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射频功放设计规范和指南 I 第一章 射频功放设计步骤射频功放设计一般分为五个步骤进行，分别为：制定设计方案、选择与确定具体线路形式及关键器件、进行专题实验或一板的实验、结构设计及PCB详细设计、进行可生产性与可测试性设计和分析。1.1 定设计方案在进行射频功放设计时，我们首先要根据给定（或需要）的技术指标和功能指标制定设计方案。制定设计方案的主要依据是指标要求中的额定输出功率、线性度（ACPR/IMD）、载波数、功耗/效率等指标。1.1.1 GSM及PHS基站系统在GSM及PHS基站系统中，由于对线性度要求不是很高或者额定输出功率不是很大，且在单载波情况下工作，所以我们选择通用的射频功放设计方案功率回退法（高功放HPA）。构成HPA放大器一般有两种工作状态：A类及AB类工作状态。A类放大器具有良好的线性放大性能，其三阶交调系数与输出功率的变化关系是：输出信号功率减小3dB（即减小一半功率），则三阶交调抑制改善6dB。一般来讲，A类放大器在1dB压缩点输出时，三阶交调系数约为23.7dB (通常取20dB)。为了达到一定的线性，并考虑到工程问题，A类放大器需回退15dB，此时放大器的三阶交调抑制可以达到4550dBc。然而使用A类放大器的最大缺点是效率低及成本较高。这是因为实际应用中A类放大器在它的1dB压缩点输出功率时，其效率只有10。比如，完成一个30W平均输出功率的HPA，就需要至少有300W的耗电，并且工作电流随输出功率变化的值不大。若考虑回退12dB，则需要有480W平均功率输出，需耗电4.8kW。为了达到30W的输出功率需要用较多的功率管。这样就加大了HPA的成本和体积，增大了研制成本和难度。为了避免这个问题，建议在小功率放大器(平均功率输出1W)设计中使用A类放大器；在中大功率放大器(平均功率输出1W)设计中使用AB类放大器。AB类放大器的特点是效率高、成本低。由于单管的输出功率高，仅需少量的功率管即可做到较高的输出功率，所以成本较低，且散热和结构设计可以简单化。目前用在AB类的管子主要选LDMOS管，AB类放大器用最大包络功率PEP来描述其功率容量，类似A类的1dB压缩点。偏置在AB类的LDMOS放大器，在PEP处的互调抑制为28dBc，回退3dB时互调抑制接近40dBc，继续回退，改善不大。回退10dB时效率约为15%。总之功率回退法的优点是简单、易实现，缺点是受功率管P1dB限制。A类放大器的三阶交调系数IMD3、三阶交截点IP3及输出功率Pout的关系见(1)式IMD3(dBc)=2 IP3 (dBm)-Pout(dBm) (1)A类放大器的1dB压缩点P1dB与其三阶交截点IP3的关系曲线图见图1.1、图1.2。图1.1 A类放大器的1dB压缩点P1dB曲线图1.2 A类放大器的1dB压缩点P1dB与其三阶交截点IP3的关系曲线AB类放大器不适用于上述两个曲线，具体可参考所选定的功率管厂家给出的IMD或ACPR曲线。1.1.2 CDMA及WCDMA基站系统在CDMA及WCDMA基站系统中，由于CDMA技术是随机包络的宽带信道，交调失真的影响产生频谱再生效应，所以对线性度要求很高，加之额定输出功率较大，且在多载波情况下工作，因此我们选择前馈法或自适应预失真的设计方案进行射频功放的设计，至于选用哪一种方案，设计人员应根据实际情况来确定。下面将前馈及预失真技术的优缺点做一简单比较，如表1.1所示(这两种技术的详细介绍请参考后面的专题)。表1.1 前馈及预失真技术比较线路技术矫正能力带宽优点缺点相对成本前馈2030dB25MHz改善线性最好，带宽最宽线路结构复杂，改善量受制于控制电路对两个环路的增益及相位的处理能力，受制于DG、DF高预失真37dB25MHz简单，微波段和中频段均能实现矫正能力有限低自适应预失真1020dB1015 MHz微波段和中频段均能实现较复杂中1.1.2.1 前馈放大器前馈放大器原理如图1.3所示。图1.3 前馈放大器原理框图在图1.3中，由耦合器C1、C2、C3、移相电路D2及主放大器组成环路1，其作用是为了消除放大器的载频信号功率，提取误差信号；由耦合器C2、C3、C4，移相电路D1及误差放大器组成的环路2是为了消除主放大器非线性产生的交调分量，改善功放的线性度。