基于DSP的PWM整流器设计与原理毕业论文.doc

基于DSP的PWM整流器设计与原理毕业论文目录摘要IAbstractII第一章 绪论11.1课题的研究目的和意义11.2传统整流装置的缺点11.3 三相PWM整流器的国内外发展状况21.3.1国内外发展现状21.3.2 PWM整流器的研究状况51.3.3 PWM整流器控制技术研究方向71.4本文的主要研究内容8第二章 PWM整流器的工作原理、拓扑结构及数学模型92.1 PWM整流器的工作原理92.2 PWM整流器电路拓扑112.2.1电压型PWM整流器拓扑结构112.3三相PWM整流器数学模型142.3.1三相PWM整流器动态数学模型142.3.2基于状态空间平均法数学模型17第三章 整流器主电路参数的选择203.1直流侧电压的选定203.2交流侧电感的设计203.3直流侧电容的设计213.4电路参数设定22第四章 PWM整流器的硬件设计234.1控制系统的设计234.1.1处理器的选择234.1.2实时时钟244.1.3电源转换电路254.1.4开关量输入电路设计264.2测量回路的设计274.2.1直流电压采样电路274.2.2交流电流采样电路284.2.3电网电压同步信号采样电路304.2.4相位及频率测量314.3主回路的设计314.3.1主回路智能功率模块的选择324.3.2输入电路334.3.3 DIP-IPM缓冲电路设计34第五章 基于DSP的空间电压矢量脉宽调制的实现355.1坐标变换355.2基于TMS320F2812的SVPWM的实现方法385.2.1占空比的确定395.2.2扇区的确定40第六章 软件设计426.1软件的可靠性设计426.1.1结构化软件设计的重要性426.1.2结构化编程原则426.1.3软件测试436.2高精度的定点运算436.2.1定点数的定标436.2.2定点数的运算456.3系统DSP软件设计456.3.1 PID控制子程序456.3.2同步中断子程序466.3.3保护程序设计46结论49致谢50参考文献51II长学春工业大学士学位论文第一章 绪论 近20年来随着电力电子装置的广泛使用，由此引起的谐波污染问题日益严重，逐渐受到了人们的重视。目前，大部分的电力电子装置所使用的直流电源是通过不可控流或相控整流得到的，这些传统的设备在运行中对电网注入了大量的谐波和无功，因此造成了严重的电网污染。1.1课题的研究目的和意义各种电力电子装置的使用对公用电网所造成的谐波污染问题受到了人们的关注。据日本电气协会1992年发表的一项关于谐波源的调查报告表明，到2001年，AC/DC开关电源的需求平均年增长率为12.7%，通讯设备配套用AC/DC开关电源增长率超过15%，全球开关电源市场规模从92年的82亿增加到99年的166亿美元，平均年增长率为10%，到09年全球开关电源规模超过488亿美元。因此，消除谐波污染并提高功率因数，己经成为电力电子技术中的一个重大课题。同时，为了保证电网和用电设备的安全经济运行，目前许多工业国家和组织都制定了相应的谐波标准，如国际电工委员会(IEO制定的IEEE555-2标准对用电装置的功率因数和波形失真度作了具体的限制，欧洲也制定了相应的IEC-1000-3-2标准，我国国家技术监督局也于1993年颁布了电能质量公用电网谐波标准(GB/14549-93)，并于1994年3月1日起正式执行。而我国对高功率因数PWM整流器的研究起步较晚，对PWM整流技术的工程应用研究还有待继续深入。鉴于国际标准的要求、国内研究现状及AC/DC电源行业的巨大市场需求，本课题显得尤为贴近实际。1.2传统整流装置的缺点传统整流装置主要是指由二极管组成的非线性电路或由晶闸管组成的相控电路，它们主要存在以下缺点：(1)网侧功率因数低，对电网造成了无功增加，危害电网质量。同时，无功的副作用还表现为降低了发电、输电设备的利用率，增加了线路损耗。(2)输入电流谐波含量高，谐波除了降低了发电、输电设备的利用率外，还会影响设备的正常工作，产生不希望的机械震动和噪音；谐波还容易引起某些继电器、接触器的误动作，造成事故；同时，谐波也对周围环境产生电磁干扰，影响通讯设备的正常工作等。(3)交流侧电网电压波形畸变，污染电网。 获得高功率因数，消除谐波的方法主要有两种:一种是被动法，即在谐波和无功产生的情况下采用补偿装置，补偿其谐波和无功功率；二是主动法，即对传统整流装置本身进行改进，使其尽量不产生谐波，且不消耗无功功率或根据需要对其功率因数进行控制:两者比较，采用改进传统整流装置的方法改善功率因数和实现谐波抑制更为有效，也就是开发输入电流为正弦、谐波含量低且功率因数接近于1的高性能二相整流器。三相PWM高功率整流器与传统的整流装置相比，具有交流侧输入、输出电流谐波小，功率因数可调，直流侧电压波动小，能量能双向流动等优点，因而其控制的策略研究成为目前电力电子领域中的一个热点。