（微电子学与固体电子学专业论文）tftlcd电源管理集成电路的研究设计.pdf

摘要 随着便携式电子产品的日益广泛的应用，多功能作为便携式电子产品的一项 特色也不断地遇到新的挑战，同时对于电源管理类芯片，实现多种管理方案的集 成亦具有极其重要的意义。 本文对几种电源管理方案的原理分别进行了详细地分析，并归纳出了它们的 特点。以此为基础，设计了一款多种电源管理方案相结合的多路输出芯片 x d j 6 3 1 3 。文中对x d j 6 3 1 3 的设计进行了详细地论述，包括芯片的选型，系统指 标的制定，系统功能的实现及仿真验证。芯片包括一个d c d c 、二个电荷泵和四 个线性变换器结构。其中d c f d c 的输出直接作为线性变换器的电源或经电荷泵的 正向及负向倍压后作为线性变换器的电源。芯片设计中所采用的求和比较器和无 损耗电流检测的特殊结构，大大减小了芯片的面积和电路的复杂度。该芯片可以 在三种固定频率下工作，对所有的输出均采用了误操作定时闭锁，从而更有效地 加强了对多种电源管理方案的管理。本论文所做的研究工作对其他同类芯片的设 计具有一定的参考意义。 芯片的设计采用了x x 公司的0 6 p m b c d 工艺，利用w o r k v i e w , h s p i c e 等e d a 软件，对芯片的子模块和整体电路进行了前仿真验证，结果表明所设计的电路能 很好地实现预期的多种功能。 关键字：求和比较器 k 0 0 电荷泵无损耗电流检测 a b s t r a c t a b s t r a c t w i t ht h ew i d eu s eo fp o r t a b l ee l e c t r o n i c s m u l t i f u n c t i o ni so n eo fc h a r a c t e r i s t i c sf o r p o r t a b l ee l 劬o m c s ，w h i c he n c o u n t e r ss o m ec h a l l e n g e s s ot h er e s e a r c ho nh o w t o i n t e g r a t es e v e r a lp o w e rm a n a g e m e n tp r o j e c t si n t oo n ec h i pi so fs i g n i f i c a n t s e v e r a lk i n d so fp o w e rm a n a g e m e n tp r o j e c t sa r ea n a l y z e dp a r t i c u l a r l yi nt h i sp a p e r , i n c l u d i n gt h ec o r r e s p o n d i n gc h a r a c t e r i s t i c sf o re v e r yp o w e rm a n a g e m e n tp r o j e c t a m u l t i f u n e t i o n a la n dm u l t i d e f e r e n tc h i p n a m e dx d j 6 3 1 3i sg i v e nt h a tf o l l o w s t h e d e s i g no f x d j 6 3 1 3i sd e s c r i b e di nd e t a i li nt h i sp a p e r , i n c l u d i n gt h et o p o l o g ys e l e c t i o n ， t h ed e t e r m i n a t i o no fs y s t e mp a r a m e t e r s ，a n dt h er e a l i z a t i o no fs y s t e mf u n c t i o n sa sw e l l a ss i m u l a t i o nr e s u l t s t h ec h i pi sc o m p o s e do fo n es w i t c h i n gv o l t a g ec o n v e r t e r , t w o c h a r g ep u m pc o n v e r t e r sa n df o u rl i n ed r o p o u tr e g u l a t o r s i na d d i t i o n ，t h ec h a r g ep u m p c o n v e r t e r sc o n v e r tt h eo u t p u to fs w i t c h i n gv o l t a g ec o n v e r t e ri n t ot h ei n p u to fl i n e d r o p o u tr e g u l a t o r s t h en o v e ls u m m i n gc o m p a r a t o ra n dt h el o s s l e