型和二极管 嵌位型。和普通的两电平变流器相比而言，多电平变流器有如下优势： ( 1 ) 丌关频率低。消除同样的谐波，两电平变流器采用p w m 控制方法所需的 开关频率较高。而多电平变流器可以用较低的频率进行开关动作； ( 2 ) 损耗小。多电平变流器由于开关频率较低，损耗相应较小，效率较两电 平变流器大大提高： ( 3 ) e m i ( 电磁干扰) 小。因为开关元件一次动作的d v d t 通常都小于传统的 两电平变流器，e m i 问题得以大大减轻； ( 4 ) 谐波含量低。多电平变流器可以输出的交流电压由多层阶梯构成，层数 越多，电压谐波含量越少； ( 5 ) 更适合高电压、大容量的场合。 但在不同的应用场合，h 桥单元级联型、飞跨电容型和二极管嵌位型多电平变 流器又各有不同的优势和缺点设计时应权衡利弊，综合考虑。 2 1 h 桥单元级联型多电平变流器 单元级联型多电平变流器电路结构如图2 一l 。 图2 - 1 级联型电路结构 出h 型全桥逆变电路作为功率单元级联而成单元级联型电路输出线电压电平 数n 1 、相电压电平数n p 与每相级联功率单元数n s 的关系为： ( 2 - 1 ) ( 2 - 2 ) + + m m 2 4 = = m ， 华北电力大学硕士学位论文 这种拓扑结构的优点是： ( 1 )对于相同电平数而言，h 桥单元级联型所用器件数量最少，装配简单。 并且每一个功率单元结构相同，给模块化设计和制造带来方便： ( 2 )每个功率逆变单元直流侧采用相互独立的直流电源，不存在电压不平衡 问题，易于实现p w m 控制； ( 3 )系统可靠性高，若某一功率单元发生故障时可以被旁路掉，其它单元仍 可以f 常工作，不间断供电： ( 4 )由于没有钳位二极管或钳位电容器的限制，这种结构的功率变换器输出 电平数可以更多，在输出电压提高的同时，谐波含量更小； ( 5 )由于每个h 桥都采用单相控制，直流电容在任意时刻都有交流电流通 过，因此需要使用较大容量的直流电容。 这种拓扑结构的缺点是： ( 1 )采用三相市电( 5 0 h z ) 通过不控整流方式得到直流电源时，需要引入和 高电压电网连接的曲折变压器。其一次绕组为高电压，二次绕组为多绕 组输出的曲折变压器，体积庞大，成本很高： ( 2 ) 出于采用不控整流桥，能量只能单向流动而不能囤馈，功率变换电路无 法四象限运行。 由于h 桥单元级联型拓扑结构容易采用低压的功率开关器件，实现多级电压串 联，获得高电压。大容量，因此具有较大的实用性。目前，国际上很多著名的电气 公司( 包括罗宾康、东芝、三菱、a n s l a d o 等) ，都已经具有同类的产品，可以用在 大容量电机调速、无功补偿等些行业。国内如北京利德华福等企业也有产品问世 用于拖动风机、水泵等调速系统。 基于h 桥单元级联型控制方法，不少学者着重在逆变桥的p w m 脉冲处理、电路 拓扑结构等方面进行研究，提出了不少新的理论： 首先，由意大利a d a m i a n o 等在e p e 9 7 年的会议上提出了不对称多电平方式。 即将图2 - 3 每相中各个直流电容电压调整为互不相等。例如：同一桥臂上一个h 桥 直流电容电压为u ，其他h 桥直流电容电压皆为2 u 。这样，就可以用最少的串连桥 数实现最多的电平数。面且可以根据不同的电压等级选取不l 司的功率开关器件，进 一步优化系统的性能和成本。但这种方法的缺点是难以保持各个单元h 桥的功率平 衡。在大功率电机拖动场合，难以通过简单的移相变压器来减少其一次边的电流谐 波。 后来，又有学者提出对称的三相桥串连方式拓扑结构。其优点是三个三相桥的 控制完全相同，控制简单，只需要三相逆变器就可以实现高电压，三相功率负载平 衡。与单个逆变器相比，输出线电压可以进一步提高到3 倍。由于采用三相变流器 作为单元，直流电容上的电流基本上为直流，可以降低对直流电容能量存储的要求。 6 华北电力大学硕士学位论文 另外，若采用可控整流的方式，电机可以实现四象限运行，能够应用于高精度控制 的场合。