1.3 三相PWM整流器的国内外发展状况1.3.1国内外发展现状 变频器、逆变电源、高频开关电源以及各类特种变流器等装置很大一部分都需要整流环节，以获得直流电压。由于常规整流环节广泛采用了二极管不控整流电路或晶闸管相控整流电路，因而对电网注入了大量谐波及无功，造成了严重的电网“污染”。作为电网主要“污染”源的整流器，首先受到了学术界的关注，并开展了大量研究工作12。其主要思路就是将PWM技术引入整流器的控制中，使整流器网侧电流正弦化，可运行于单位功率因数，这就是PWM整流器。 PWM整流器的研究始于20世纪80年代，这一时期由于全控器件的日益成熟和应用，推动了PWM技术的应用与研究。1982年Busse Alfred, oltz Joachim首先提出了基于可关断器件的三相全桥PWM整流器拓扑结构及其网侧电流幅相控制策略，并实现了电流型PWM整流器网侧单位功率因数正弦波电流控制。1984年Akagi Hirofumi等提出了基于PWM整流器拓扑结构的无功补偿器控制策略4这实际上就是电压型PWM整流器早期的设计思想。到20世纪80年代末，随着A.W.Green等人提出了基于坐标变换的PWM整流器连续、离散动态数学模型及控制策略，PWM整流器的研究发展到一个新的高度15。 20世纪90年代以来，PWM整流器一直是学术界关注和研究的热点课题。随着研究的深入，基于PWM整流器拓扑结构及控制的拓展，相关的应用研究也发展起来。这些应用研究，又促进了PWM整流器及其控制技术的进步和完善。经过多年的研究和发展，PWM整流器技术己日趋成熟。PWM整流器主电路已从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件桥路；PWM开关控制由单纯的硬开关调制发展到软开关调制；功率等级从千瓦级发展到兆瓦级，而在主电路类型上，既有电压型整流器(Voltage Source Rectifier-VSR)，也有电流型整流器(Current SourceRectifier-CSR，并且两者在工业上均成功地投入了应用。控制技术是PWM整流器发展的关键。为保证直流侧的电压恒定，控制系统多采用电压外环的PI调节控制。为了使电压型PWM整流器工作时达到单位功率因数，网侧呈现受控电流源特性，其网侧电流控制策略的研究显得十分重要。根据有无引人电流反馈可将控制方法分为两大类：不引入交流电流反馈的是由J.W.Dixon和B.I.001首先提出的间接电流控制策略6；引入交流电流反馈的目前占主导地位的直接电流控制策略。间接电流控制技术为电流开环控制，如早期采用的相位幅值控制，通过PWM整流方法在整流器桥臂中点输出幅值和相位受控的正弦PWM电压，该电压与电网电压共同作用，可在整流器交流侧形成所需的正弦基波电流，而谐波电流则由交流电感滤除。间接电流控制由于无需交流电流传感器，因此系统结构简单。但动态响应慢，无限流功能，稳定性很差等缺点影响了它的广泛应用，己经逐渐被直接电流控制取代。直接电流控制由于具有网侧电流闭环控制，使系统动、静态性能得到提高，可以获得较高品质的电流响应，同时也使网侧电流控制对系统参数不敏感，增强了控制系统的鲁棒性。当然，直接电流控制的控制结构和算法较间接电流控制复杂。对于直接电流控制系统，可分为滞环电流控制、预测电流控制、同步PI控制、直接功率控制等，其中基于空间矢量的PWM控制最为流行。早期PWM整流器多采用滞环电流控制8，近期多采用预测电流控制和同步PI控制9等控制算法。滞环电流控制开关频率不固定，不利于器件的选取和控制的实现。预测电流控制保持滞环电流控制响应速度快的特点，实际电流能够在一个开关周期内跟踪上指令电流，而且控制周期和器件开关频率固定，整个控制系统中只有电压环一个PI调节器，参数整定比较简单。同步PI控制开关频率固定，采用同步坐标系下控制，可实现有功、无功电流解祸控制，有功、无功功率独立调节;采用PI调节器可以实现无静差调节，能够获得较好的动静态特性。矢量控制早在20世纪70年代初被提出，当时以直流电动机和交流电动机比较的方法分析阐述了这一原理，由此开创了把交流电动机等效为直流电动机控制的先河。根据磁场等效的基本原理，三相静止坐标、两相静止坐标和两相旋转坐标系之间可以进行相互转换，这样就可以把对交流量的控制转变成对直流量的控制，使系统得到较好的动静态性能10。矢量控制可以分为电压定向控制和虚拟磁链定向控制两种。别外一种是直接功率控制困PC3。三相PWM整流器的直接功率控(DPC)是一种基于瞬时功率理论的滞环控制方法。它根据有功和无功功率与开关状态的简单对应关系，由整流器的开关状态来估计有功和无功功率。用给定功率和估测功率进行比较，其误差经过比较器和整流器状态选择器，就可以输出整流器下一次的开关状态，达到了直接功率控制的要求。