s sc u r r e n ts e n s i n g c o n s t r u c t i o na r ee m p l o y e di nt h i sc h i p ，w h i c hm i n i m i z et h es i z eo fw h o l ec h i pa n d c o m p l i c a t i o nl e v e lo f c i r c u r s t l l i sc h i pc a nw o r ko nt h r e ek i n d so f s w i t c h i n gf r e q u e n c y , a n dt h e r e a r et i m e r - d e l a yf a u l tl a t c ha ta l lo u t p u t s ，w h i c hc a ni m p r o v et h e m a n a g e m e n tf o rx d j 6 3 1 3 t h cw o r k si nt h i sp a p e ra r eo fs i g n i f i c a n “f o rs o m e w h a t r e f e r e n c et os i m i l a r a s i c t h ed e s i g no fx d j 6 3 1 3e m p l o y st h eo 6 p r nb c dp r o c e s s t h es i m u l a t i o n sf o r s u b b l o c k sa n dw h o l ec i r c u i t sh a v eb e e nc o m p l i e db yu s i n gt h ee d as o r w a r e ，s u c ha s w o r k v i e wa n dh s p i c e 1 1 1 er e s u l t so fs i m u l a t i o ni n d i c a t et h a tt h ef i m c t i o no f x d j 6 3 1 3 i se x c e l l e n t k e y w o r d ：s u m m i n ge o m p a r a t o r l d oc h a r g ep u m pl o s s l e s sc u r r e n ts e n s i n g 创新性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不 包括其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或 其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做 的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 本人签名：盔蔓二墨笔日期：! 丑l 丛 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生 在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属于西安电子科技大学。本人保证毕 业离校后，发表论文或者使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。 学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全 部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。 本人签名：壁兰! 兰垒 导师繇批 聊雠：幸鼽 日飙，迦! 丘矿 第一章绪论 第一章绪论 本章简要地介绍了便携式电源管理类i c 的发展、分类和特点，着重说明了电 源管理技术的现状及发展趋势，特别是d c d c 开关变换器，l d o 和电荷泵的研究 现状及发展趋势；最后对本论文的主要工作和章节安排作了简要介绍。， 1 1 电源管理技术的现状和发展趋势 便携电子设备已经成为我国和全球电子信息市场最有发展前景的新亮点。目 前，我国移动电话的数量已经超过2 亿部，并且正在以极快的速度迅猛发展，不 久将超过固定电话的数量。此外，笔记本电脑、便携式m p 3 播放机、便携式d v d 播放机、互联网接入设备、便携式g p s 终端、数码相机、个人数字助理( p d a ) 等也正在快速发展。 近年来，电源管理在飞速发展的同时不断有新的创新。电源管理的创新主要 表现在两个方面： ( 1 ) 提高电池的功率转换效率。对于手机等便携式设备，电源管理更多地集 中在两个环节，即提高电池的功率转换效率和利用效率。由低压差线性变换器( l d o ) 转向开关电源的发展趋势即是顺应前者的需求，而后者则是通过厂商各自的新技 术来改善负载器件的功率利用率。l d o 具有成本低、封装小、外围器件少和噪音 小等优点。