全桥LLC谐振电源的设计与研究理论部分毕业论文.doc

河海大学文天学院学士论文全桥LLC谐振电源的设计与研究理论部分毕业论文目录摘 要IAbstractII第一章 绪论11.1直流变换器11.1.1.直流变换器的分类11.1.2直流变换器技术现状及未来的发展11.2软开关技术31.3谐振变换器与谐振电源41.3.1串联谐振变换器41.3.2并联谐振变换器51.3.3串并联谐振变换器71.3.4 LLC串联谐振变换器81.4 移相全桥PWM ZVS DC/DC变换器与LLC串联谐振变换器比较8第二章 LLC串联谐振变换器工作原理112.1主电路112.2变换器工作在感性区间主要波形和工作模态122.2.1工作在ffs区间(Buck)主要工作波形和工作模态122.2.2工作于fmffs（Buck）和f=fs的频率区间内，而且它可以工作在fmffs区间(Buck)主要工作波形和工作模态图2-2工作在ffs区间（Buck）主要工作波形LLC串联谐振变换器在ffs时工作波形如图2-2所示，可以把它分为8个工作模态，每一个工作模态等效电路如图2-3所示。假设输出电容无穷大，故认为输出电压V0保持不变。M1：在t0时刻，开关管Q1关断，谐振输入电流给开关管输出电容C1充电、C2放电，一直到t1时刻C2上电压降为零，这就给Q2的ZVS创造了条件。此时励磁电流继续线性上升，励磁电感上电压被钳位在nV0，不参与谐振，只有谐振电感Ls和谐振电容Cs一起谐振。M2：在t1时刻，开关管Q2体内二极管D2导通续流，进一步为Q2的ZVS开通提供条件，此时能量继续传输给副边。直到t2时刻励磁电流和谐振输入电流相等，整流二极管D3关断。在此过程励磁电感仍然被钳位在nV0，不参与谐振。但从过程来看，谐振输入电流是以高di/dt的速率下降。M3：从t2时刻起，谐振输入电流继续减小到小于励磁电流时，整流二极管D4导通。正是由于D4导通，所以变压器励磁电感上电压反向被钳位在-nV0，这样励磁电流线性减小。在t3时刻，D2续流导通结束。M4：从t3时刻起，谐振输入电流反方向从零增大，Q2为ZVS开通，能量继续传输给副边。在t4时刻，开关管Q2关断。M5：在t4时刻，由于Q2关断，谐振输入电流给C1放电、C2充电，此过程一直维持到t5时刻C2电压升到零为止，为Q1的ZVS开通创造条件。M6：在t5时刻，开关管Q1体内二极管D1开始续流，进一步为Q1的ZVS开通提供条件，此时能量继续传输给副边。直到t6时刻励磁电流和谐振输入电流相等，D4关断。同M2过程一样，谐振输入电流都是以高di/dt的速率变化。M7：从t6时刻起，谐振输入电流继续增大到大于励磁电流时，整流二极管D3导通。由于D3导通，所以变压器励磁电感上电压反向被钳位在nV0，这样励磁电流逐渐增大。直到t7时刻，谐振输入电流过零，D1关断。M8：在t7时刻，谐振输入电流谐振过零变为正，开关管Q1为ZVS开通。能量继续通过D3传输给负载。在t8时刻，开关管Q1关断。从t8时刻开始，电路进入下一个周期。 M1：t0t1 M2：t1t2 M3：t2t3 M4：t3t4 M5：t4t5 M6：t5t6 M7：t6t7 M8：t7t8图2-3工作在Buck区间（ffs）工作模态在此运行工作区间，由于开关管关断时谐振输入电流较大，能够保证MOS管实现ZVS。然而，原边关断电流较大会产生较大关断损耗。此外，副边整流二极管电流同原边谐振输入电流类似，同样以较高di/dt速率关断，如图2-2工作模态中M2和M6，这样整流二极管上就会产生一定电压尖峰，给电路稳定运行带来了一定的不可靠性。此时输出整流二极管是硬关断，存在严重反向恢复问题，损耗较大，不利于效率提高。2.2.2工作于fmffs区间(Boost)主要工作波形和工作模态图2-4工作在fmffs区间（Boost）主要工作波形在此工作频率范围之内，LLC串联谐振变换器的额定负载稳态运行工作波形如图2-4所示。