直接功率控制在本质上是对输入电流进行控制，能够有效改善电流波形的畸变，获得高功率因数；控制系统中没有电流内环控制和PWM调制模块，控制方便，算法简单由整流器的交流侧电流、直流侧电压和功率器件的开关状态来估算有功、无功功率和电网电压。这种控制算法的缺点是需使用微分项，易引入高频干扰；由于采用滞环控制方式，开关频率不固定，要求快速的微处理器来实现。直接功率控制也可以分为电压定向控制和虚拟磁链定向控制两种。 本文并联二重化实验用小功率PWM整流器系统将采用同步PI控制方法本文逆变器试验台系统将采用三相独立调节电流的预测电流控制算法，可以单独控制各相电流的不平衡运行。第2、5章将详细介绍同步PI控制和新型预测电流控制算法。随着PWM整流器及其控制策略研究的深入，研究人员展开了多角度多层次的研究工作。为了解决PWM整流器在应用中的既有缺点和障碍，一些较为新颖的系统控制策略相继被提出。下面简单的介绍其中的三种。首先，出现了对无电网电压传感器控制及无电网电流传感器控制的研究。为进一步简化电压型PWM整流器的信号检测，Toshi Hiko Noguchi等学者提出了一种无电网电动势传感器的PWM整流器控制策略。随后B.H.Kwon等人也提出了类似的研究报告14。无电网电动势传感器控制方式，其主要实现方案可以分为两大类：矢量控制(VOC)和直接功率控制(DPC)。他们分别是虚拟电网磁链定向矢量控制(VFOC)和虚拟电网磁链定向直接功率控制(VF-DPC)。本文将对虚拟电网磁链定向的矢量控制进行控制策略和实验研究。另外，M.Riese则通过直流侧电流检测来重构电压型逆变器的交流侧电流，从而为无电网电流传感器的PWM整流器研究奠定了基础。第二种，PWM整流器的时间最优控制。常规的基于dq模型的电压型PWM整流器控制，一般通过前馈解祸控制，并采用两个独立的PI调节器，分别控制相应的有功无功分量。而有功、无功分量间的动态祸合和PWM电压利用率的约束，影响了电压型PWM整流器有功分量的动态响应。针对这一问题，Jong Woo choi等学者利用最优控制理论，提出了确保直流电压响应的时间最优控制。其基本思路就是，根据时间最优控制算法求解出跟踪指令电流所需的最优控制电压，并在动态过程中降低相应无功分量的响应速度，从而有效的提高了有功分量的动态响应速度，实现了三相电压型PWM整流器直流电压的时间最优控制。第三种，很多学者专注于电网不平衡条件下的PWM整流器控制策略研究。在三相PWM整流器控制策略研究过程中，一般均假设三相电网是平衡的。而实际上，三相电网常处于不平衡状态，即三相电网电压的幅值、相位不对称。一旦电网不平衡，以三相电网平衡为约束所设计的PWM整流器就会出现不正常的运行状态，主要表现在:PWM整流器直流侧电压和网侧电流的低次谐波幅值增大，且产生非特性谐波，同时消耗相应增大；PWM整流器网侧电流亦不平衡，严重时可使PWM整流器发生故障，甚至烧坏装置。为了使PWM整流器在电网不平衡条件下仍能正常运行，必须提出相应的控制策略。为此，很多学者提出了解决不平衡控制的理论，比如不平衡条件下，网侧电流和直流电压时域表达式、电感电容设计准则、正负序两套同步旋转坐标系独立控制等。这方面控制策略仍有待更进一步的研究。本文的辅电源试验台项目对这方面研究做出了有益的尝试。对于不同功率等级以及不同的用途，人们研究了各种不同的PWM整流器拓扑结构。在小功率应用场合，PWM整流器拓扑结构的研究主要集中在减少功率开关和改进直流输出特性上。对于大功率PWM整流器，其拓扑结构的研究主要集中在多电平拓扑结构、变流器多重化以及软开关技术上。多电平拓扑结构的PWM整流器主要应用于高压大容量场合。而对于大电流应用场合，常采用变流器并联多重化。与普通并联不同的是，每个并联的PWM整流器中的PWM信号发生采用相移PWM控制技术 16，从而以较低的开关频率获得了等效的高开关频率控制，即在降低功率损耗的同时，有效地提高了PWM整流器的电流、电压波形品质。1.3.2 PWM整流器的研究状况当前对PWM整流器的研究主要是以下几个方面:(1)关于PWM整流器的建模研究 PWM整流器数学模型的研究是PWM整流器及其控制技术研究的基础。自从出现基于坐标变换的PWM整流器的数学模型之后，各国学者对PWM整流器的数学模型进行了详细的研究，其中R.Wu, S.B.Dewan等较为系统的建立了PWM整流器的时域模型，并将时域模型分解成高频、低频模型，且给出了相应的时域解。而Chun T.Rim和Dong Y Hu等则利用局部电路的dq坐标变换建立了PWM整流器基于变压器的低频等效模型电路，并给出了稳态、动态特性分析。在此基础上，Hengchun Mao等人又建立了一种新颖的降阶小信号模型，从而简化了PWM整流器的数学模型及特性分析。(2)关于PWM整流器拓扑结构的研究 PWM整流器拓扑结构可分为电流型和电压型两大类。电压型PWM整流器(VSR)最显著的拓扑特征是直流侧采用电容进行电流储能，从而使VSR直流侧呈低阻抗的电压源特性。