它的效率取决于输出电压与输入电压之比：t 1 = v o u t i q n ，因而它适用于 压差变化不大的降压场合，压差稍大就会显露出效率低的弊病，造成功率的浪费， 并可能因芯片发热对系统稳定性产生不良影响。而开关电源是以电感电容作为储 能元件，通过不同的拓扑结构可以完成升压、降压和反转电压的功能，具有很好 的应用前景，功率转换效率可高达9 0 以上。但无论是电感式还是电容式开关电 源都存在一定的缺点，设计人员需要针对具体应用选择最佳的转换方式。电感式 开关电源转换效率高、应用范围广，但由于采用电感、电容器件而造成面积大、 纹波大，可以通过提高开关频率的方法解决此问题。电容式开关电源在输出电压 与输入电压为合适倍数关系时，效率可高达9 0 以上，但其输出电压和输出电流 受限，另外转换效率受输出与输入电压比值的影响。 ( 2 ) 电源管理的另一个研究热点是提高负载器件的功率利用率，如何做到 “恰好满足需求”，实现最大限度的节能是问题的关键。美国国家半导体( n s ) 和 德州仪器( t i ) 等公司分别倡导自己的解决方案。n s 的p o w e r w i s e 闭环自适应电压 调节( a 、，s ) 技术使便携设备动态地调节性能和功耗，可以将电池使用时间延长2 5 到4 0 0 。a v s 通过一个反馈机制，动态地将电压调节到特定操作所需的最低水平， 2 t f t - l c d 电源管理集成电路的研究设计 在高性能模式中采用额定电压，而低性能模式中则降低电压，实现功耗的降低。 t i 的动态电压调节( d v s ) 技术将处理器与电源变换器连接成闭环系统，通过| 2 c 等总线动态地调节其供电电压和频率，以提高功率利用效率。该公司的电源管理 芯片t p s 6 5 0 1 0 集成了充电电路、电感式d c d c 和l d o 。另外，它还可以通过1 2 c 总线对各路输出电压进行调节，非常适合为o m a p 等类似处理器供电【2 】【3 1 。 1 2 集成变换器的分类与比较 集成电压调节器有多种，根据其调节电路的工作状态可分为两类，如果调节 电路工作在线性状态，就称为线性变换器( l i n e a r r e g u l a t o r ) ；如果调节电路工作在 开关状念，就称为开关型变换器( s w i t c h i n gr e g u l a t o r ) 。线性变换器又可根据变换 器同负载的连接方式分为并联型变换器和串联型变换器；开关变换器根据储能元 件的不同分为d c d c 变换器和电荷泵；常用的d c d c 变换器根据输出电压与输 入电压的关系又可分为降压型d c d c ( b u c kc o n v e r t e r ) 、升压型d c d c ( b o o s t - c o n v e r t e r ) 、升降型d c d c ( b u c k b o o s tc o n v e r t e r ) 1 4 j 。 不同的电压变换器结构也各有其所擅长的优势，从设计电源系统的角度来看， 必须根据特定的负载需求做以取舍进而选择不同的管理方案。电源管理技术的不 断发展和推陈出新，不仅使便携式电子产品成为电子行业中增长速度最快的一个 分支，也使得选择电源方案的优先级不断地发生变化。 1 3 论文主要工作和章节安排 本论文中，作者比较了各种开关变换器的拓扑结构并重点对b o o s t 型开关变 换器的工作原理进行了详细地分析；并对开关变换器常用的几种控制模式进行了 详细的分析；然后分析了一种新的p w m 开关电源控制新技术，除此之外，文章中 对l d o 和c h a r g e p u l p 结构的稳压原理及在芯片x d j 6 3 1 3 中的应用也进行了 详细的阐述。然后基于o 6 u mb i c m o s 工艺，采用v i e w l o g i c 和h s p i c e 等e d a 软 件，设计了一款多种管理方式集一身的x d j 6 3 1 3 。该芯片采用以模拟为主的数模 混合集成电路来实现，规模约为5 0 0 0 多个器件，仿真验证表明电路功能完全实现， 各项性能指标符合设计要求。该芯片的突出特点是： l 、多种管理方式 为了满足输出需要，x d j 6 3 1 3 采用多种管理方式。其中升压d c d c 的输出通 过电荷泵的正向升压或负向降压后作为l d o 的电源。 2 、无损耗电流检测 x d j 6 3 1 3 的d c d c 采用升压电流模控制方式，峰值电流检测采用了无损耗的 第一章绪论 电流检测网络结构。避免了传统检测技术所带来的功率损耗。 3 、新颖的求和比较器的结构 x d j 6 3 1 3 的d c d c 将传统d c d c 中的误差放大器，电流检测和斜坡补偿转化 为一个多输入的求和比较器来实现。新的求和比较器结构除具有的p w m 控制器的 功能外，还具有高精度，高速度和自适应性的特点。又由于该电路结构简单，所 以既能减小芯片的面积，又能提高成品率。 论文共分为五章，第一章简要介绍电源管理技术的发展概况和趋势，集成变 换器的分类以及论文的主要工作和章节安排；第二章对本芯片中所采用的各项关 键技术进行了详细的分析和论证；第三章介绍了芯片的整体架构设计及其解决方 案；第四章对变换器x d j 6 3 1 3 的各模块电路进行设计和仿真调试；第五章给出了 芯片的整体仿真结果；最后是结束语。 