前馈技术交调改善如（2）式所示：IM=-10log|1+10G/10-210G/20cos| （2）式中：IM=交调改善值，单位为dB G=抵消输入幅度误差，单位为dB =相位误差，单位为度当G0.25dB、2时，改善效果理论上可以达到30dB。另外前馈方案对每对对消通道在工作频带内的增益平坦度和相位平坦度的要求是比较严的，而增益和相位容易受到温度、电压、功率等因素的影响，实际的改善效果与理论值会有一定的差距。1.1.2.2 预失真技术预失真技术是利用非线性发生器产生一个失真信号，耦合到功率放大器的输入端，抵消功率放大器的非线性失真，其框图如图1.4所示。预失真技术在国外线性功放中普遍采用，国内在一些无线系统的中频中也采用预失真技术，因此该技术是可行的。图1.4 预失真技术原理框图1.2 选择确定具体线路形式及关键器件设计方案确定后，就可以根据设计方案选择具体线路形式及关键器件，包括射频放大链路形式选择与控制电路形式选择。1.2.1 射频放大链路形式与关键器件选择及确定1.2.1.1 射频放大链路射频放大链路的形式主要依据整机分配给链路的增益、额定输出功率、增益平坦度、线性度（ACPR/IMD）、功耗/效率等指标来确定。其原理框图形式如图1.5所示：射频放大链路一般由输入分路、输入取样、压控衰减、多级放大、输出环行器保护、前向取样、反向取样、输出采样等基本电路组成。其中放大级数取决于链路增益及所选放大器件的增益；前向取样、反向取样、输出采样电路通常采用微带线形式的定向耦合器来完成。图1.5 射频链路的形式框图1.2.1.2 功率管的选择原则依据整机分配给射频放大链路的增益、额定输出功率、增益平坦度、线性度（ACPR/IMD）、功耗/效率等指标，并结合给定的射频放大器的工作频段，选择合适的各级功率管。一般先选定末级功率管，然后再依次逐级选定前面各级功率管，选管的原则是前一级的主要指标（如ACPR）不能引起后一级指标的恶化，更不允许前一级的输出功率大于后一级的输入功率。1.2.1.3 级联放大器的三阶交调系数与各级IMD3关系大多数射频功放是由两极或多级放大器组成，级联放大器的IMD3主要取决于末级放大器的IMD3，因为在设计驱动级时一般将其交调失真设计得很低。各放大级的IMD3对整个级联放大器的IMD3的影响可用（3）式来表示。IMD3= 10log(10d1/10+10d2/10+10dn/10) （3）式中IMD3为级联放大器的三阶交调系数，d1、d2、dn为各放大级的三阶交调系数。由（3）式可知两级放大器的IMD3如（4）所示：IMD3= 10log(10d1/10+10d2/10) =d2+10log1+10(d1- d2)/10 （4）假设两级放大器的三阶交调系数之差的绝对值为A，即A= d1-d2，则驱动级的IMD3对末级的IMD3的影响值B(末级交调恶化值)可用下面的（5）式来表示：B=10log1+10-A/10 （5）（5）式可转化为图1.6的曲线来表示图1.6 级联放大器中驱动级交调系数对末级交调系数的影响曲线同样由(5)式可得到不同A值时恶化值B，表1.2所示表1.2 A 、B对应值A驱动级优于末级的IMD3(dB)B末级交调恶化值(dB)0351.2100.4150.135200.043由图1.6和表1.2可以看出，驱动级优于末级的IMD3越大，则级联放大器的交调系数恶化值越小。上述图表对我们选择级联放大器的驱动级管子具有很大的参考价值。1.2.1.4 常用功率管常用功率管的厂家中，中小功率管厂家有AD、MINI、WJ、Stanford等公司；中大功率管厂家有Motorola、XEMOD、PHLIPS、ERISSON、FUJITSU等公司。下面列出几种功率管的比较，如表1.3所示。由于LDMOS管子的高增益、高效率和良好的线性特性，以及其较好的性价比，目前在中大功率的射频放大器中LDMOS管被广泛地应用。表1.3几种常用功率管比较表功率管类型G/1GHz(dB)IMD/AB(dBc)P1dB (W)价格$/W双极型8-301500.50LDMOS11-40900.70GaAs FET14-45 (A类回退10 dB)302.101.2.2 控制电路的确定射频功放中的控制电路一般有两种类型：一种是常用的保护功能的控制电路；一种是消除非线性指标的控制电路。