电流型PWM整流器(CSR)直流侧则是采用大电感进行电流储能，使得CSR直流侧呈高阻抗的电流源特性。 长期以来，因为电压型整流器结构简单、损耗较低、控制方便，所以一直是人们研究地重点。而电流型 PWM整流器由于需要较大的直流储能电感，以及交流侧LC滤波问题，制约了电流型PWM整流器地发展。但随着超导技术的发展，因为超导线圈可以直接作为直流储能电感，电流型PWM整流器在超导储能技术中有更大的优势。 在小功率场合，PWM整流器拓扑结构的研究集中在减少功率开关和改进直流输出性能上。J.J.Shieh等对四开关三相电压型PWM整流器进行了建模与分析。一般Boost型变换器直流侧电压大于交流侧电压峰值，为了实现降压功能，有学者对拓扑结构进行了改造，并取得了一定的成果。对于大功率PWM整流器，其拓扑结构的研究主要集中在多电平、变流器组合以及软开关技术上。多电平拓扑结构的PWM整流器主要应用于高压大容量场合。而对大电流应用场合，则常采用变流器组合拓扑结构，即将独立的电流型PWM整流器进行并联组合。与普通并联不同的是，每个并联的PWM整流器中PWM信号采用移相PWM控制技术，从而以较低的开关频率获得了高效的高频控制，即在降低损耗的同时，提高了电流、电压波形品质。同样，可以将电压型PWM整流器串联组合，以适应高压大容量的应用场合。此外，在大功率PWM整流器设计上，还研究了基于软开关(ZVS, ZCS)控制的拓扑结构和相应的控制策略，这一技术有待进一步完善。(3)关于电压型PWM整流器的电流控制策略研究 为了使电压型PWM整流器网侧呈现受控电流源特性，其网侧电流控制策略的研究显得十分重要。在PWM整流器技术发展过程中，电压型PWM整流器网侧电流控制策略主要分成两类:一类是由J.W.Dixon提出的间接电流控制策略；另一类就是目前占主导地位的直接电流控制策略。间接电流控制实际上就是所谓的“幅相”电流控制，即通过控制电压型PWM整流器的交流侧电压基波幅值、相位，进而间接控制其网侧电流。由于间接电流控制的网侧电流动态响应慢，且对系统参数变化灵敏，因此这种控制策略己经逐步被直接电流控制策略取代。直接电流控制以其快速的电流响应和鲁棒性受到了重视，出现了不同的控制方案，主要包括以固定开关频率且采用电网电动势前馈的SPWM控制，以及滞环电流控制。为了提高电压利用率并降低损耗，基于空间矢量的PWM控制在电压型PWM整流器中取得了广泛的应用，并提出了多种方案。目前电压型PWM整流器网侧电流控制己开始将固定开关频率、滞环及空间矢量控制相结合，以使其在大功率有源滤波等需快速电流响应场合获得优越的性能。此外，控制策略上还出现了状态反馈控制。(4) PWM整流器系统控制策略的研究在对PWM整流器的研究过程中，出现了一些较为新颖的控制策略:1Q PWM整流器的时间最优控制常规的dq模型的电压型PWM整流器控制，一般通过前馈解祸控制并采用两个独立的PI调节器，分别控制相应的有功、无功分量。而有功、无功分量间的动态祸合和PWM电压利用率的约束，影响了电压型PWM整流器有功分量的动态响应。针对这一问题，有学者提出了直流电压时间最优控制。其基本方法是根据时间最优控制算法求解出跟踪指令电流所需的最优控制电压，并在动态过程中降低无功分量的响应速度，提高有功分量的响应速度，实现了时间最优控制。无电网电动势传感器和无网侧电流传感器控制为了简化信号的检测，T.Noguchi等学者提出了一种无电网电动势传感器PWM整流器控制策略。这一研究主要包括两类电网电动势重构方案:一种是通过功率估计另一种是通过电流的偏差求导重构电动势。M.Riese则通过直流侧电流的检测来重构交流侧电流，进而实现无交流电流传感器控制。电网不平衡条件下的PWM整流器控制一般的策略研究总是假设电网是平衡的。实际上，电网经常处于不平衡状态。当电网出现不平衡时，以三相电网平衡为约束所设计的整流器会出现不正常运行，表现为:PWM整流器直流侧电压和交流侧的低次谐波幅值增大，且产生非特征波形，同时损耗相应增大。PWM整流器的交流侧电流不平衡，严重时可使整流器故障烧毁。 为了能使整流器在电网不平衡条件下仍能正常运行，有学者提出了不平衡条件下，网侧电流和直流电压的时域表达式，认为电网负序分量使导致网侧电流畸变的原因。电网不平衡条件下，常规的控制方法会使直流电压产生偶次谐波分量，交流侧会产生奇次谐波分量。D.Vincenti等人较为系统地提出了正序dq坐标系中地前馈控制策略，即通过负序分量地前馈控制来抑制电网负序分量地影响。但是由于该方法地负序分量在dq坐标下不是直流量，导致PI调节不能实现无静差控制。因此，又有学者提出了正、负序双旋转坐标系控制，该方法实现了无静差控制。但是，双旋转坐标系控制度的结构比较复杂，运算量大。基于Lyapunov稳定理论的PWM整流器控制针对PWM整流器的非线性多变量强祸合的特点，常规的控制策略和控制器的设计一般采用稳态工作点小信号扰动线性处理方法，这种方法的不足之处是无法保证控制系统大范围扰动的稳定性。