4 t f t - l c d 电源管理集成电路的研究设计 第二章对芯片中涉及到的各种变换器的理论分析与研究 本章对与设计相关的理论背景进行了介绍，先介绍了本芯片所涉及到的各种 变换器的拓扑结构，然后详细分析了开关变换器、l d o 和电荷泵的工作原理，接 着分别介绍了开关变换器和l d o 常用的几种控制模式，并分析了它们的效率问题， 最后分析了电荷泵的两种变换方式的原理。 2 1 开关变换器的不同拓扑结构 根据输入电路与输出电路的关系，d c d c 变换器可分为非隔离式d c d c 变换 器和隔离式d c d c 变换器。在非隔离式变换器中，根据输入与输出电压的关系又 可分为降压型、升压型、升压降压型和反向型d c d c 变换器。常用的隔离型变换 器根据电路工作特点可分为单端反激、单端一激、双端推挽和双端桥式d c d c 变 换器。本论文主要针对非隔离式d c d c 变换器进行详细说明。 2 1 1 非隔离式d c d c 变换器 如上文所言，可应用于标准d c d c 开关变换器的非隔离式的开关变换器拓扑 结构有四种：降压型( b u c k ) 变换器；升压型( b 0 0 s t ) 变换器；升压降压型 ( b o o s t - b u c k ) 变换器和反向型变换器。这些拓扑结构都不是隔离式的，换句 话说，输入电压和输出电压共用一个地。电源的拓扑结构主要依赖于开关器件、 输出电感和输出电容的连接方式。下面简要介绍上述几种最常用的非隔离式的开 关变换器拓扑结构的转换特性。 1 ) 降压型 b u c k 型也称为降压型。其基本电路拓扑结构如图2 1 所示。功率m o s f e t 为开关调整元件，它的导通与关断由控 制电路决定；l 和c 1 为滤波元件：开关 管截至时，二极管v d 可保持输出电流连 续，所以通常称为续流二极管。 在工作过程中，当控制脉冲信号使 m 1 导通后，c 1 开始充电，输出电压v 0 加到负载r l 两端，在c l 充电过程中， fi 严 l ii v ；剖 d i丰c iv oi j li 图2 1 b u c k 型d c d c 变换器 电感l 内的电流逐渐增加，储存的磁场能量也逐渐增加。此时续流二极管d l 因反 偏而截止，经过一定时间后，控制脉冲使m 1 截止，l 中的电流逐渐减小，l 两端 产生的感应电动势使d l 导通，l 中储存的能量便通过续流二极管d 1 传递给负载。 第二章对芯片中涉及到的各种变换器的理论分析与研究 5 当负载电压低于c l 两端的电压时，c l 便向负载放电。 若开关管导通的时间记为t o l i ，关断的时间记为t o 。则在连续导通模式下，降 压型变换器的直流传输函数为： 驴k 焘叫等却_ ( 2 - 1 ) 由于d 在0 到1 之间，所以输出电压低于输入电压，因此被称为降压型。 2 ) 升压型 升压型d c d c 变换器的基本工作电路拓扑结构如图2 2 所示。功率m o s f e t 作为开关调整元件，它的导通与关断由控制电路决定；lj 为升压电感；d i 为升压 二极管；c i 为滤波电容器。开关管mi 导通时，电源电压v i 加在贮能电感l f 的两 端。 电路的基本工作原理是：当 m 1 导通时，能量从输入电源流入， 并储存于电感l l 中，由于m 1 导 通期间正向压降很小，故这时d 1 反偏，负载由滤波电容c 1 供给能 量，将c 1 中储存的电能( c v 2 2 ) 释放给负载。当m 1 截止时，由于 图2 2b o o s t 型d c d c 变换器 电感中电流不能突变，它所产生的感应电动势阻止电流减小，二极管d l 导通，电 感中储存的能量经二极管d 1 流入电容c i ，并供给负载。 若用t 啊l 表示开关管的导通时间，t o g 表示开关管的关断时间，则在连续导通模 式下，b o o s t 型的直流传输函数为： t上 = 堑卑k = k ( 1 一d ) ( 2 - 2 ) l 够 由上式可知，输出电压高于输入电压，所以也称为升压型。 在该电路中，输入电压变换时，保持控制信号的周期t 不变，改变开关管的 导通时问t o ( 即改变控制信号的占空比d ) ，可使输出电压保持稳定，这种方式称 为脉冲宽度调制( p w m ) 。输出电压的表示式也可变为： ， v o = 普= k t o f ( 2 - 3 ) 3 ) 反向型d c d c 变换器 反向型d c d c 变换器的基本电路如图2 3 所示。功率开关管m l 导通时，隔 离二极管d 1 因承受反向偏压而关断。功率开关管关断时，电感两端产生反向电压， 即下端为正，上端为负。隔离二极管v d 因承受正向电压而导通，忽略v 。的正向 电压降，电感两端的电压即为输出电压k 。 6 t f t - l c d 电源管理集成电路的研究设计 在连续导通模式下，反向型d c d c 的直流传输函数为： 2 号 ( 2 - 4 ) 从基本电路可以看出，在该电路中， 输入电压k 和输出电压k 的极性相反，所 以称之为反相型d c d c 变换器。调整功率 开关管的导通或关断时间，可以调整该变 换器的输出电压。 