1.2.2.1 保护功能的控制电路功放中功率管的价钱都是很贵的，为了在异常情况下功放不被损坏，我们要采取以下措施对功放进行保护：l 过功率告警保护；l 过温告警保护；l 驻波告警保护；l 器件失效告警保护；l 过激励保护；l 过流保护；该部分电路只需要用单片机和运放器将功放的输入取样、前向取样、反向取样、输出采样、温度取样、电流取样等各种采样信号进行A/D、D/A转换，并将采样信号放大，进而用来控制功放的工作状态，以达到保护功放的目的。1.2.2.2 消除非线性指标的控制电路在前馈功放和自适应预失真功放的设计中，为了消除非线性产生的交调分量，需要对各采样点的信号（相位与幅度）信息进行处理，这样就需要信号处理电路中的DSP芯片将各采样信号的信息通过与其内部的算法相结合，获得最佳的控制各环路幅度和相位的控制电压参数，通过控制移相器和衰减器来不断的调整抵消环中的幅度和相位，从而使得功放的线性指标达到要求。1.3 进行专题实验或一板实验具体线路形式及关键器件确定之后，在仿真的基础上，进行PCB设计，同时需要结构实验件的要进行配套结构件的设计，通过实验来验证设计方案的可行性，进而转入下一步的详细设计阶段。1.4 结构设计及PCB详细设计在各单元板专题实验的基础上，进行各单元板的详细设计，包括各输入/输出接口的具体位置、安装位置等，同时结构设计根据总体结构尺寸及各单元板的尺寸进行结构件的详细设计，设计时要根据总体积、总功耗及给定的风流量进行热设计仿真与分析，进行电磁屏蔽的分析设计，使得结构设计在散热及电磁屏蔽方面达到要求。1.5 进行可生产性、可测试性的设计与分析在进行结构设计及PCB详细设计的同时，就要考虑可生产性、可测试性的设计。此时可让生产线工艺人员先期介入，对我们的设计进行可生产性、可测试性的指导，使得在设计初期就把可生产性、可测试性的问题解决好，这样在二板设计中就避免了大的改动，尽量避免三板设计的发生，节省人力、财力和时间，缩短研发周期，及时量产，抢占市场。总之，射频功放的设计步骤可以归纳为，首先要根据给定（或需要）的技术指标和功能指标制定设计方案；然后根据设计方案选择具体线路形式及关键器件；具体线路形式及关键器件确定之后，在仿真的基础上，进行PCB设计(包括结构实验件的设计)；在各单元板专题实验的基础上，进行各单元板的详细设计与结构件的详细设计(包括热设计与电磁屏蔽，可生产性、可测试性的设计)；根据一板调试情况，结合高低温摸底结果，进行二板改进设计，争取在二板中解决所有问题，尽量避免三板设计的发生。-11- 第一章 射频功放设计步骤第二章 功放设计中的检测及保护电路射频功率放大器就是将发射机里的振荡器所产生的射频小功率，经过一系列的放大激励级、中间级、末前级、末级功率放大级，获得足够大的射频功率的装置。射频功放是发送设备的重要组成部分。功率放大器是一种比较昂贵的资源，具体体现在功率放大管比较昂贵。在整个无线发射链路成本构成来看，功率放大器的成本比例大于50%（绝大多数），而且功率越大，其所占成本比例就越大。另外功率放大器的功率放大管是一种相对比较脆弱的器件，尤其是跟低功率小信号放大管比较。其脆弱性主要体现在如下几方面：l 静电敏感性高。l 热敏感性比较高。l 对射频过载比较敏感，既对射频输入功率过载比较敏感，对输出失配比较敏感。由于功率放大器是一种相对比较昂贵，并且比较脆弱的器件，所以在设计功率放大器时必须考虑如何保护功率放大器，以避免静电、浪涌、过热过温、过压、过流、过载造成功放故障或者失效。2.1 引起功放失效的原因要对功率放大器实现有效的保护，必须要知道引起功放失效的原因。功放的失效原因主要有以下几种：a) 静电击穿引起的失效。运输、接触导致静电作用于功率管的电极，产生击穿效应，使器件永久失效。该种失效的避免可以从器件、单板运输、操作等过程中，采取防静电措施来解决。解决方法有：l 通过防止静电源的产生（比如保持空气的湿度），l 通过接地使静电源的静电能够有效释放而防止积累，l 通过采取静电隔离措施。b) 过压引起的失效；过压会引起功率放大器的电极击穿或者处于不正常的工作状态。引起过压的情况有：l 功放直流馈电电路部分出现元器件失效，引起过压；l 与功放相关的控制和电源部分出现故障产生的关联效应，引起的过压；c) 过流引起的失效；功放的工作电流超出其正常工作电流而引起的失效。d) 过激励引起的失效；输入的功率电平超出功率放大器安全范围，会引起功放永久性失效。其结果是直接导致功放烧毁。e) 负载不匹配引起的失效。负载开路/短路或失配使功放输出端呈现比较高的驻波分布，使射频能量不能有效的传输出去，大部分能量转换成热，造成热积累，一方面降低了功放效率，另一方面，将造成功放热烧毁。