为此，有学者提出了基于Lyapunov稳定性理论的控制策略。这一新颖的控制方案以电感、电容储能的定量关系建立了Lyapunaov函数，并由三相PWM整流器的dq模型以及相应的空间矢量PWM约束条件，推导出相应的控制算法。这一方案较好的解决了PWM整流器的大范围稳定控制问题。(5)对电流型PWM整流器的进一步研究 随着超导技术的应用与发展，电流型PWM整流器克服了自身的一些缺陷，在近些年里取得了成功应用。由于在超导储能变流环节中应用的电流型PWM整流器无需另加直流电感，并且具有良好的电流保护性能，因此与电压型PWM整流器相比，电流型PWM整流器显得更有优势。目前，电流型PWM整流器的研究主要集中在数学建模及特征分析、网侧电流畸变和谐振抑制及控制策略、网侧滤波参数的优化设计和不平衡电网条件下的控制设计等上。1.3.3 PWM整流器控制技术研究方向 控制技术是PWM整流器发展的关键。近年来，有关PWM整流器高频整流控制技术的研究围绕在以下几个方面:(1)减少交流侧输入电流畸变率，降低其对电网的负面效应。一般要求在整个负载波动范围内，交流侧输入电流的总谐波畸变率低于5%。(2)提高功率因数，减少整流的非线性，使之对电网而言相对是“纯电阻”负载。(3)提高系统的动态响应能力，减少系统的动态响应时间。(4)降低系统的开关损耗，提高整个装置的效率。(5)减少直流侧纹波系数，缩小直流侧滤波器体积，减轻重量。(6)提高直流侧电压利用率，扩大调制波的控制范围。1.4本文的主要研究内容 本论文在进行了大量有关PWM整流器控制的文献研究和资料分析的基础上，主要完成以下工作:1.首先阅读了大量关于三相高功率因数整流器方面的文章，对该系统及其控制系统有了一定的了解。通过对电压型PWM整流器的工作原理进行了比较详细的分析，建立了整流器的数学模型，为后面的分析提供了理论基础。2.基于TMS320F2812数字信号处理器(DSP)，设计了系统的控制回路和检测回路。3.针对系统的硬件电路的设计，着重对电路设计用到的传感器和开关管进行比较和选择，对驱动电路，直流电压、交流电流采样及电网电压同步信号采样电路和DSP控制电路进行了设计。4. 对于系统软件设计，给出了PWM控制脉冲的生成方法和电网电压同步信号获取的正弦查表法，利用汇编和C语言的混合编程，编写了其实现程序，完成了对PWM整流器的数字控制。52第二章 PWM整流器的工作原理、拓扑结构及数学模型本章先对PWM整流器的工组原理进行详细的分析，剖析其改善功率因数，实现能量双向流动的原因，在此基础上，阐述了多种PWM整流器的拓扑结构并加以比较说明。接着，文章又建立了PWM整流器的两种基本的数学模型，并在本章最后简要介绍了几种PWM整流器的控制方式。2.1 PWM整流器的工作原理PWM整流器是与传统整流装置关键性的不同之处是用全控型功率器件取代了半控型功率开关或二极管，以PWM斩波控制整流取代了相控整流或不可控整流，因此，PWM整流器具有下列优越性能:(1)网侧电流为正弦波；(2)网侧功率因数可控或为单位功率因数；(3)电能双向流动；(4)较快的动态控制响应。由此可见，PWM整流器己不是一般传统意义上的AC/DC变换器，由于能量的双向传输，当PWM整流器从电网吸取能量时，则运行于整流工作状态；而当PWM整流器向电网传输电能时，则运行于有源逆变工作状态。单位功率因数指的是:当PWM整流器运行于整流状态时，网侧电压、电流同相位(正阻特性)；当PWM整流器运行于有源逆变状态时，其网侧电压、电流反相(负阻特性)。图2.1 PWM整流器模型电路因此，PWM整流器实际上是一个其交、直流侧可控的四象限运行的变流装置，下面从模型电路说明其基本原理。从图2. 1可以看出，PWM整流器模型电路是由交流回路、功率开关桥路和直流回路组成的。其中交流回路包括交流电动势。以及网侧电感L等。直流回路包括负载电阻R及负载电势e等。功率开关桥路为电压型或电流型桥路组成。当不计功率桥的损耗时，由交、直流侧功率平衡关系可得 = dc dc (2.1)式中，, 为模型电路交流侧电压、电流。,为模型电路直流侧电压、电流。由式( 2. 1)可看到:通过模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之亦然。下面从模型电路交流侧入手，分析PWM整流器的运行状态和控制原理。 为简化分析，对于PWM整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略PWM谐波分量，并且忽略交流侧电阻。稳态条件下，PWM整流器交流侧矢量关系如图2. 2所示 a纯电感特性运行 b正阻特性运行 c纯电容性运行 d负阻特性运行图2.2PWM 整流器交流侧稳态矢量关系图2.2中: ,交流电网电动势矢量；,交流侧电压矢量；，交流侧电感电压矢量；，交流侧电流矢量。