4 ) z e t a 型和s e p i c 型 除了上面三种基本的变换拓扑外，还 图2 3b u c k - b o o s t 型d c d c 变换器 有两种具有中间转换器的电路。即z e t a 型和s e p i c 型。它们互为对偶。其电路 图如图2 4 所示。 v l v c a ) z 叭变换器 b ) s e p i c 变换器 图2 4z e t a 型和s e p i c 型d c - d c 变换器 表2 1 对四种基本类型变换器的特性进行了比较。 表2 1 四种基本类型变换器的特性比较 b u c kb o o s tb u c k b o o s t z e l - a 变换比d ldd m = ，l l dl d1 一d _ ，v o 可大于或小于v i ，v o 可大于或小于v i ， 输出电压v o 正极性 正极性负极性负极性 输入电流不连续连续不连续 连续 输出电流连续 不连续不连续连续 d c d c 变换器的拓扑结构的选择是基于其成本、特性和它所在系统的输入线 性以及输出负载特性等要求。每一种拓扑结构都有其各自的特性。这些特性包括 稳态电压转换的比例，输入输出电流特性，输出电压纹波等。另一个重要的特性 是占空比输出电压传递函数的频率特性。任何一种拓扑结构都不绝对“优于” 另一种。每一种都有其理想特性和缺点，选择过程就是将合适的开关变换器拓扑 结构应用于所需要的系统中【1 】【4 j 【5 】。 飞一 i卜上 _ ! 矿l k 呸 一九j t 卫 ， f d 卜竺一 第二章对芯片中涉及到的各种变换器的理论分析弓研究 7 2 1 2b o o s t 型d c d c 的工作原理 以下主要详细分析x d j 6 3 1 3 中所涉及到的升压d c d c 变换器的工作原理， 其他种类的变换器的工作原理将不再做详细的分析。 b o o s t 变换器也称为升压型，它的基本电路如图2 5 ( a ) 所示。它由开关晶体 管m l 、续流二极管d 卜储能电感l l 和输出滤波电容c l 组成。 电路的基本工作原理：当m 。导通时，此时m 处于线性区，可以等效为一个 小电阻) s ( o n l 。由于m l 导通期间正向压降很小，故这时d 1 反偏。其等效电路如 图2 5 ( b ) 所示。开关管导通后，流过电感的电流线性上升，开关管m l 中的电流也 线性上升，当开关管导通状态终止时，电感l 中的电流达到最大值。在m 一导通期 间，负载上的电流由滤波电容c l 提供。 当m 截止时，由于电感中电流不能突变，它所产生的感应电动势阻止电流减 小，电感l 1 两端电压反向，该电压v l 与输入电源电压v i 叠加后，通过升压二极 vv a ) b 0 0 s t 拓扑结构 b ) m 。导通时的等效电路 。)m 关断时的等效电路 图2 5b o o s t 拓扑结构及不同状态下的等效电路 管v d 和滤波电容c ，加到负载两端，并使二极管d 1 导通。其等效电路如图2 5 ( e ) 所示。电感中储存的能量经二极管d i 供给负载，同时有一部分电流流入电容c l 中，为c 1 补充能量。 图2 6 给出了b o o s t 变换器稳态 连续导通模式下关键信号的波形，其 中电流的方向如图2 5 中所示。这里， “稳态”指的是输入电压、输出电压、 输出负载电流和占空比都是固定的。 由式( 2 2 ) 可以看出，这种电路的输 出电压v b 高于输入电压v j ，所以将其 称为升压型d c d c 变换器。工作过程 中，调整功率开关管的导通时间t 0 | i 或 关断时间t o f r 都可以改变变换器的输出 电压。 ：1 团! ：口叫 1 l l 。 0 i一t i ：i 臼臼， ：b 险 叫 二拄二， 图2 6 主要信号的波形 根据在稳定工作条件下电感中电流的连续与否，可以将其工作模式分为两种： t f t - l c d 电源管理集成电路的研究设计 连续导通模式( c c m ，c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ) 和不连续导通模式( d c m ， d i s c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ) 。当工作在连续导通模式下时，在整个开关周期 内，电感中的电流是连续的。在不连续导通模式下，电感中的电流会在开关周期 的某一段时间内降到零，并维持在零电流状态，直到下一个周期开始。一般电路 既可以工作在c c m 模式下，也可以工作在d c m 模式下。但是由于在不同工作模 式下电路的频率响应会有很大的差别，所以我们一般都希望电路在不同的条件下 都工作在同一模式下，以保证系统的稳定性【4 i i ”。 2 1 3 连续导通模式( c c m ) 特性分析 我们首先对c c m 模式下的b o o s t 变换器进行分析。在进行分析之前，首先 作以下假设：1 ) 输出电容足够大，因此电容上的电压变化可以忽略，即电容上的 电压是恒定的。2 ) 电容的e s r 引起的输出电压的变化可以忽略。在这样的假设下， 输出电压是恒定不变的，不存在交流纹波。