f) 过热/过温引起的失效。由于散热不良或者环境温度过高引起功率器件失效。2.2 功放保护电路设计类型针对功率放大器失效的几种原因分析，相应的保护电路设计主要分为如下几方面：a) 过压保护，该保护形式表现在电路上有：l 电压钳位电路；设计合适的钳位电路可以使馈电电压限制在安全的范围内。l 压敏电路；通过并联压敏电阻或者其他压敏器件，当电压超过压敏器件的临界电平时，压敏器件产生短路效应，拉低电平，从而达到保护的目的。l 稳压电路；通过稳压电路时输入电压范围得到扩大。l “电压检测+过压判断+执行保护”的闭环保护形式。b) 过流保护，过流保护主要有以下几种形式：l 电源限流保护。如果给功率放大器馈电的电源模块具有限流功能，那么该限流功能能够防止功放出现过流。比如功放过激励或者自激的情况下，如果没有限流，功放会被自激或者过激励产生的大电流烧毁。l 过流闭环保护。通过对功放的工作电流进行实时监测，一旦出现过流，自动切断电流，以达到保护功放的目的。c) 过激励保护，当输入功率超过功率放大器安全工作范围时，对功放实施的保护。过激励保护的形式有：l 输入功率限幅。通过限幅器件实现。l 过激励闭环保护形式。通过对功放的输入功率进行实时监测，一旦发现功放过激励，自动切断输入信号或者自动大幅度衰减输入信号，以达到保护功放的目的。d) 热保护。热保护是在出现温度过高或者过热的情况下，对功放实施的保护形式，即为热保护。热保护的方式是通过温度或者热检测电路对功率放大器的温度和热的情况进行监视，一旦检测的温度或者热超过门限值，通过保护执行装置对功放进行保护。e) 失配保护。失配保护是在功放输出失配的情况下，为避免失配对功放损害的一种保护电路形式。2.3 功率放大器的保护模型通过对各种功放的保护电路分析，一个完整保护电路基本上可以通过如图2.1所示模型进行描述。该模型由以下几部分构成：a) 状态监测部分。通过传感器实时跟踪相关状态的变化，为保护提供实时数据。b) 比较判断部分。让来自状态监测的数据与预设的保护/告警/恢复门限进行比较，根据比较结果输出相应的数据到告警显示、保护执行机构或者通过通信口上报后台等。c) 保护执行部分。根据来自比较判断的数据作出相应的保护动作。保护执行动作就是状态异常时，执行保护；状态恢复正常时，解除保护既自恢复。图2.1 功率放大器的保护电路模型该模型的基本工作原理：状态监测部分通过传感器实时跟踪功率放大器相关状态变化，并将反映该变化的数据传给比较判断部分；比较判断部分对检测得到的数据与预设的告警、保护门限、自恢复门限进行比较，根据比较结果，输出命令至保护执行机构或者告警显示部分，另外将信息通过通信口上报后台。 以上是一个完整、系统的保护电路模型，既按该模型去设计保护电路能够达到目的，但是实际应用中很多并非如上有一个完整的模型，只是其中几部分构成，甚至有时只是单个器件构成。比如限幅器件的本身特性就包含了状态检测、判断比较、执行保护，只不过是这些过程不是靠其他器件完成，而是靠器件本身的特性完成的。类似的器件还有钳位二极管、压敏电阻、PPTC（polymeric positive temperature coefficient）自恢复电流保护器件等。2.4 功放的状态监测功率放大器的状态监测是功放保护设计的一个非常重要的环节，能否正确、有效、及时检测出状态变化，是能否有效进行保护的关键。功率放大器有很多状态，但根据系统保护设计方面的需求，并非对每个状态进行状态监测，而是对一些关键状态进行监测。根据监测的状态的不同，将状态监测分类为：a) 激励状态监测；监测输入功率变化。b) 电流流状态监测：监测功放的工作电流变化。c) 电压状态监测：监测功率放大器的功率管或者其他电路的某些电压变化。d) 匹配配状态监测：监测功放输出负载匹配情况。e) 增益状态监测：监测整个功放的增益变化。f) 输出功率状态监测：监测功率的输出功率变化。g) 温度/热状态检测：监测功率的温度和热变化。功率放大器的状态监测是通过各种检测电路实现的，实现上述状态监测的检测电路有：a) 功率检测电路。功率检测电路可用作激励状态监测、匹配状态监测、输出功率状态监测、增益状态检测的基本检测单元。而功率检测电路根据要检测的功率类型不同可分为：l 峰值功率检测电路：反映载波包络变化的功率检测电路。目前比较成熟的峰值检波电路模块有AD公司的AD8313、AD8307等。