由图2.2分析可知，当以电网电动势矢量为参考时，通过控制交流电压矢量V即可实现PWM整流器的四象限运行。假设不变，也是固定不变，此时，PWM整流器交流电压矢量V端点运动轨迹为一个以为半径的圆。当电压矢量端点位于圆轨迹A点时，电流矢量I比电动势矢量E滞后900，此时PWM整流器网侧呈纯电感特性，如图2.2 a所示；当电压矢量V端点运动到圆轨迹B点时，电流矢量I于电动势E平行且同向，此时，PWM整流器网侧呈正电阻特性，如图2.2 b所示；当电压矢量V端点运动到C点时，电流矢量I超前电动势矢量E900，此时，PWM整流器网侧呈纯电容特性，如图2.2 c所示；当电压矢量V端点运动到D点时，电流矢量I于电动势E平行且反向，此时，PWM整流器网侧呈负电阻特性，如图2.2 d所示。上述中的A, B, C, D四点是PWM整流器四象限运行的四个特殊工作状态点进一步分析，可得PWM整流器四象限运行规律:(1)当电压矢量V端点在圆轨迹AB上运动时，PWM整流器运行于整流状态。此时，PWM整流器需从电网吸收有功及无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。值得注意的是，当PWM整流器运行在B点时，则实现单位功率因数整流控制。而在A点运行时，PWM整流器则不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收感性无功功率。(2)当电压矢量V端点在圆轨迹BC上运动时，PWM整流器运行于整流状态。此时， PWM整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。当PWM整流器运行至C点时，此时，PWM整流器将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。(3)当电压矢量V端点在圆轨迹CD上运动时，PWM整流器运行于有源逆变状态。此时PWM整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。当PWM整流器运行至D点时，便可实现单位功率因数有源逆变。(4)当电压矢量V端点在圆轨迹DA上运动时，PWM整流器运行于有源逆变状态。此时PWM整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。2.2 PWM整流器电路拓扑PWM分类方法很多，但最基本的分类方法是将其分为电压型PWM整流器(Voltage Source Rectifier, VSR)和电流型PWM整流器(Current SourceRectifier, CSR)两大类，这主要是因为电压型、电流型PWM整流器，无论是在主电路结构、PWM信号发生以及控制策略等方面均有各自的特点，且两者间存在电路上的对偶性。2.2.1电压型PWM整流器拓扑结构1.单相半桥、全桥VSR拓扑结构如图2. 3是单相半桥和全桥电路拓扑结构，两者交流侧结构相同，交流侧的电感主要用以滤除电流谐波。a 单相半桥VSRb 单相全桥VSR图2.3 单相VSR电路拓扑由图知，单相半桥VSR只有一个桥臂为功率开关，另一桥臂由两个电容串联组成，两串联电容兼做直流侧储能电容；而单相全桥VSR的两桥臂都采用功率开关，图中的反并联的二极管为续流二极管，用来缓冲PWM过程中的无功电能。对比可见，半桥电路结构简单，造价低，因此常用于低成本、小功率的场合。然而，在相同的交流侧电路参数条件下，要使单相半桥VSR和单相全桥VSR获得同样的交流侧电流控制特性，半桥电路直流电压应是全桥电路直流电压的两倍，因此功率开关耐压要求相对提高。另外，为使半桥电路中电容中点电位基本不变，还需引人电容均压控制，可见单相半桥VSR的控制相对复杂。2.三相半桥、全桥VSR拓扑结构a 三相半桥VSRb 三相全桥VSR图2.4 三相VSR电路拓扑如图2.4 a为三相半桥电压型PWM整流器拓扑，这是一种最常见的三相PWM整流器，其交流侧采用三相对称无中线连接，3个桥臂具有6只功率开关。图2.4 b为三相全桥VSR拓扑，其公共直流母线上连接了三个独立控制的单相全桥VSR，并通过变压器连接至电网。因此，三相全桥VSR实际上是由三个独立的单相全桥VSR组合而成的，当电网不平衡时，不会严重影响PWM整流器控制性能，由于三相全桥电路所需的功率开关管是三相半桥电路的两倍，所以三相全桥电路一般较少采用。 上述的1和2拓扑都属于常规的二电平拓扑结构，其不足之处是在高压场合下，需使用高反压的功率开关或多个功率开关串联使用。此外，由于VSR交流侧输出电压总在二电平上切换，当开关频率不高时，会导致谐波含量相对较大。3.三电平VSR拓扑结构图2.5 三相三电平VSR电路拓扑三电平VSR可以解决二电平VSR的不足。