这样的假设是合理的，因为在设计中， 交流纹波电压远远小于输出电压的直流分量。 c c m 模式下的开关周期可以分为两个阶段，t o n 阶段，即开关管m l 导通阶段 和t o f f 阶段，即m 1 关断阶段。其等效电路分别如图2 5 ( b ) 和( c ) 所示。在下面的公 式中，r 、l 、c 分别为r l 、l 1 、c i 的值。首先分析b o o s t 变换器的直流传输特 性。 在t o n 阶段，控制信号使m l 导通，电感中的电流从最小值i 。增加到i l t 。， 电感中的电流近似为线性增加。假设m l 具有理想的开关特性，导通时其漏源电压 可以忽略。由于 z 巧乩鲁( 2 - 5 ) 所以 i l 一：_ v + i l 曲( 2 - 6 ) 电感中增加的电流为： 矿 虬( + ) = i l 一一t m = i - ( 2 - 7 ) 在t o f f 阶段，控制信号使m l 关断，电感中的电流又从最大值i l 。下降到最 小值i l 。j n ，其下降斜率近似为线性的。此时d 1 导通，l 中的电流经续流二极管d 1 向负载释放能量，忽略二极管的正向压降，则可得出下列方程： k 一= 面d i ( 2 - 8 ) 第二章对芯片中涉及到的各种变换器的理论分析与研究 9 由此可以得出： i tm = 旦k + “ 电感中减少的电流为： a i r 。( 一) ：，。一一l m ：掣2 ( 2 - 1 0 ) 在稳态工作条件下，电感中的电流在t o n 阶段增加的量和在t o f f 阶段减少的量应 该是相等的。由式( 2 7 ) 和式( 2 1 0 ) 可以得到： = l 等o f 生f = 一o f f = f 志= 一击 ( 2 - 1 1 ) 1 1 0 1 上， 其中d = 肛，运用伏秒平衡原理也可以得出同样的结论。 在p w m 控制开关电源中伏一秒平衡是一个很重要的概念。电感上施加的伏 秒等于电感上的电压与时间的乘积。由法拉第定律，在一个完整的周期内电感上 的平均电压为0 。这就意味着施加的伏秒等于释放的伏秒。对于无损转换器来说， 输入的能量必须等于输出的能量。 对于理想的b o o s t 转换器，在连续导通模式下，应用伏秒平衡可得 v , r o = ( v o k ) ( 2 - 1 2 ) 即 巧d r 2 ( v o v , x i - 功r j v o2 形高( 2 - 1 3 ) 由b o o s t 变换器的直流传输特性可知，改变占空比就能控制输出平均电压 的大小，从而获得所需的输出电压值。由于占空比总是小于1 ，所以v o 总是大于 v i ，故常称为升压型。假如输入电压v i 或负载阻抗发生变化时，通过控制回路调 节开关管的占空比，就能使输出电压稳定。 下面推导输入平均电流和输出平均电流的关系。输入平均电流也就是电感上 的平均电流，设为亿，曹，由于电感和电容均不消耗能量，所以电容上的平均电流为 零，输出平均电流等于负载平均电流，设为易。由能量守恒，可得 k 。k = v o 。i o ( 2 。1 4 ) 结合式( 2 1 3 ) n - j 得 娜2 而1 0 ( 2 - 1 5 ) 可见，电感上的平均电流大于负载平均电流。 在开关管导通期间，滤波电容通过负载放电，电流大小可表示为： 1 0 t f t - l c d 电源管理集成电路的研究设计 f = c 业= t - v ( t ) ，h od v 疵( t ) = 面- v ( t ) ( 2 - 1 6 ) d trd tr c 因为输出电压基本是恒定的，所以有 一- v o 。a v a v oj a v o ：丝 f 2 1 7 ) r c a td t v o r c 由上式可以看出，当占空比为最大值，负载电阻最小时输出纹波达到最大值，为： m x = 等 陆 如果考虑滤波电容的等效串联电阻r e s r ，可以得到由r e s r 引起输出电压的纹波峰 峰值为： a v o w = 2 a i 尺m 2 等d r r m ( 2 - 1 9 ) 实际输出电压的纹波应为式( 2 1 7 ) 和( 2 1 9 ) 两个分量之和【2 0 1 【3 5 】【2 3 1 1 2 8 1 1 3 0 1 。 2 1 4 不连续导通模式( d c m ) 特性分析 从式( 2 1 5 ) 可以看出，电感上的平均电流正比于负载电流。但是，由式( 2 7 ) 和( 2 1 0 ) 可知，电感上的纹波电流，与输出电流无关。电感上的最大电流和最小 电流都随着电感上的平均电流变化，也就是说，如果由于负载龟流的变化，电感 上的平均电流下降了1 a ，如果电路仍处于连续导通模式，那么，电感上的最大电 流和最小电流也相应减少l a 。 当负载电流减小到一定程度时，在一个周期内，会有一段时间电感电流为零。 即电路进入不连续导通模式。由于二极管中电流的方向固定，所以电感中电流降 为零后将维持零电流状态，直到下一个周期开始后，电感中电流才开始上升。d c m 模式下主要信号的波形如图2 7 所示。 下面计算不连续导通模式下的直流传输特性。 由伏一秒平衡可得 v , d t = ( v o k ) d 2 t ( 2 - 2 0 ) v o ：v , d + ，d 2 ( 2 - 2 d 由于电容不消耗能量，所以在整个周期内电容上的平均电流为零。