AD8313的典型应用电路图2.2所示：图2.2 AD8313、AD8307的典型应用电路l 平均功率检测电路：反映载波平均功率变化的功率检测电路。平均功率检测电路一般是在峰值功率检测的基础上加上平滑滤波电路即可。l RMS功率检测电路：反映载波均方差功率变化的功率检测电路。对于如CDMA等变包络调制功率信号，RMS功率检测电路能够真实的反映器其功率变化。目前应用比较多的电路是基于AD公司的AD8361，AD8362等电路。根据检测电路输入和输入的对应关系，可将功率检测电路分为：l 对数功率检测电路，即检波输出电平与输入功率的对数呈线性变化关系的功率检测电路。该电路适于检测dB 变化要求情况。l 线性功率检测电路，即检波输出电平与输入功率呈线性变化关系的功率检测电路。该电路适于检测W变化要求的情况。b) 电压取样电路。电压取样电路可作为电流状态监测，电压状态监测的基本电路。c) 电流检测电路。或者电路是检测电流变化的基本电路。可以用电流检测进行电流状态监测。目前电流检测电路应用比较多的是霍尔电路，尤其是大电流检测。d) 温度检测电路。通过检测温度变化，是温度/热监测基本电路。由于不同的状态监测对检测电路的要求是不一样的，或者同一状态检测不同的系统对检测电路的要求也是不一样的。明确对相应检测电路的要求是进行检测电路是设计的前提。对检测电路的共同要求主要有如下几方面：精度、准确度、线性、动态、响应时间、噪声性能、抗干扰性、灵敏度、可靠性、一致性。2.5 状态的比较判断比较判断是保护电路设计一个比较重要的部分，尤其是闭环保护电路。其功能是将监测的状态数据与预置的门限数据进行比较，根据比较结果输出命令去保护执行装置、显示告警装置或者直接通过通信口上报后台。比较判断根据电路实现形式的不同分为硬件判断和软件判断两种形式。根据门限可变与否可将比较判断分为固定门限比较判断，可调门限比较判断。2.6 保护执行装置保护执行装置是功率放大器的保护电路中的保护执行者，它根据来自比较判断的命令，做出相应的保护动作：进入保护，解除保护。执行保护的器件和装置主要有如下几类：a) 开关器件类，用在射频功率放大器的开关主要包括直流开关、射频开关，其作用是通过切断直流电流或射频激励达到保护的目的。b) 参量限制器件类，用在射频功率放大器的参量限制主要有限幅器件和限流器件。该类器件是通过限制激励的幅度或者电流强度来达到保护的目的。c) 参量调整器件类，用在射频功率放大器的参量调整类器件有电调衰减器，数字衰减器，可变增益放大器。使用该类器件能够将过激励部分调整回安全状态。d) 组合类器件：将保护执行部分跟功率放大器的其他电路集成在一起，形成一个多功能组合器件。比如LP2951，LP2951如果用在功率放大管的偏置电路上，一方面可以提供稳定的偏压；另外LP2951有一CONTROL端，如果该端输入高电平信号，那么输出电压为零，该功能可以作为保护用。2.7 保护电路举例分析下面介绍某功放的保护设计电路，其原理如图2.3所示。其功能是当输入信号超过一定电平时，将输入信号大幅度衰减，以保证后面的功率放大器不被损害。该电路由如下几部分构成。a) 功率取样部分（图中白色部分）。该电路为一取样耦合器。b) 功率检测部分（图中蓝色部分）。该部分的核心器件是一个峰值检波器AD8313，其功能是检测耦合过来信号的功率变化。c) 滤波比较部分（图中浅黄色+黄色部分）。该部分通过一个PI型滤波器滤除交变部分和干扰，输入至比较器电路LM311，将信号与参考电平进行比较，输出高电平或者低电平至电调衰减器。d) 电调衰减部分（图中白色部分）。该部分的功能是：正常工作是它是作为增益调节装置使用的，当输入功率超过输入功率上限时，比较器输出的高电平使该电调衰减器实行最大衰减。-17- 第二章 功放设计中的检测及保护电路 图2.3 功放保护设计电路实例图第三章 功放中增益补偿电路的实现在目前通信系统中基站所用的功放中，LDMOS功率管由于成本相对较低，线性好而广泛使用。由于它的工作点和增益随着温度的变化而变化，因此，在电路设计中，要考虑对工作点和增益进行温度补偿。3.1 模拟环路增益控制使用模拟环路增益控制可以在一定程度上抵消放大链路的各种环境变化对增益的影响，并可改善增益平坦度，在非时分的系统中有很好的效果。缺点是比较复杂，调整不很方便，具有响应时间问题，不能用于GSM、CDMA 2000 1X EVDO等时分的系统中。简图如图3.1所示：图3.1 模拟环路增益控制其中，所用的压控衰减器可以用3dB电桥（例如1D1304）和PIN二极管（例如HSMP3814）组成，也可以用集成的器件（例如AV104）。