据图2-4每个周期内可以分为8个工作模态，每个工作模态的等效电路如图2-5所示。电路中，输出电容C0假设足够大，因此输出电压V0可以认为不变。M1：从t0时刻起，Q1处于导通状态，D3处于自然关断状态，输出被变压器隔离。此时流入变压器副边电流为零，变压器原副边没有能量交换，输出对Lm钳位消失，励磁电感Lm、谐振电感Ls和谐振电容Cs开始一起谐振。实际电路中励磁电感Lm远大于谐振电感Ls，谐振电容Cs和励磁电感Lm、谐振电感Ls构成的谐振周期远大于开关周期，因此这个阶段可以认为励磁电流近似不变。谐振电容被恒流充电，电压线性上升。而输出仅由输出电容供电。 M2：在t1时刻，Q1关断，进入死区时间，此时Lm中电流大于Ls中电流，两者之差流过变压器原边，D4为ZCS开通。谐振输入电流给C1充电、C2放电，直到t2时刻C2上电压为零。此阶段中励磁电感Lm上电压被钳位在-nV0，D4导通。此时只有谐振电感Ls和谐振电容Cs参与谐振。M3：在t2时刻，Q2体内二极管D2续流导通，为Q2的ZVS导通创造了条件。励磁电流在钳位电压-nV0下线性充电，励磁电感不参与谐振。直到t3时刻，谐振输入电流下降到零，D2续流导通结束。 M1：tt1 M2：t1t2 M3：t2t3 M4：t3t4 M5：t4t5 M6：t5t6 M7：t6t7 M8：t7t8图2-5 工作在fmffs区间（Boost）工作模态M4：在t3时刻，Q2以ZVS方式开通，谐振输入电流反方向流通。此时只有谐振电容Cs和谐振电感Ls参与谐振，Lm上电压钳位在-nV0，不参与谐振，仅作为变压器。在t4时刻，谐振输入电流和励磁电流相同，此时D4的电流自然降为零而关断，即为软关断。M5：在t4时刻，由于谐振输入电流和励磁电流相等，D3和D4处于反偏截止状态，输出被变压器隔离，此时Lm开始参与谐振。谐振电流在Q2和谐振腔内循环流动。输出电容放电，继续给输出供电。直到t5时刻，Q2关断，该状态结束。M6：与状态M2类似，只不过此时谐振电流比励磁电流大，两者之差流过变压器，整流二极管D3自然导通。M7：在t6时刻,Q1体内二极管D1导通续流，为Q2的ZVS导通创造了条件。直到t7时刻，谐振电流上升到零，D1续流导通结束。M8：在t7时刻，Q2以ZVS方式开通，谐振电流正方向流通。此时只有谐振电容Cs和谐振电感Ls参与谐振，Lm的电压钳位在nV0，不参与谐振，仅作为变换器。在t8时刻，谐振电流和励磁电流相同，此时输出整流二极管D3的电流变为零，即为ZCS软关断。从t8时刻开始，电路进入下一个周期。2.2.3工作在f=fs谐振频率点的工作波形图2-6 工作于f=fs谐振频率点的工作波形图2-6给出f=fs时LLC串联谐振变换器额定负载稳态运行的工作波形。其实f=fs是上述一种特殊情况，与上面相比，此时工作模态少了M1和M5；另外，此时谐振电流是一个纯正弦波形，输出电流是整流二极管D3和D4之和，而且是临界连续的。以上所有过程的分析，均是基于额定负载运行的情况，当负载变轻时，在每个工作区域还有几种不同的工作模式，这里不做出详细的叙述。通过以上分析，我们可以看出：当变换器处于Boost区间时，LLC串联谐振变换器实现原边MOS管的ZVS，且流过整流二极管电流断续，输出整流二极管ZCS软关断，消除因反向恢复所产生的损耗；当变换器处于Buck区间时，LLC串联谐振变换器虽能实现原边MOS管的ZVS，但是整流二极管电流连续，整流二极管ZCS特性丢失，在换流时会因反向恢复而产生损耗，而且在整个周期内励磁电感Lm在变换器运行过程中始终被方波电压所钳位，故一直未参与谐振，所以在此区间内，LLC串联谐振变换器特性偏向于普通串联谐振变换器。2.3工作在容性区间内开关管的工作状态从LLC串联谐振变换器工作在Boost工作区间的工作原理和工作过程来看，谐振网络输入电流滞后于输入电压时，开关管才可能以ZVS方式开通。