于是d 1 上面的 平均电流等于负载上的电流，设为1 0 ，有 厶= 百v o = 舵k d 2 丁) ( 2 - 2 2 ) 第二章对芯片中涉及到的各种变换器的理论分析与研究 i l 其中i b 。为电感上的最大电流。 i z 。：v ，i d t l e a 式( 2 - 2 1 ) ( 2 2 3 ) 消去d 2 ，可得 ：k 血i + x i + 孚2 d 2 r 亟t l 从上式可以看出，d c m 模 式与c c m 的模式的直流传输特 性有很大的区别。在c c m 模式 下，输出电压仅与输入电压和 占空比有关；而在d c m 模式 下，输出电压不仅受输入电压 和占空比影响，还与电感值、 开关频率及输出负载有关。 在电路设计时，一般输入电压 范围、输出电压和输出电流范 围是固定的，而电感是需要设 v c l 口口。 1 么= = 2 z 二0 1 。i 么二二：二二乞k 苫1z g 。臼， 爿 险 险， 1 建一：尘， ? b ；止_ ( 2 2 3 ) f 2 2 4 ) 计的参数。下面推导维持连续导通模式的最小电感值。 她= r = v o ( 1 - 广d ) d r ( 2 - 2 5 ) 当出。= 2 ，咖时，电路处于连续导通模式和不连续导通模式的临界状态，即 v o ( t 1 - d 一) d 丁= 2 k = 2 可i o ( 2 - 2 6 ) 上 “2 l d 解得 所以 ( 2 2 7 ) ( 2 2 s ) 其中，r 一= v o i o 。由式( 2 - 2 8 ) n t 知，在具体应用电路中根据最小负载电流和 占空比的范围就可以算出最小的电感值。 最后分析b o o s t 型d c d c 转换器连续导通模式下的效率问题。当m l 导通 时，设晶体管饱和压降为l v ，m 1 截止期间二极管d l 上面的压降也为1 v ，输入电 流l i 在t o n 期间流过m 1 管，在t o f f 期问流过d 1 ，这样内部损耗为l 1 ，故效率： 坐 坐 等等 1 2 = = n t f l ：l c d 电源管理集成电路的研究设计 归鲁= 孝 陋z ， 将，。= i o ( 1 一d ) 代入得 归高= 南 仁s 。， 这只是考虑变换器晶体管的直流损耗时的情况，当考虑晶体管在开关转换期间电 压电流重叠期的交流l 丌关损耗时，可近似认为交流损耗与直流损耗相当，也是 i ；2 ，这样效率近似为， 拈 竖生 ? y o i o + i ：x 2 一 + 2 ( i d ) 2 五( 2 - 3 1 ) 这是最大可能的效率。由于脉宽控制电路的损耗是很低的，因此效率可以达到9 0 以上。 此外，变换器的效率与电感的等效串联电阻以及电容的等效串联电阻也有很 大的关系。选择低e s r 的电感和电容将会使系统的效率大大提高【l l l 4 卯。 2 2 串联线性变换器的拓扑结构 集成线性变换器按照其结构形式可分为串联式集成线性变换器、并联式集成 线性变换器。论文中研究的两种变换器均属于串联式集成变换器。 一线性变换器的基本结构 共集电极电路在三种基本组态电路中的输出电阻最小，输出电压最稳定。如 果在共集电极电路基础上再引入系统的串联电压负反馈，则输出电阻会进一步减 小，输出电压会进一步稳定。串联型稳压电源正是基于这种思想而构成的。 串联式集成变换器主要是由基准电压源、误差放大电路和调节管三部分组成， 其框图如图2 8 所示，此外，还有启动电路、保护电路( 过流保护、过热保护、安 全工作区保护等) 及偏置电路。串联式集成变换器是对输出电压v 。的变化进行采 样。当输入电压v r 或输出电流i o 变化时，通过取样电阻给误差放大器的反相输入 端一个反馈信号，经与基准电压比较放大后，去控制串联在输入电压与输出电压 之间的调节元件( 功率晶体管) ，调节调节管两端的电压，使输出电压v 。保持不 变，调节管工作于线性区。 第二二章对芯片中涉及到的各种变换器的理论分折与研究 串联式集成变换器比 开关式集成变换器的电路 简单，而且无需外接电感 或变压器，因而应用更为 广泛。由上述分析可知， 变换器一般可认为是一个 带有负反馈的放大器，由 误差放大器和调节元件构 成基本放大器，未调的输 入电压作为供电电源电 压，基准电压作为误差放 图2 8 串联式集成变换器基本框图 输出 v o 大电路的同相输入电压，稳定的输出电压作为输出信号，r i 、r 2 取样电阻作为反 馈网络，所以 = 急( 2 - 3 2 ) f ：l f 2 3 3 ) r l + r 2 式中，a 为集成变换器中基本放大器的开环放大倍数，f 为反馈系数。在实际电路 中，a f 1 ，所以可得： z 等= x ( 半 由( 2 3 4 ) 式可知，变换器的输出电压只取决于基准电压和反馈系数，而与输入电 压和负载电流的大小无关【2 4 】【2 6 】【2 7 】。 二主要参数 1 主要指标 1 ) 稳压系数s s 表示输出电压相对变量与输入电压相对变化量之比，即 ( 2 - 3 5 ) 2 ) 输出电阻r 0 r o 表示负载变化( i l 变化) 对输出电压的影响，即 如2 等l 1 。 、 。 