需要注意的是衰减器的工作点不要离最小衰减太远，避免在生产或上电、失锁时损坏后级的器件。3.2 数字环路增益控制这个电路和上面所介绍的电路类似，所不同的是用单片机控制的D/A通过驱动来进行控制衰减器，如图3.2所示。调整响应时间参数和算法，可以用于各种系统，但用于时分系统时要注意试验的充分性。图3.2 数字环路增益控制这个电路的还有一个优点就是可以在一定范围内控制链路的增益，在生产时不需要修改常用的电阻衰减网络。这个电路的控制需要注意检测电路的滤波，包括硬件滤波和软件滤波。如果滤波做不好的话可能会造成电路的增益在不停的跳动。电路的控制还可以有一种做法，属于开环工作方式。单片机检测温度传感器的输出，根据检测到的温度作为对衰减器进行控制的依据，而不是以输入、输出的功率检测电压为依据。这种控制方式需要做较多的实验来确定衰减系数。需要注意的是A/D和D/A要选择12位或以上的，避免控制的精度不够造成增益跳动；D/A的输出滤波要注意，否则会产生寄生调制，影响射频输出的杂散；另外，开环工作时对压控衰减器的控制电压-衰减量曲线的线性要求较高，并且一致性较好，否则会影响补偿效果。类似的技术还可用于控制功放的偏置电压，完成对工作点的补偿，效果很好。3.3 温度系数衰减器选择适合的带有温度系数的衰减器可以很好的补偿增益的变化，电路简单，效果较好，工作稳定可靠，可以用于任何系统。如图3.3所示。图3.3 温度系数衰减器的增益补偿需要注意的是通过实验选择合适的型号，使得衰减器的特性与功放链路的特性刚好相反，达到最佳的补偿效果。器件主要有EMC公司的TVA系列产品和IMS公司的AV-0805系列产品，以EMC公司的产品（例如TVA0700N07W3）较好。-21-第四章 功放供电电路设计微波线性功率放大器由于线性度高性能良好等在现代微波（无线）通信系统中的重要性越来越大。在线性功放的设计中，人们注意到的是如何提高功放的线性度。但是，在功放的设计中，功放电路的供电及其偏置也是非常重要的。功放电路的电源的供电和偏置设计不好，将严重影响功放的线性指标。4.1 功放电路的供电形式功放电路的供电形式多种多样，但基本相同，对于不同类型的器件有所不同。一般大功率器件厂家会提供一个供电电路供设计者参考。4.1.1 LDMOS器件供电电路LDMOS器件的供电电压是26V30V不同。但是一般给定的是26V和28V，电源供电时可以按这两种供电。LDMOS器件的供电电路如图4.1。一般情况下，电容的设计有一定的规律，靠近器件的电容用的是和器件的频率相同的电容，和耦合用的电容同样的容值。 图4.1930960MHz宽带器件供电网络其中：L1接器件的栅极，L2接功放器件的漏极。C8、C14：47pF微波电容B型C7、C15、C16：10uF/35V的钽电容。C17：220uF/50V电解电容器B1、B2是铁氧体磁环，其功能主要是减少电源和微波信号的相互干扰，一般我们设计功放模块时，如果有条件可以加上，通常由于功放的体积限制也可以不加。又如图4.2所示，是1.9GHzMOTOROLA60W功率器件的电路原理图。图4.219301990MHz宽带器件测试电路图4.2中器件：从图4.1和图4.2可以看出，两种供电电路其形式是基本相同的。只是对于不同的频率供电网络的电容值不同。在实际的功放的供电电路的设计中，对于微波大功率供电电路电感一般是不用的，尤其是高频，都是设计为1/4的短路线。这样对于微波信号而言是当信号如图中的Z3和Z7。在设计PCB时，1/4的供电阻抗线一般尽量靠近功放器件。另外，在供电电路中的电容中，靠近器件的电容是和器件的隔离耦合电容相同值的电容，如图3.2中的电容C5和C8，况且在PCB布线排列上将此两个电容分别放在最靠近1/4短路线的地方，然后再放置其他的电容。如图4.3所示。图4.3功放电源供电图在一般的电源供电时C6、C10是相同的电容，且是微波电容较好，C6在电路中主要的作用是去耦，尤其是大功率输出的功放，一定要用Q值很高的电容，很小的等效电阻。C6电容加在1/4短路线的尽头较好。C7、C8、C9电容的容值的分别的是选用1000pF、10nF和10uF。主要是用于滤波。图4.4电源偏置电路在功放的偏置电路中，也可以是有电阻串连供电（如图3.4），因为栅极电流一般是很小的，加电阻对功放对偏置没有什么影响，还可以更好的改变偏置电源对功放对影响，增加电路的稳定性。