若进一步将单元桥换成三电平结构，整个装置容量可以进一步提高。 2 2 飞跨电容型多电平变流器1 在1 9 9 2 年的p e s c 年会上， t am e y n a r d 和h f o c h 提出了飞跨电容型的拓扑 结构，如图2 2 所示。 图2 - 2 飞跨电容型电路结构 它的结构特点是箝位电容取代二极管箝位型电路中的箝位二极管，其工作原理 和二极管筘位电路一致，在电压合成方面，开关状态的选择具有更大的灵活性 1 1 。 电容数n c 与相电压电平数n p 的关系为： 札= 怫- 1 + ( 坼一1 ) ( u p 一2 ) 3 2 ( 2 - 3 ) 飞跨电容型功率变换电路的优点在于： ( 1 )在电压合成上，有多种开关组合来合成某一输出电平； ( 2 )电源断电时，大容量电容器存储的能量可以作为电源提供额外控制； ( 3 )能控制有功和无功功率流量，成为高压直流传输中可能的电压源变换器。 而它的缺点在于： ( 1 )功率变换电路控制困难，有功功率流量转换的开关频率和开关损耗较高； ( 2 )当变换器输出电平数很大时，需要的钳位电容数量大，封装困难，成本 较高。 为了保持电容电压的平衡，。m e y n a r d 提出了一种采用背对背的变流器结构来调 华北电力大学硕士学位论文 整电容充放电的平衡，并采用成一定比例的开关模式来同时控制整流桥和逆变桥， 使得流向电容的功率和从电容流出的功率相等。通过对电容电压进行检测，如果出 现不平衡，可以适当改变整流桥的控制。 但由于这种结构引入了大量的悬浮电容，而且存在着电容电压平衡的问题。因 此，难以实际应用。 2 3 二极管嵌位型多电平变流器靴1 二极管箝位型结构如图2 - 3 所示。 0 图2 - 3 二极管钳位型电路结构 其结构特点是利用多个二极管对相应的开关元件进行筘位，解决了功率器件的 串联均压问题。输出线电压电平数n l 、电容个数n c 与相电压电平数n p 的关系为； n 1 22 n 。一1 n c 2 n r l ( 2 - 4 ) ( 2 - 5 ) 二极管箝位型拓扑结构有下列优点： ( 1 ) 由于每相桥臂中间的开关管的导通时间远远大于两侧的开关管。因此， 可以根据需要选择不同额定电流的功率元件，使成本进一步降低，提高 功率元件的利用率； 华北电力大学硕士学位论文 f 2 )无需结构复杂的多绕组电源变压器而直接实现高电压、大功率，从而大 大降低功率变换装置的体积和成本； r 3 1若整流和逆变分别采用二极管钳位型结构，进行双边p w m 控制时，可 以实现能量双向流动。 二极管钳位型拓扑结构也存在如下缺点： ( 1 ) 二极管钳位式功率变换电路传递有功功率时，直流侧电容电压有可能出 现不平衡现象。电位发生变化不仅影响输出效果，也使开关元件承受电 压发生变化，因此必须采取一定措施保证其平衡： ( 2 ) 二极管钳位解决了功率元件的均压问题，却引起钳位二极管自身承受电 压不均匀问题。若采用多管串联等效时，二极管总数将有( - 1 ) ( - 2 ) 个，当电平数目增高时，二极管数目很大，增加了实际系统的实现难度。 近年来，因为嵌位式多电平交流器结构简单，控制灵活，在无功补偿、大功率 变频调速、大功率稳压电源和开关电源等方面均有较多的用途。目前国际上从事该 类型产品丌发的著名电气公司有：西门子、a b b 、g e 、阿尔斯通、三星、东芝、三 菱、安川等。他们大多已经拥有成熟的产品和市场。目前国内公司同类型产品的开 发刚刚起步。 2 ，4小结 从以上多电平变流器的三种拓扑结构及特点的分析可得出如下结论： 飞跨电容型引入了大量的悬浮电容，当变换器输出电平数很大时，需要的钳位 电容数量大，封装困难，成本较高。而且存在着电容电压平衡的问题。因此，难以 实际应用。实际上，在研发领域，这种类型的多电平变流器已经鲜有人问津。 h 桥单元级联型可以很简单的将电平数任意增加，不受最高承受电压的限制。 