换句话说，当谐振网络呈现感性，软开关才可能实现。谐振网络输入电流滞后于输入电压的频率区域称为感性区域，而谐振网络输入电流超前于输入电压的频率区域称之为容性区域，而谐振区域的分界线将会在第三章中做出分析。接下对变换器工作在容性区域时开关管的工作状态作详细的分析。 图2-7 变换器工作在容性区域的主要波形回到谐振变换器工作模态分析来看，当开关管Q1关断、Q2开通，假设当变换器处于某一时刻t0前，此时Q1处于开通状态，谐振网络输入电流从谐振网络流出并流回到输入电压源，即谐振电流为负。运行状态如图2-7所示。从上面波形可以看出，在死区时间TD内谐振网络输入电流通过MOS管Q1体内二极管D1继续流通，直到死区时间结束Q2导通为止。从开通损耗方面讲，Q2应该在最小开通损耗下开通。然而，正是由于死区时间内D1导通，在t1时刻加在Q2上电压等于输入电压Vi，以至于在Q2开通时不仅电压和电流有一部分重叠，而且开关管输出电容上能量主要消耗在开关管上，即加在导通电阻上。这相当于传统中PWM控制方式下开关管以硬开关方式开通的情形，这种情况下会导致开关管严重过热。此外，在t1时刻，D1的电流和电压由于Q2的开通被迫突降为零，很短时间内承受很高的dv/dt冲击，这对开关管来说是很危险的。 由于MOS管体内二极管没有很好的反向恢复特性，因此D1将会承受很大反向恢复电流尖峰的冲击。由于变换器谐振电感中电流不能突变，故尖峰不会通过谐振网络，这样会对开关管造成一定的危害。开关管Q1体内二极管D1的电压和电流在其反向恢复期间承受极高dv/dt的尖峰，这个尖峰可能会超出开关管自身给出的dv/dt速率，从而造成MOS管内部寄生的双极型晶体管过热而引起二次击穿。其次，也会产生这种情况：由于体内二极管在关断过程中存在反向恢复电流，此电流极有可能注入到MOS管极间电容Cgd，当足够大时使得本来处于关断状态的MOS管栅极低电平提升到开启电压，开关管会再次开通，从而造成桥臂上下两开关管的直通。 这种容性工作状态的另一个缺点就是，电路板本身存在不可避免的寄生电感承受电流的变化而形成的电压尖峰很大，这样会损坏与桥臂相连的IC控制芯片。类似地，当Q2关断Q1开通的过程也会产生同样严重的问题。通过以上的分析，容性工作模式不仅使变换器的损耗变大，而且极有可能危害谐振变换器的正常运行。所以为了使变换器具有很好的软开关特性，变换器必须工作在感性工作模式下。然而，感性负载只是软开关特性的必要条件，而非充分条件。以上的分析可知，桥臂中点电压无论是从零到输入电压的变化还是输入电压到零的变化，都需要保证谐振网络在开关管关断时电流要足够大。当电感中储存的能量大于桥臂中点等效电容CHB的能量，桥臂中点电压才会由输入电压降到零使D2得以导通续流，这样为Q2的零电压开通创造了条件。类似地，当Q2关断时，电感中储存的能量转移到CHB从而给CHB充电至输入电压直到D1开通，这样Q1的零电压开通创造了条件。然而，上面提到的能量平衡仍然不足以保证所有运行状态下开关管以ZVS开通。变换器开关管驱动信号死区时间TD长短将会对变换器软开关特性产生很大影响。死区时间就是为实现ZVS而保证开关管在一定时间内完成桥臂上下开关管导通和关断的切换。而在死区时间内变换器工作状态实际上是相当复杂的。2.4工作于接近感性和容性区间分界线以及轻载下的工作状况 (a) (b) (c) (d)图2-8 变换器工作在分界线附近的工作状况图2-8给出的波形反映的是当变换器工作在非常接近容性区域的感性区域，ZVS特性是很难实现的。下面主要是关于Q1关断Q2开通的过渡过程给出分析。（a）是非常接近感性区域和容性区域的分界线的波形。在Q1关断时，谐振电流反向后，桥臂中点电压Va有个小的变化后恢复到输入电压，此时Q1寄生二极管D1开始导通。而当Q2开通时就会有电容损耗和以及前面提到的由D1反向恢复引起的相关问题。（b）非常明显工作在感性区域，不过谐振电感电流仍在死区时间内过零。