从图2.5可以看到，这种拓扑结构中以多个功率开关串联使用，并采用二极管箱位以获得交流输出电压的三电平调制，因此，三电平VSR在提高耐压等级的同时有效的降低了交流侧谐波电压、电流，从而改善了其网侧波形品质。三电平电路所需功率开关与二电平相比成倍增加，并且控制也相对复杂。4.基于软开关调制的VSR图2.6 软开关调制VSR电路拓扑如图2.6所示，桥式并联谐振网络由谐振电感、谐振电容、功率开关V7以及续流二极管,组成，,，为直流侧开关，作用是将直流侧与谐振网络和交流侧隔离。在一定条件下 , ，产生谐振，使两端产生零电压，此时，三相桥功率开关进行切换，即可实现软开关PWM控制。5.电流源型PWM整流器a 单相CSRb 三相CSR图 2.7CSR电路拓扑如图2.7所示为CSR电路结构，可以看出，除了直流储能电感外，与VSR相比，其交流侧还增加了滤波电容，与网侧电感组成LC滤波器，滤除网侧谐波电流，并抑制谐波电压。桥臂上顺向串联二极管，目的是阻断反向电流，并提高功率开关的耐反压能力。2.3三相PWM整流器数学模型2.3.1三相PWM整流器动态数学模型 三相PWM整流器的拓扑结构如图所示，开关等效图如图2.8所示。这里假设电路满足以下条件（1)电源是三相平衡正弦电压源。（2)滤波电感L是线性的，不考虑饱和现象。定义三相开关函数如下: ，第k相上桥臂开关管导通，下桥臂开关管关断。 ，第k相下桥臂开关管导通，上桥臂开关管关断。 k=a, b, c对a相电路，有: (2.1)设，为IGBT的等效电阻，当上桥臂开关导通，且小桥臂开关关断时，有: (2.2)当下桥臂导通，上桥臂关断时有: (2.3)将式(2.2)、式(2.3)代入式(2.1)可得: (2.4) 同一桥臂上下开关不能同时导通，即，同时，约定，则式(2.4)可写为: (2.5)同理可得b相和c相的微分方程如下: (2.6) (2.7)对于三相平衡系统，有: ，将式(2.5)、(2.6)、(2.7)变换代入，可得: , 则中性点电压为: (2.8)将式(2.8)代入式(2.5)中，可得完整的a相方程: (2.9) 同理可得b相、c相方程如下: (2.10) (2.11)对负载电流进行分析，可得电容上电压: （2.12）整理可得方程组： （2.13）式中C为整流器直流侧滤波电容 , ，电感器的等效参数 ，整流器负载电阻 ，整流器输出电压 ,，整流器三相输入电流 , ,，三相电网电压定义三相相电压函数则整流器的交流侧数学模型为:=- （2.14）由式(2. 14)，可得交流侧高频等效电路如图:图2.8PWM整流器交流侧高频等效模型2.3.2基于状态空间平均法数学模型 表达式(2.14)是一组对时间不连续的微分方程，普通的数学方法难以求得其解析解，造成不连续的原因在于开关函数的不连续性。当开关频率很高时，状态空间平均法是解决该问题的一种行之有效的方法。根据此概念，可以用开关函数在一个开关周期内的平均值代替函数本身，得到对时间连续的状态空间平均模型。应用了傅立叶变换这个模型，则一个周期的傅立叶级数为: （2.15）对于一个SPWM自然采样瓣，在一个周期内的转换点并不是对称的。然而，当转换频率比固有频率大的多的时候，在一个转换周期内调制波可被看成一个常量。因此，转换部分接近对称了，如图(2.9 )所示图2.9 一个转换周期内的调制波对进行对偶拓展得: (2.16)令d I = S k代入方程( 2.14 )，这样( 2.14)就由带开关函数得方程变为了连续方程，如下: （2.17）式中为一个开关周期内开关函数的平均值，由于开关函数是幅值为1的脉冲，所以其平均值等于其占空比。根据状态空间平均定义三相相电压平均值函数。 （2.18）令 （2.19）可得基于状态空间平均法PWM整流器等效模型:图2.10 基于状态空间平均法PWM整流器等效模型对于幅相控制，相角平和调制系数m将控制d；，第i相的占空比d，可表示如下: 根据文献11可得,:这里,；是的稳态值，是的稳 态值，是功率因数角，表示单位功率因数。图2.11 幅相控制下的调制波和载波第三章 整流器主电路参数的选择3.1直流侧电压的选定 直流侧输出电压。不仅要满足负载对电压的要求，而且要能控制流过滤电感L中的电流波形为正弦。从电源控制方面看，过低，将会导致交流侧电流畸变严重，甚至不能跟随给定；过高，将会提高器件的耐压定额，增加成本，也会降低系统可靠性。 由原理图2.4 a，可以看出，要保证续流二极管只在续流时导通，系统完全可控，直流电压。必须不小于输入端A, B, C处的交流线电压基波的峰值。在滞环电压控制方式下。产生的三相桥输入端线电压基波最大值为仅，而交流侧三相对称系统电压合成矢量幅值为 (为相电压峰值)，因此，及直流侧电压满足: (3.1) 在交流电源电压最大值或有效值给定后，可根据(3.1)大致确定直流侧电压值。