在整流侧引入曲折变压器后，可以大大降低整流侧电流谐波含量，因此在大功率变 频调速和无功补偿等行业有广泛的应用。但是，这种结构有一些无法解决的困难。 首先，盐折变压器的存在，大大提高了装置的成本，增加了装置的体积，随着电平 数的进一步增加，变压器的设计更为复杂，在成本方面缺乏竞争性。其次，到目前 为止，尚无可实用化的有效的可控整流方法，将能量从电机侧向电网回溃，这不仅 造成了能量的浪费，更重要的是无法进行四象限运行和高性能的加减速控制。因此， 这种结构一般用在一些调速要求不高的场合。 二极管嵌位式多电平变流器可以直接和电网相连，不需要变压器。因其体积小、 控制简单、成本低，是变频调速系统首选的拓扑方案。若在整流侧采用同样的可控 p w m 进行控制，能够很容易得实现四象限运行，可用在调速性能很高的场合，因此 具备很大的竞争能力。这种方法的缺点是在输出电平较多时，需要引入较多的嵌位 9 华北电力大学硕士学位论文 二极管，降低了系统的可靠性，同时直流侧的电压平衡问题也比较难以解决。一般 认为，这种变流器在七电平以内时具各较大的竞争力。 只本学者h i r u mj 曾于1 9 9 6 年预见：近几年内，二极管嵌位式多电平变流器的 功率范围，将飞速发展并逐渐占据几乎所有的中、高压变频和无功补偿领域。从1 9 9 6 年到2 0 0 6 年，i g b t 三电平变频调速装置单机容量也将从目前的8 0 k v a 提高到 1 0 0 0 k v a 。 和飞跨电容型及h 桥单元级联型多电平变流器相比，二极管嵌位式多电平变流 器无疑是目前高精度电机调速场合内首选的拓扑结构。而其中的二极管嵌位式三电 平( 指相电压，其线电压为七电平) 变流器，因为相对简单的控制及优秀的变流性 能及可靠性，成为目前最具潜力的研究方向。国内的中大功率电机调速装置要求其 输出电压在6 k v 以上，二极管嵌位式三电平变流器达到这样的电压范围不是一种难 事。随着g t o 、i g b t 、i g c t 等大功率开关器件的耐压水平进步提高，这种结构能 完全满足要求。因此，二极管嵌位式三电平变流器发展迅速，将广泛应用于高电压、 大容量电力传动系统中。 本毕业设计主要以二极管嵌位式变流器为主要研究内容。 华北电力大学硕士学位论文 第三章矢量型变流器的基本数学模型与控制原理 3 1 矢量型变流器的电路拓扑及数学模型“”1 3 1 1 电压型p w m 变流电路的拓扑 1 、单相半桥、全桥电压型交流器的拓扑结构 电压型p w m 变流器最显著的特征就是直流侧采用电容进行直流储能，从而使 电压型变流器直流侧呈低阻抗的电压源特性。常见的拓扑结构有以下几种。 图3 一l a ，b 分别示出了电压型变流器单相半桥和单相全桥主电路拓扑结构。两 者交流侧具有相同的电路结构，其中交流侧电感主要用以滤除网侧电流谐波。 图3 1 a 单相电压型变流器半桥电路图3 一l b单相电压型变流器全桥电路 比较两者，显然半桥电路具有较简单的主电路结构，且功率开关管数只有全桥 电路的一半，因而造价相对较低，常用于低成本、小功率场合。但在相同的交流侧 电路参数条件下，要使单相半桥电路电压型变流器以及单相全桥电压型变流器获得 同样的交流侧电流控制特性，半桥电路直流电压应是全桥电路的直流电压的两倍， 因此，功率丌关管耐压要求相对提高。另外，为使半桥电路中电容中点电位基本不 变，还需引入电容均压控制，可见单相半桥电压型变流器控制相对复杂。 2 、三相半桥、全桥电压型变流器拓扑结构 图3 2 a 、b 分别给出了三相半桥和三相全桥电压型变流器的主电路拓扑结构。 华北电力大学硕士学位论文 蠡- 1 长_ f 备一备 强 “ i ， 一一 ! d c k l 一 一棼一岛一珏 图3 2 a 三相电压型变流器半桥电路 r 寸r o abc 图3 2 b 三相电压型变流器全桥拓扑结构 图3 2 a 为三相半桥电压型变流器拓扑结构。