如图4.4。电阻R2一般取512欧姆。R1可以取大一点，1K即可。4.1.2 GaAs器件供电路。GaAs器件因为器件的工艺和材料的不同而供电和LDMOS器件也不相同，GaAs器件供电电源一般为9V12V，一般器件为12V较多。GaAs器件由于其器件的工艺原因，其使用的偏置电源是负电源。但是无论使用什么样的电源，他们在电源的处理上是一样的。4.2 电源偏置对于功放电路中的电源偏置同样是非常重要的，电源的偏置不仅可以调节功放的增益，尤其在线性功放电路中可以调节功放的线性度，在多级功放的调试中，后级功放的工作状态对线性功放的线性影响是最大的。所以在多级功放管级联时调节功放的偏置电压对整体功放对线性度有很大的影响。现在的功放模块的使用也非常多，许多的功率不要求很大的单板都可以采用功率模块，功率模块在生产上的一致性要好一点。但是，在功放模块一般是给定一个应用的环境，包括偏置电源的电压，在使用时我们同样可以调节功放的末级功放管的和前级功放管的偏置电压，使得功放模块有一个最佳的稳定的线性输出。另外，在功放偏置设计时，应将偏置电源稳压后使用。并且要将偏置电源做温度补偿。因为偏置电源的电压将影响功放的增益、线性。4.3 布局在功放的设计中，功放板的布局也是非常重要的。在这里不详细说明。在功放设计中，电源的供电电路中的去耦电容和滤波电容的位置是非常重要的。电源的去耦电容一定要放在1/4近处，这样的效果是最好的。然后才是滤波电容。在偏置端同样是这样设计。在现代的通信的功放的设计中，由于功放部分的设计不仅仅是放大和线性指标的满足，而是由于现代系统的要求，有很多的控制的功能需要增加在功放中，比如，功放的电源管理、功放和低噪放设计在同一块PCB板上等，这样的功能的增加就使得功放部分不是原来的单纯的放大。这样功放往往采用传统的PCB微波板材电路是完全无法放置，这样就要用多层板和使用类似FR-4的板材，况且可能是双面布板，这样就需要在设计布板时注意。在PCB布板时，一定要将功放的周围的PCB板良好接地，留出一定的PCB接地的地方，且要将接地的地方用螺钉良好接地。对于多层的PCB板，功放的下一层一定要是大面积地，这样才能更好地保证功放的设计指标。4.4 电容的选用对于微波电容的选择，一般选用是高Q值的电容，要求电容的等效电阻越小越好。现在常用的电容有：ATC电容和DLI的电容。对于输出功率小的单板可使用ATC的100A以及DLI的C11AH系列。对于功率大的单板采用ATC的100B系列和DLI的C17AH系列即可。如上图4.3和图4.4在这里讲的是电容C5、C6、C10是使用这样的电容。在微波中的电容器不是理想的电容，它的等效图如下图4.5。CLR图4.5电容器的串联等效电路R为电容器的等效电阻，是有引脚和介质极化引入的。C为电容量，L为引线电感。电容器有固有的谐振频率。尤其在高频和微波上，电容器的R和L更为重要，频率越高，电容器的值将偏离原有的值。由于R的存在，电容的Q值随工作频率的上升而下降，频率相同时，C越大，Q值越小。在大功率功放的设计中如果考虑欠佳有功功率造成电容器温升过高容易造成电容器损坏，所以在功放的电容选取上一定要注意选取微波电容。图4.6ATC100A电容容值对应的谐振频率此表可以做功放电容选取的参考。对于不同厂家的生产厂家，对应表有一点差别。对于不同的温度电容值有一定的变化，设计功放电路的时一定要考虑到。第五章 输入输出匹配及功率合成技术在射频系统中系统阻抗通常为50欧姆；而较大功率的微波功率管的输入、输出阻抗值很小，通常只有几个欧姆或零点几欧姆，并且随着功率管输出功率能力的提高，单管的输入和输出阻抗值在逐渐减小。虽然近年来随着厂家技术水平的提高和制造工艺的不断改进，在功率管内部加入了一些内匹配电路，使单管的输入和输出阻抗值有所提高，但大功率的功率管输入、输出阻抗仍然只有几个欧姆。这样就要求我们在功率放大器的设计过程中，必须考虑到把功率管的输入、输出阻抗从几个欧姆匹配到50欧姆，可以说成功设计阻抗匹配电路是设计功率放大器的一个重要核心组成部分。在任何一个功放的设计中，错误的阻抗匹配将使电路工作不稳定，同时也会造成整个功放的效率降低，非线性失真的成分加大。理想的匹配电路应同时满足匹配、带宽、驻波、谐波衰减和线性指标等多项要求。但在实际匹配电路设计过程中，往往不可能同时让所有的指标都达到最优的状态，所采用的匹配电路要综合权衡以上的指标，通常把我们最关注的几个性能指标放在首位，而牺牲功放的其它一些性能指标，另外在设计中我们还要考虑到性能的一致性和可生产性及实际所要求的电路尺寸等要求。