桥臂中点电压Va仍有很大的变化和Q1仍有导通的一段时间。（c）远离分界线的情况。此时桥臂中点电压Va已经谐振到零，但是谐振电流在死区时间内仍然过零，Va再次从零谐振到小于或者等于输入电压，此时D1不再导通，而当Q2导通时只有电容损耗。（d）进一步远离分界线的情况，几乎在死区时间结束时谐振电流过零。Q2以ZVS方式开通，故没有电容损耗。这就给出了在给定死区时间内ZVS实现的感性区域分界线。图2-9 变换器工作在空载下的工作状况图2-9给出在高输入电压下空载时开关管没有实现ZVS时的状况，由于变换器开关管转换过程比较慢导致桥臂中点电压Va在死区时间内没有完全谐振。这种情况比容性模式要好，因为它没有体内二极管的导通和反向恢复问题。Q1几乎软关断，然而Q2在开通时会有电容损耗。由于开通电压低于输入电压，CHB上能量较少，但是在空载条件下工作开关频率通常远远要高于容性区域的频率，因此加在开关上的损耗可能会引起开关管的过热。所以空载安全稳定运行也是值得考虑的一个问题。 以上分析表明，谐振电流必须要大于ICs-min，足以保证开关管在重载或者轻载时都以ZVS方式开通。从开关管关断损耗方面来讲，关断电流也不能太大。此外，死区时间TD保证桥臂上下开关管不直通的前提下也不能太长。第三章 LLC串联谐振变换器电路设计3.1谐振参数计算3.1.1参数设计步骤设计规格如下：额定输入电压Vi-norm 、最小输入电压Vi-min 、最大输入电压Vi-max额定输出电压V0-norm、最大输出功率P0-max谐振频率fs和最大工作频率fmax以及驱动信号死区时间TD桥臂中点寄生电容CZVS=2Coss+Cstray参数计算步骤如下：1.确定谐振频率和最大工作频率以及最大归一化工作频率先确定变换器的谐振频率，确保在高输入电压下能够调节输出电压，须确定最高工作频率，从而得到最大归一化工作频率fn-max。2.求出变压器匝比和最大、最小电压增益变换器在额定输入电压下正好工作在谐振频率fs处，电压增益为1，此时确定变压器匝比。变换器在全电压范围内能调节输出电压，保证变压器在最高和最低输入电压都能调节输出电压。匝比和最大、最小增益为： 3.计算满载负载折算到原边的等效电阻Re，以及励磁电感和谐振电感的比值h： 4.计算最小输入电压满载下开关管工作在ZVS下最小负载归一化量；并且计算最大输入电压空载条件下开关管工作在ZVS下最小负载归一化量： 5.选择整个工作范围内最小负载归一化量6.求出最小输入电压满载时最小工作频率6.谐振电路特征阻抗和谐振元件参数 3.1.2 根据步骤计算出谐振参数实验样机参数规格如下：输入电压范围和额定输入电压为：300450V DC、500VDC输出电压和最大输出功率：24VDC、120W谐振频率和最大工作频率频率以及死区时间：100kHz、200kHz、500nS节点处的寄生电容：300pF（实验选取IRF830,Coss为100p,Cstray为100p）按照上面设计步骤，考虑整流二极管压降（取0.7V），可以计算出参数如下：，3.2谐振电容选取谐振电容在主电路选择注意以下几个方面：（1）谐振电容容量（2）谐振电容电压等级（3）谐振电容电流有效值计算出： Is-rms=0.89A、Vc-max=342V，据此本电路中选择22nF，400V的CBB电容。3.2.1 高频变压器设计LLC变压器有其特殊性，实际应用中尽量采用一个变压器骨架，通过磁集成技术把谐振电感和励磁电感集成到一个变压器中，用一个磁元件来实现，减小变换器器件数量，从而减小体积和重量、提高功率密度，提高电源效率。而用图4-1所示思路来对LLC串联谐振变换器进行磁集成，将变压器较大漏感这个不利参数化为有利条件，降低变压器高频噪声的同时，又省去一个磁元件。LLC串联谐振变换器相对于普通变压器而言采用磁集成方案，其变压器漏感和励磁电感较接近，即漏感相对要大，励磁电感要小，通过增加气隙减小变压器励磁电感，而在增加气隙过程中，漏感也在减小，其速度相对励磁电感要小得多。