交流侧采用对称的无中线连接方 式，并采用六个功率开关管，这是一种最常见的三相p w m 变流器，通常所说的三 相桥式电路即指三相半桥电路，也是本文主要研究的电路。三相半桥电压型变流器 较适用于三相电网平衡系统。当三相电网不平衡时，其控制性能将恶化，甚至发生 故障。为克服这一不足，出现了三相全桥电压型变流器，其拓扑结构如图3 2 b 所示。 其特点是：公共直流母线上连接了三个独立控制的单相全桥电压型变流器，并通过变 压器连接至三相四线制电网。因此，三相全桥电压型变流器实际上是由三个独立的 单相全桥电压型变流器组合而成，当电网不平衡时，不会严重影响p w m 变流器的 性能，但其所需的功率开关管是三相半桥电路的一倍，因而三相全桥电路一般较少 采用。 3 、三电平电压型变流器拓扑结构 以上所述的拓扑结构均是常规二电平拓扑结构。其不足之处在于，当将其应用 在高压场合时，需使用高反压的功率开关管或将多个功率开关管串联使用。此外， 华北电力大学颐士学位论文 当开关频率不高时将导致交流侧谐波含量相对较大。针对这些问题，出现了具有中 性点钳位的三电平电压型变流器拓扑结构，如图3 3 所示。 图3 3 三电平电压型变流器拓扑结构 在这种拓扑结构中，多个功率开关管串联使用，并采用二极管钳位，以获得三 电平调制波形。显然，三电平电压型变流器在提高耐压等级的同时，有效地降低了 交流谐波电压、电流，从而改善了网侧波形品质。但三电平电路所需功率开关管与 二电平电路时相比成倍增加，并且控制也相对复杂。另外，为了更好地适应高压大 功率应用，并降低交流输出电压谐波，近年来还设计采用多个二极管钳位的多电平 电压型变流器拓扑结构。 4 、基于软开关调制的电压型变流器拓扑结构 一册_ 1 洱一僻 勺绺。一皇，坠矗。r _ j r 一 醚ki 。生 鲰i bi 。i 。 一 2 妻 c = 一奎丰一奎丰一奎丰 笨j k 以 广广广 卒吼i z 吃 目3 - 4 三相软开关电压型变流器拓扑结构 图3 - 4 为三相软开关电压型变流器拓扑结构。图中桥式并联谐振网络由谐振电感，、 谐振电容c 。功率开关以及续流二极管嗡和吼组成：和v d 9 为直流侧开关， 其主要作用是将直流侧与谐振网络和交流侧隔离。在一定条件下，l ，、c ，产生谐振， 并使l ，两端产生零电压，此时，对三相桥式功率开关管进行切换，可以实现软丌关 p w m 控制。 华北电力大学硕士学位论文 3 1 2 电压型p w m 变流电路的数学模型 l 、三相电压型变流器一般数学模型的建立 以三相半桥电压型交流器电路拓扑为例，建立采用开关函数描述的电压型变流 器数学模型。 电路图如3 5 所示，做以下假设： 图3 - 5三相电压型变流器主电路拓扑 ( 1 ) 电网电动势为三相平衡的纯正弦波电动势( ”，“，t c ) 。 ( 2 ) 网侧滤波电感l 是线性的，且不考虑饱和。 ( 3 ) 主电路的开关视为理想元件，通断可以用开关函数描述。 为分柝方便，定义单极性二值逻辑开关函数3 t 为 n 上桥臂导通，下桥臂关断 。 1 0 上桥臂关断，下桥臂导通 ( k ：a ，b ，c ) ( 3 1 ) 采用基尔霍夫电压定律可以建立三相电压型变流器各相回路电压方程为： 三d 出e a + r f 。= “。一( s a v d c + v n o ) 哮删。砘邙儿+ v 。) 喙地理一( s c p d c + v n o ) 考虑三相对称系统，则 “。+ “6 + “。= 0i 。+ i 6 十f 。= 0 联立式( 3 - 2 ) ( 3 - 5 ) 可得： v n o = 一娑( s 。+ 凡+ t ) j 再对直流侧电容f 极性节点处应用基尔霍夫电流定律，可得： ( 3 2 ) ( 3 3 ) ( 3 4 ) ( 3 5 ) ( 3 6 ) 华北电力人学硕士学位论文 。d 面v d c = l a b a + 帆+ f 。s 。一f ( 3 - 7 ) 联立式( 3 - 2 ) 式( 3 - 7 ) ，可得到三相电压型p w m 变流器在三相a b e 坐标系下的 状态方程，如式( 3 - 8 ) 所示。 