峨一一坐嘶 4 t f t - l c d 电源管理集成电路的研究设计 一般变换器的r o 为m o 数量级。 3 ) 温度系数s t s t 表示变化对输出电压的影响，其表达式为 s t ：a u o l r 2 3 7 1 a t - v l i 小4 ；变变 2 调节管参数 ( 1 ) 调节管最大允许电流i c m 必须大于负载最大电流i l m 。 ( 2 ) 调节管最大允许功耗p c m 必须大于调节管的实际最大功耗。当输入电压最大， 而输出电压最小，负载电流最大时，调节管的实际功耗是最大的。 ( 3 ) 调节管必须工作在线性放大区，管压降一般不能小于3 4 v 。 ( 4 ) 如果单管基极电流不够，则采用复合管；若单管输出电流不能满足负载电流 的需要，则可使用多管并联。 ( 5 ) 电路必须具有过热保护，过流保护等措施，以免调节管损坏【4 0 1 。 2 3 电荷泵原理 电荷泵类似于电容乘法器，其作用是使输出电压为输入电压的倍数。电荷泵 的缺点是电压调节特性相对较差。若对电荷泵的性能要求较高，则选用串联电阻 较小的电容( 例如，陶瓷电容) 。 电荷泵的原理是通过周期性的开关电容通路以达到电容电压的转换。起初， 先将电容与电源电压相连，然后再将电容与输出端相连。电荷泵根据输出电压与 输入电压的关系可分为正向电荷泵和负向电荷泵。 2 3 1 正向电荷泵的工作原理 正向电荷泵具体原理图如图2 9 所示： 在充电状态，如图2 1 0 所示，开关s 1 和s 3 闭合，s 2 和s 4 断开，c 1 上的充 ”_ 一 l 堕! 里j 协 图2 9 正向电荷泵t 作原理图图2 1 0 正向电荷泵的第一阶段工作原理图 电电压达到v i n 。在放电状态，如图2 1 l 所示，开关s 2 和s 4 闭合，s l 和s 3 断 开，输出电压为v i n 加上v c l 即2 v i n 。 第二章对芯片中涉及到的各种变换器的理论分析与研究 j 5 r o n 是开关闭合时作为导体的等效电阻，e s r 是电容c 1 的等效串连电阻。i o n 和i o f f 分别是在充电状态和放电状态时流过通路的平均电流。用d 表示控制开关 s 1 的时钟占空比，则根据电荷守恒定律，在充电状态时流过电容c l 的总电荷量 等于放电状态时流出c 1 的电荷量。 i o nx d 瓦= ，d ( 1 一d ) 五 ( 2 - 3 8 ) 图2 1 1 正向电荷泵的第二阶段工作原理图 i z n = i o n d + j d 阡( 1 一d ) = 2 x i o n d = 2 x i o v v ( 1 一d ) ( 2 - 3 9 ) i o w = k ( 1 一d ) ( 2 - 4 0 ) i l v = 2 x i o w ( 2 4 1 ) 考虑到电阻r o n 和e s r 上消耗的功率，又假设所有r o n 上消耗的功率相同，则r o s 和e s r 上消耗的功率可表示为： p n = 2 x i r o nx d + 2 x i 毛口x r o n x q 一 1 = 巧w 南x r n ( 2 - 4 2 ) c o n = 2 x i x r o nx d + 2 x i 乞p f x r o m x o - d ) = e c ，r 。南x r o n ( 2 - 4 3 ) p m = i x e s r x d + i k x e s r x ( 1 - d ) = 。南。艘( 2 - 4 4 ) 在充电状态加在电容c l 上的电压为： ( d ) = v n 一2 x r o nx i o n e s r ，“ ( 2 4 5 ) 在放电时状态时加在电容c l 上的电压为： 1 6 t f t - l c d 电源管理集成电路的研究设计 v c ，【o f f 、= v o v i n + 2 xr o nxi 。f f + e s r i o f f t 2 - 4 6 从充电状态到放电状态电容c i 上电荷的变化量就等于转移到输出的电荷量。 a q = q d 一q d 口= gx ( l ( “，一i ( d ，) ) 嵋 z 一- ( 2 x r 洲+ e s r ) x l o v rx 赤_ 仁4 ， 因此输出电流可表示为： i o u t = f x a q = x 0 q o n q o f f 、 币c - z 删一- ( 2 x r o , + e s r ) x i o u tx 南 弘4 s ， 其中， 2 v i n 一2 击，o w + 志( 2 r w r + e s r ) 易u r ( 2 - 4 9 ) 电荷泵的等效模型如图2 1 2 所示： 图2 1 2 电荷泵的等效模型图 图2 1 3 用二极管代替部分开关管后的 电荷泵原理图 用二极管代替开关管s 3 和s 4 ，正向电荷泵原理可转化为如图2 1 3 所示： 1 ( “) = v i n r w 厶一e s r 厶一2 1 ( d 即，= v o v i n + r o u j o 厅- + e s r x ，o ，+ 1 a q = ( ) d 一q d = c l ( - ( d ) 一。( d ) q 2 q o n q o f f = c 1