因此，只有选取合适变压器绕制方法，才能获得所需比例的励磁电感和漏感。图3-1 LLC变压器磁集成结构示意图 图4-2所示有三种候选变压器绕制方法30,31。其中图（a）所示结构为E型磁芯两个边柱上分别绕制原副边绕组，通过原副边绕组完全分离大大降低磁路耦合程度，达到漏感增加的目的。但缺点在于部分漏感从变压器漏出对变换器其它部分造成电磁干扰的影响，实际中视需要而选择。而图（b）所示结构在为将两块软磁材料加在E型磁芯中间，此方法做到漏磁通不会从气隙漏走而是从磁导率相对较大的软磁材料上漏走，而从主磁路中磁通相对较小，则变压器漏感相对较大。而图（c）所示结构为无需外加磁材料的分层绕制方法，同上述方法一样完全分开绕制原副边绕组，将原副边耦合程度降到最低从而达到漏感增大的目的。相对于方法（b）而言，漏磁通不是从软磁材料而是从气隙中走，变压器损耗会较大。由于结构简单而经常被采用。根据本章参数设计，LLC谐振变换器选用EE42/21/15，材料为PC40，原边绕组和副边绕组为AWG29的铜线，直径为0.33mm，原边匝数为41、4股并绕，绕制4层，副边匝数为5、8股并绕，绕制2层。通过调整气隙测量变压器励磁电感为698uH，漏感为115uH。3.2.2 主开关管和整流二极管的选取主开关管和输出整流二极管选取不仅要考虑它的耐压和通流能力，还要考虑流过电流的有效值。据式 可以计算出输入电流有效值为0.89A，输入电压最大为450V，留有一定裕量，选取IRF830。据式可以计算出输出整流管电流有效值为3.98A，承受电流平均值为2.5A，输出整流管上承受的反向压降为2V0即48V，实际中留有一定裕量，选取MBR20100CT。3.3控制器的设计利用本章计算参数：Ls=119uH，Lm=714uH，Cs=22nF，rs=0.015，n=8，R=5，r=0.01，C0=1000uF，Vi=400V，利用Matlab仿真出频率-输出频率特性和零极点图以及奈奎斯特曲线图，系统相频率曲线从180线开始，说明开关频率变化与输出电压变化相反，随着频率升高，变换器输出电压反而降低，这与PWM型变换器（PWM型始于0线）不同。由系统小信号模型得到的系统是高阶的，开环传递函数有多个零极点。开环幅频特性在高频段衰减很大，故可忽略高频零极点影响。开环系统存在单个右半平面高频零点，说明系统是非最小相位系统，同时开环传递函数在s平面原点和虚轴上无极点，则应用奈奎斯特稳定判据一判别其稳定性。由图可知，开环传递函数在右半平面极点数P=0；开环幅相曲线逆时针围绕（-1，j0）点的圈数N=0；此时N=P，故Z=0，则说明闭环系统稳定。因此设计控制器主要考虑系统的动态性能要求。LLC串联谐振变换器的控制框图可以表示为图3-2。其中，Gc(s)表示控制器的传递函数，Gvco(S)为压控振荡器的传递函数，Gvw(S)为频率-输出的传递函数，H(S)为输出电压传输比，即反馈回路的直流电压比。理想条件下，压控振荡器可以等效为一个线性比例环节，比例系数可以由控制电路R、C参数确定。图3-2变换器的控制框示意图一般设计控制器时，希望校正后的系统初始幅频特性大于零且具有一定的幅值裕度和相位裕度（4575），这样可以保证系统具有良好的稳定性，同时也具有较好的稳态误差和动态性能。由于初始相频始于180线，根据文献38,40为了能使校正后系统相角裕度控制在范围内，希望控制器在全频率范围内引入一个积分环节，该积分环节可以提高系统的型别，减小稳态误差。低频段，希望系统幅频特性具有-20dB/dec的斜率。中频段，系统中频段斜率大小直接决定了穿越频率的大小。高频段，由于系统高频段相频特性发生振荡，这给系统带来不稳定因数，希望校正后系统幅频特性在高频段尽快下降快一点，可以减小不稳定因数，同时有利于系统对高频噪声的抑制。