三鱼d t = u , , - r i a - ( 旷半心 上万d i b 砘埘。巾a 一半h 8 ) d ，j ，1 一q 、 拿：虬一r i 。一( j 。一生警) v 。 d rj c 等一 砒峨 2 、三相电压型变流器砌数学模型的建立 三相电压型变流器一般数学模型具有物理意义清晰、直观等特点。但这种数学 模型中，电压型变流器交流侧均为时变交流量，因而不利于控制系统设计，为此， 可以通过坐标变换将三相静止坐标系转换成与电网基波频率同步旋转的幽坐标系， 变换后，三相对称静止坐标系中的基波正弦量将转化成同步旋转坐标系中的直流变 量，从而简化控制系统设计。 三相电压型变流器出数学模型的建立过程中，常用到两类坐标变换。一类是 将三相静止坐标系a b c 变换成两相垂直静止坐标系筇；另一类是将三相静止对称坐 标系变换成两相旋转坐标系由，或是将两相静止垂直坐标系筇变换成两相同步旋 转坐标系砌。 上述坐标变换又分成“等量”和“等功率”变换两种。“等量”坐标变换是指 变换前后通用矢量相等，也称为2 3 变换。“等功率”变换在坐标变换前后功率相等， 或称为2 3 变换。实际情况是，可根据具体要求任意选用两种变换。这里遵循“等 功率”变换建立由坐标系下的模型，有变换矩阵乙。叩和由： t 女m 8 2 l一土一1 22 o 鱼一笪 22 r一- 删s i 删 锄呐一l s i n c o tc o s c o t j 则变换后的够和由坐标系下的数学模型分别如式( 3 - 9 ) 和式( 3 - 1 1 ) 所示 上等巩一尉。飞v 出 喙确埘，呻v 出 c 每吨i ，嗨铲i l ( 3 - 9 ) 华北电力大学硕士学位论文 由于静止妒坐标系和由旋转坐标系之间的变换矩阵元素是时间的函数，因此，不 能够简单认为叩坐标系下电流的导数乘以变换矩阵就是a q 坐标下电流导数，存在 如下关系： 丢匕 = 昙( 。由臣 = + 由丢臣 + ：司 ；| ： c ，m ， 盟 衍 三堕 d f c = 甜d r + c o l i q s d v 出 从同步旋转由坐标的数学模型看， 系，因此，基于这种坐标系的数学模型 ( 3 1 1 ) p w m 交流器中两相电流之间存在耦合关 在设计电流控制器时，应考虑这种关系。 3 2 三相电压型p l t i t , t 变流电路的工作原理1 本节以三相半桥电路为例，介绍三相p w m 变流电路的工作原理。研究表明， 通过对网侧电流的适当控制，可以实现电压型变流器的四象限运行。本文研究的是 咀接近于单位功率因数运行的p w m 变流器。单位功率因数是指：当p w m 变流器 运行于整流状态时，网侧电压、电流同相并呈现正阻特性；当p w m 变流器运行于 有源逆变状念时，其网侧电压、电流反相( 负阻特性) 。 3 2 1 电路系统结构 三相p w m 变流电路由主电路、控制电路和驱动电路三大块构成。变流电路的 结构框图如图3 - 6 所示。主电路完成电能的交直流变换，是变流电路的核心部分： 控制电路对主电路进行适当的控制，以实现直流电压的稳定和输入电流的正弦化， 并达到单位功率因数的目的，是使变流器满足规定性能指标的关键部分；驱动电路 实现主电路和控制电路之间的信号连接，并满足主电路和控制电路之间所需要的电 气隔离。 屯 屯 一 一 属m 蜴 扇 一 = 鸹丝衍 华北电力大学硕士学位论文 u 3 2 2 主电路及工作原理6 1 图3 - 6 三相电压型变流器系统结构 三相电压型变流器主电路如图3 5 所示，三相桥臂均采用i g b t 与二极管反并 联构成可双向导电的开关器件，直流侧并联大电容。除必须具有输入电感外，p w m 整流器的主电路结构和逆变器一样。通过对开关管进行实时、适式控制，可以在交 流输入端得到丁f 弦p w m 电压，可见，在三相桥的交流输入端到电源中点可看作一 个基波幅值和相位可调节的交流电源。