3.2交流侧电感的设计 在VSR系统设计中，交流侧电感的设计至关重要，这是因为VSR交流侧电感的取值不仅影响到电流环的动、静态响应，而且还制约着VSR输出功率、功率因数以及直流电压。VSR交流侧电感的主要作用可归纳如下:（1)隔离电网电动势与VSR交流侧电压。通过VSR交流侧电压幅值、相位的PWM控制，或通过VSR交流侧电流幅值、相位的PWM控制均可实现VSR四象限运行。（2)滤除CSR焦炉测PWM谐波电流，实现VSR交流侧正弦波电流或一定范围内的任意电流波形控制。（3)使VSR具有boost PWM AC/DC变换性能及直流侧受控电流源特性。（4)使VSR获得良好电流波形的同时，还可以向电网传输无功功率，实现网侧纯电感、纯电容特性运行。（5)使VSR控制系统获得了一定的阻尼特性，有利于控制系统的稳定运行。 可见，交流侧电感的选取对整个系统有很大的影响。在实际系统设计中，直流侧电压选定后，交流侧电感的设计对电源电流波形影响很大，一方面它影响到输入电流谐波含量，总的输入电流谐波畸变率定义为: (3.2)式中为所有谐波电流分量的总有效值，为基波电流有效值。因此，从滤波的角度看，希望交流侧电感不能太小；另一方面，电感参数的选择也影响了实际电流的跟踪速度。设计交流侧电感应考虑以下两个方面:(1)电感设计不能太小，否则输入电流的谐波过大。 以a相分析，由式(2.9)可得 (3.3)写成增量形式 (3.4)其中,为斩波开关周期。从每个控制周期内电流波动幅值的要求考虑，最大不超过的0.2倍，上式中，当取最大值，取最大2/3时，波动最大，此时满足:变换上式可得: (3.5)(2)电感不能太大，否则会降低电流的跟踪速度。在电流过零附近，电流变化率最大，此时，电流的跟踪速度应该大于电流变化率的最大值，即:变换上式可得:当是，从而可得 从制作电感的成本和整流器的体积方面考虑，我们希望电感的数值小一些，而且实际上不存在的可能，因此，设计电感时一般只考虑式( 3.5 )。3.3直流侧电容的设计 直流侧电容的设计也至关重要，它的选择影响着系统的特性及安全性，这是因为直流侧电容有以下功能: 1)滤除由器件高频开关动作造成的直流电压纹波。 2)负载变化时，在整流器的惯性延时时间内将直流电压的波动维持在限定范围内。 由于中间回路与两端变流器之间存在着复杂的能量交换过程，目前还没有简单实用的方法来选择合适的支撑电容的大小。输出电容的选取须综合考虑。一方面，从滤波效果看，C值越大越好；另一方面，从体积、重量、价格和动态特性看，C值又不宜过大。因此电容的选取应在保证输出电压满足要求下，尽量取小。3.4电路参数设定文中额定功率为20kW，直流侧负载电阻取300，直流侧电容选用。交流侧电压220V，开关频率为，由式(3.1) 取为700 V。由式( 3.5)可得，取一点余量，取为6mH 。第四章 PWM整流器的硬件设计 PWM整流器的硬件系统的总体结构如图4.1所示。控制系统以DSP为基础，其型号为TI公司TMS320F2812，功率开关器件则采用智能功率模块(Intelligent Power Module，IPM )，型号为三菱公司的PM200CLA120。下面分别详细说明之。图4.1PWM整流器硬件整体结构4.1控制系统的设计4.1.1处理器的选择数字信号处理器DSP (Digital Signal Processor)作为进行高速数字信号处理的微处理器，采用改善的哈佛结构，提高了运算速度，除此以外，还采用流水线技术、硬件乘法和乘加指令MAC，独立的直接存储器访问(DMA)总线及其控制器、数据地址发生器(DAG)、定点DSP处理和浮点DSP处理等技术。数字信号处理器(DSP)适合于完成数字滤波、FFT、频谱分析等方面任务，编译效率较高，指令执行速度也较高。作为数字信号处理系统，DSP有其专门的开发工具和软件，这不是一般高性能通用微处理器的系统可以替代的。DSP采用汇编语语言和C语言编程，其信号处理算法相关函数库，己成为DSP技术(DigitalSignal Processing)的一部分。除了性价比考虑外，足够的开发资料、便宜的开发装置、强大的开发环境以及周到的售后服务等也是选择CPU时需要考虑的因数。TI公司作为全球DSP及模拟器件的领导者，在技术和市场等方面都积累了丰富的经验。所以在本设计控制系统中采用了TI最新推出的32位定点DSP : TMS320F2812。该芯片具有以下特点:(1)频率为150MHz，单周期3232位MAC功能，内核1. 8V、片上外设3. 3V的低功耗设计。(2)片上存储器:128K16位FLASH, 18K16位SRAM, 4K16位BootROM , 1 K16位OTPROM，最大地址访问A空间4M。(3)片上外设:7个定时器，16通道16位PWM, 6通道CAP/QEP, 28通道12位ADC, 80ns转换时间、03V量程，2个SCI异步串口，MCBSP同步串口，1通道SPI同步串口，1通道ECAN总线。(4)