据以上要求设计两种控制器，控制器的传递函数对应具体模型如下：（1） （2） 图3-3 控制器模型其中，零极点配置和参数设计可以根据期望频率特性的相位裕度和穿越频率确定。针对控制器1，两个极点两个零点外加一个积分器。控制器的一个零点设置在低频，防止条件稳定情况发生，另一个零点放在低频双重极点附近。一个极点用来补偿系统的ESR零点，另一个极点放在穿越频率的23倍以便系统在穿越频率处以较高的斜率下降。通过系统零极点图仿真，当开关频率变化，低频主导极点相当稳定，几乎不会发生移动；ESR零点则没有任何影响，而右半平面零点也基本不会移到低频区。针对控制器2，引入积分器可以使得系统在全频率范围内引入90的相位滞后，控制器的零点设置在低频双重极点附近。二阶振荡环节可以系统幅频特性在高频段下降的快一点，同时有利于系统对高频噪声的影响。校正前后的开环Bode图如图4-6。使用控制器1校正后，系统的穿越频率为16.6kHz，而相位裕度却为103，这是由于控制器1能够提供的最大滞后相角为90。而使用控制器2，校正后系统穿越频率为8.5kHz，相角裕度为60，满足系统设计的要求。通过两种控制器校正的结果来看，控制器2较控制器1更适合谐振型变换器控制器的设计。通过实验验证控制器的设计合理性。3.4频率控制电路以及驱动电路3.4.1频率控制电路图3-4 隔离电压信号的输入和频率控制本电路是一个谐振电路，因此它的控制芯片采用谐振控制芯片MC34067，通过输出误差信号给谐振控制芯片的压控振荡器来调节频率，从而在一定输入输出范围内保持输出电压不变。隔离电压信号输入如图3-7所示。图中，电阻R1、R2是分压电阻，它决定了输出电压，电阻R4和电容C4是积分环节，电阻R5、R6是PC817和TL431的限流电阻，集成芯片是控制芯片MC34067，电压基准采用电压比较器TL431，它的基准电压为2.5V，那么输出电压表达式为：电路的工作频率控制是由芯片MC34067完成。它是由电压误差信号经过TL431放大以后，再经过光耦隔离通过均压电阻R52和R53输入管脚8，将芯片内部误差放大器接成电压跟随器，根据芯片管脚8的输入电压变化改变流过R7的电流大小来控制工作频率大小，它的具体实现如图3-7所示。3.4.2驱动电路控制芯片MC34067产生的是两路占空比为50%的互补的脉冲，经过驱动电路，才能变为两路有固定死区时间的互补脉冲信号。图3-8 频率设置电路和信号驱动电路死区时间的确定可以由控制芯片MC34067的管脚16决定，如图3-8所示。根据谐振频率的大小和工作频率变化以及软开关需要来选择合适的死区时间。最低频率和最高频率的确定。在LLC串联谐振变换器中，为了防止变换器进入容性区域，必须对它的最低工作频率进行设置，保证变换器工作在感性区域。如图3-8，控制芯片管脚1和2的R9和C9大小设置最低工作频率。为了保证变换器在最高输入电压空载时也能调节输出电压，必须对最高工作频率进行设置。最高工作频率通过芯片MC34067管脚3和6来控制，如图4-8所示。其基本原理就是改变电阻R7大小，来控制管脚3和6中电流大小，此电流大小决定最高工作频率。具体计算公式如下： 其中，VEA-sat是控制芯片MC34067管脚6的最小输出电压。电路的驱动如图3-8所示。由驱动芯片TC4424和隔离变压器来驱动，功率MOS管Q1和Q2的驱动信号由隔离变压器T1、T2来提供。为了增加驱动电路的驱动能力，在驱动变压器的原边加了一个TC4424来增加驱动电路的驱动能力。3.5常用过流限流保护方法LLC谐振电路是谐振式，谐振网络输入电流波形近似正弦波，在空载或者轻载时为近似三角波。LLC谐振电路过流限流保护点精确度不易控制，但在普通精度范围内是可以实现过流限流保护。目前有以下几种方法可以使用。3.5.1提高变换器开关频率方法当LLC谐振变换器进入到过载或者短路保护状态时，有两种方法可以来限制工作电流的大小。第一种方法就是减小加在变换器输入端的平均电压。比如，在PWM变