以a 相为例，可作等效电路如图3 7 a ，其中月 为回路等效电阻。相应电流电压基波向量图如图3 7 b 和3 7 c 所示。 可见当调节v 。的基波相位和幅值，使v 。基波滞后电源电压占角时，输入电流与 电源电压同相，并经过对控制电路和相关参数的适当设计可使输入电流谐波很小， 功率因数近似为1 。 v a 图3 7 ( a ) 交流侧等效电路图3 - 7 ( b ) 整流状态相量图 3 3 空间电压矢量p w m 控制原理 i 。 “d v r 图3 7 ( c ) 逆变状态相量图 空间矢量p w m 控制( s v p w m ) 策略早期由日本学者在2 0 世纪8 0 年代针对交 流电动机变频驱动而提出的，主要思路在于抛弃了原有的正弦波脉宽调制( s p w m ) ， 而是采用逆变器空f 刚电压矢量的切换以获得准圆形旋转磁场，从而在不高的丌关频 率条件下，使交流电动机获得比s p w m 控制更好的性能。将空间电压矢量应用于电 压型变流器控制之中，主要是继承了s v p w m 电压利用率高、动态响应快等优点。 是目前电压型变流器控制的研究热点。由式( 3 - 8 ) 可得，三相电压型变流器交流侧 相电压如下： 华北电力人学硕士学位论文 l 1 3 1 _ 3 1 3 +s+s +s6 +s ( 3 1 2 ) 将8 种开关函数的组合带入式( 3 - 1 2 ) ，可以得到相应的三相交流侧电压值，如表( 3 - 1 ) 所示。 表3 - i不同开关状态时的电压值 s 口 s cv d 0 v 6 0v c 0 k 0 oooo0 l 12 0o1 。i ”m。j 。*j k 0lo 一；，出昙v 出，；v 时 jjj 2 li ol1 j ”出了v 出j v 止 巧 l00 圪 2 。 1 1 j ”出 一了”出。i ”出 12l l0l i v 出。i v 血= - v j c 虬 1l2 l1o j v 出j v 出一j v 出 k lllo00 巧 可见三相电压型变流器不同开关组合时的交流侧电压可以用一个模为2 v 。，3 的 空间电压矢量在复平面上表示。某一开关组合时的v 。、v 。、v 。即为该空间矢量在 三相轴上的投影。如图3 一1 2 所示，其中k ( o o o ) 、k ( 1 1 1 ) 由于模为零，称为零 矢量。复平面上三相电压型变流器空间电压矢量虬定义为 r 圪2 专矿”“3 ( k _ 1 ，6 ) ( 3 _ 1 3 ) 1 、，= 0 如果v 。、v 。、v 。是角频率为出的三相对称正弦电压，那么矢量v 即是模为相电压 峰值，且以角频率国按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而空间矢量在三相坐标系 上的投影就是对称的三相正弦量。且三相电压型变流器空间电压矢量控制与相电压 参考点的选择无关。 r 出 i 出 v v v 1l；ij，jj 口 6 f s j s ，1h1kl = i l 一一 0 0 0 h r v v 华北电力大学硕士学位论文 i - i v v i v l v j 以 图3 1 2空间矢量分布图3 1 3 矢量分区及合 成 六个模为2 v 。3 的空间电压矢量将复平面均分为六个扇区，如图3 1 3 。对于任 一扇区中的电压矢量v ，可由该扇形区两边的电压空间矢量来合成。以处于i 扇区 的矢量为例，v 可由圪和圪与零矢量合成 下下 导圪+ k = v + ( 3 - 1 4 ) 1 j5 式中i 、正是矢量和圪在一个开关周期中的持续时间；e 为p w m 开关周期。 发零矢量的持续时间为r o ，则 正+ 瓦+ r o 、7 = t ( 3 1 5 ) 对于零矢量的选择，主要考虑应使开关状态变化尽可能少，以降低开关损耗。 对于三相电压型变流器某一给定电压空间矢量，常有以下几种合成方法。以处于i 扇区的矢量合成为例。 方法一：该方法将零矢量均匀地分布在矢量y 的起点和终点上，然后依次由 和吒按三角形方法合成，如图3 - 1 4 a 所示。图3 - 1 4 b 为开关函数波形。 s 口 j 6 s c ! f o 2 5 。正。1 乃。i t o 2 ：一7 、疋一： 图3 1 4a 矢量合成方法b 开关函数波形 由于开关函数波形不对称，p w m 谐波分量主要集中在开关频率及两倍开关频 率上。一个丌关周期中，功率开关管共开关4 次。 方法二：浚方法仍然将零矢量均匀分布在矢量的起点和终点上，除此以外依 次由、圪、台成，并从v 中点截出两个三角形。合成图形及丌关函数波形如 图3 15 a 及3 1 5 b 。 圪 1 吒 一 u 一 华北电力大学硕士学位论文 | l | 五2 1 。正。i 正。i 。正j z 2 丁。 i i ! ：! l ： 。t ：o 。：五t i 。五t , i i 谥：冬。毛。 ：7 f 、： 3 4 三电平s v p w m 矢量型变流器基准矢量实现原理及其控制策略的形成 3 4 1 三电平s v p w m 矢量型变流器主电路及矢量合成及实现原理4 1 三电平p w m 高频整流主电路如图3 1 7 所示，交流侧由三个电感和三个桥臂构 成，三个电感主要起传递能量( 从a c 侧到d c 侧) 的作用，兼有电流滤波功能： 2 0 华北电力大学硕士学位论文 每个桥臂由四个i g b t 及一组钳位二极管( 如a 臂为d a l 、d a 2 ) 构成，i g b t 上反 并联的二极管为i g b t 寄生二极管；从桥臂上下直流侧有两个完全相同的滤波电容 器c 1 、c 2 ，它们在滤掉直流侧高次谐波的同时还起嵌位的作用，后面的负荷r l 为 感性负载。 针对上面主电路图，三电平s v p w m 矢量型变流器的每相桥臂可以构成其数学 模型的三个基本的基准矢量，本文将其命名为“l ”、0 、“1 ”。它们是实现三电平 s v p w m 脉宽调制算法的基础。设c 1 ，c 2 容量足够大，在次换路过程中电容上的 电压恒定不变。 o 图3 一1 7 三电平电压型矢量型交流器主电路图 矢量“1 ”，当i g b t 管s i l 、s i 2 ( i = a , b ，c ，以下同) 开通，s i 3 、s i 4 关断时， 如以c 1 ，c 2 的中点电位为参考电平0 ，该相交流侧的电平为t v c m 此时s i 3 、s i 4 共 同承受v d c = i v c l + v c 2 1 的电压。由于两者具有相同的电路拓扑结构及参数，故s i 3 、 s i 4 各自承受v d c 2 的电压。同时，嵌位二极管d i l 承受电压为i v d c l i ，由于d i l 与 d i 2 的拓扑关系，嵌位二极管d i 2 所承受电压为 v d c 1 一v d c 2 = ：i v d cll 2 一l v c 2 2 矢量0 ，当i g b t 管s i 2 、s i 3 开通，s i l 、s i 4 关断时，以c l ，c 2 的中点电位 为参考电平0 ，该相交流侧的电平为0 。此时，s 订承受电压为| v c l i ，s i 4 承受电压 为( v c 2 i 。对于d i l 、d i 2 与s i 2 、s i 3 ，当该相电流从交流侧流向直流侧时，s i 3 、d i 2 导通，s i 2 、d i l 关断；当该相电流从直流侧流向交流侧时，s i 2 、d i l 导通，s i 3 、 d i 2 关断。此时d i l 、d i 2 与s i 2 、s i 3 四个功率管所承受的电压都是0 。 矢量“1 ”，当i g b t 管s i 3 、s i 4 开通，s i l 、s i 2 关断时，以c 1 ，c 2 的中点电位 为参考电平0 ，陔相交流侧的电平为i v c 2 l 。此时s i l 、s i 2 共同承受v d c = i v c l + v c 2 i 的电压。由于两者具有相同的电路拓扑结构及参数，故s i l 、s i 2 各自承受v d c 2 的 电压。同时，嵌位二极管d i 2 承受电压为i v d c 2 ，由于d i l 与d i 2 的拓扑关系，嵌 华北电力人学硕士学位论文 位二极管d i l 所承受电压为v d c 2 一v d c 2 = 】v d c 2 l 2 一i v d c l l 2 3 4 2 三电平s v p w m 矢量型变流器的空间矢量及其调制算法的形成 在两相静止垂直坐标平面( 即1 3 平面) 中，三电平2 7 个开关矢量分布如图 3 1 8 所示，有包括三个零矢量在内的2 7 个空间矢量组成。 三电平s v p w m 整流的调制与两电平类似，都是通过对调制空间矢量的运行位 置判断，之后选择合适的基准矢量予以合成，并计算相应的开通、关断时间。这里 我们定义三相三电平整流器的电压空间矢量调制比如下所示： m = i v i r 2 v d 倒= 3 l v l r 2 p 砂 ( 3 - 1 6 ) 式( 1 ) 中i v i 是以角速度( 0 = 2 兀f 旋转的电压矢量v 的模长。在a 一1 3 平面中v 的向 量幅角为o 。 从图3 一1 8 中可以看出，三电平整流器整个矢量空间分为6 个大区，每一个大区 又分为4 个小区，这样矢量空间共有2 4 个小区。旋转矢量v 是由所在小区的三个 电压矢量v x 、v y 、v z 合成的。它们的作用时间分别为t x 、t y 、t z ，总开关周期 t s = t x + n + t z ，其中定义 = t x t s 。r = r y r s ，z = t z t s ( 3 - 1 7 ) v 砑 瓤, o ， l 厂w , 沤v 0 3 0 l _ _ _ 。弹辩j 珊么 图3 一1 8 三电平2 7 开关矢量分布图 三电平2 7 空间矢量第一大区( o e 6 0 度) 的划分图如图3 1 9 所示，现在以第一 大区为例，计算旋转电压矢量v 处于四个小区时的t x 、t y 、t z 对应的x 、y 、z 值。 电压空间矢量调制比m 的边界条件为：m 1 ，m 2 ，m 3 ，m 4 。 华b 电力大学硕士学位论文 j 1 1 、 。 0v o n v o l n 。v 1 7 v o p v o l n k 图3 1 9第一扇区划分图 n 川=彘43c o ss i n 0 ( 3 1 8 )一+l j 1 6 ， m2型(00jr643c o s s i n ) ( 3 - 1 9 ) 一口 l j i ， 吖3 ；业( n 6 0 1 ；n 3 s i n 0 ) ( 3 z u )l j j 4 。西忑4 而3( 3 2 1 ) 下面就第一大区的划分阐述调制比的形成： 2 1d 1 小区 当调制比m m 1 ，即旋转矢量v 处于d 1 小区时，v 是由v 0 1 ( v o l p ，v 0 1 n ) 、v 0 2 ( v 0 2 p ，v 0 2 n ) 、v o ( v o p ，v o n ，v 0 0 ) 三个矢量合成的，根据矢量合成原理，有： x = 2 m c o s 0 一i 3 s i n o ( 3 2 2 ) 4s i n 口 ” r ( 3 2 3 ) z = i 一2 r e c o s 0 + i 3s i n 0 ( 3 2 4 ) 2 2d 2 小区 当调制比m 1 】i 】 m i l 2 ( m 2 ，m 3 ) ，即旋转矢量v 处于d 2 小区时，v 是由v 0 1 ( v o l p ， v 0 1 n ) 、v 0 2 ( v 0 2 p ，v 0 2 n ) 、v 1 2 三个矢量合成的，根据矢量合成原理，有： 拈l - m 等( 3 - 2 5 ) y = i 一2 m c o s 0 一i 3 s i n 0 ( 3 - 2 6 ) z = 一1 + 2 r n c o s o + 压3 s i n o ( 3 - 2 7 ) 2 3d 3 小区 当调制