功放单元的设计包括单级功放和多级功放的设计。设计单级功率放大器主要是进行输入匹配电路和输出匹配电路的设计；而设计两级或多级功率放大器除了要考虑输入和输出匹配电路外，还要考虑到级间匹配电路，级间匹配电路的目的是使后级功放管的输入阻抗和前级阻抗管的输出阻抗共轭匹配。本篇文章重点介绍单级功放的输入匹配和输出匹配。应用在不同频段的功率管，其外围的输入、输出匹配电路的类型也有所不同，集总参数元件构成的匹配电路能够应用到UHF频段及以下的频率范围，而在更高频率的应用场合，其匹配电路通常要通过分布参数来实现。我们将在下面的章节分别来介绍利用集总参数和分布参数来实现阻抗匹配的原理。5.1 用集总参数元件进行阻抗匹配电路的原理及设计实例在集总参数元件进行阻抗匹配电路的设计过程中，我们经常要用到品质因素“Q”的这个概念，Q的物理意义为电路的储存能量和消耗的能量之比。通过Q我们可以方便地进行串联电路和并联电路的相互转换，从而很容易地得到需要匹配的电抗值。在串联谐振电路模式中Qs=0L/R在并联谐振电路模式中Qp=0RC串、并联等效电路的模型和相互的转换如图5.1所示： 图5.1 串、并联等效电路转换模型上述的等效转换将贯穿在我们匹配的过程中，我们将用下面的例子来进行输入和输出匹配电路的设计。5.1.1 输入阻抗中含感性特性的匹配设计匹配电路的设计过程：在匹配电路设计过程中，我们所要做的第一步就是要把输入阻抗等效为一个并联电路的模式；然后通过并联一个容性特性的元件，和输入阻抗中的感性元件形成谐振；再交替用串联电感和并联电容方式形成低通滤波结构；同时通过这种方式，输入阻抗的实部成分也在逐步提高。通过多级低通滤波结构级联的方式，可以把功率管的输入阻抗阶梯抬高，直至变换到50。在设计中，需要注意功率管通常工作在一个频带范围内，所以不要把级联每支节电路的Q值设定的太大，以免影响到频带内的工作特性如增益平坦度等性能指标。例1：在中心工作频率为500MHz时，把功率管的输入阻抗从1.0+j2.0 匹配到50输入阻抗为Zs=1+j2, Qs=2把此串联电路的结构模式等效为并联电路模式，根据图4.1所示公式，可以得到并联的阻抗值：Rp1=Rs(1+Qs2)=5() Xp1=Xs(Qs2+1)/Qs2=2.5 (j) 设计匹配电路时，首先在电路中并联一个Xc1=-j2.5，和输入阻抗中的感性部分形成谐振；在此基础上加上第二级L-C结构，设定第二级电路的Q值为2，即Q2=2，变换后的电路形式和阻抗值计算如下：Rp1=Rs2=5.0()Xs2=Q2Rs2=2*5=10(j)再把此种串联电路结构的模式等效转换为并联电路结构的模型，由转换公式，其中的Rp2和Xp2值为：Rp2=Rs2(1+Q2)=25()Xp2=Xs2(Q2+1)/Q2=12.5(j)再继续按上述步骤进行，在电路中并联一个Xc2=-j12.5，使电路形成谐振；最后用一个L-C结构形式把Rp=25变换到50，来推算一下所需的Q值：Rs3=Rp2=25()由Rp=Rs(1+Q2)，其中我们需要Rp=50,而Rs=25可以推算出Q=1那么Xs3=QRs3=25(j)此电路的等效并联模式为Rp4=Rs3(1+Q2)=50() Xp4=Xs3(Q2+1)/Q2 =50(j)到此时我们已经把整个的实部阻抗变换到50，最后在电路中并联一个Xc3=-j50的元件和电路形成谐振，匹配工作就算完成了。阻抗变换的过程如图5.2所示： 图5.2 阻抗变换的步骤匹配的结构和实际所需的电抗值如图5.3所示：图5.3匹配的结构与阻值把图5.3中的电抗值转换为频率在500MHz时电容和电感元件的实际值，如图5.4所示：图5.4500M时匹配电路的元件值5.1.2 输出阻抗中含容性特性的匹配设计含容性特性的匹配电路的设计和计算同上面所提方法基本相同，用举例进行说明。例2：在中心工作频率为500MHz时，把功率管的输出阻抗从3.8-j4.2 匹配到50Zs=3.8-j4.2 Q=4.2/3.8=1.1首先把此电路等效为并联结构模式,计算可得：Rp=Rs(1+Qs2)=8.4()Xp1= Xs(Qs2+1)/Qs2=-7.7(j)在电路中并联一个XL=j7.7,使电路谐振。为了简单起见，我们用一个支节的L-C低通滤波形式实现阻抗变换，先来推算一下变换到50时所需的Q值Q=(Rp/Rs-1)0.5=2.2那么Xs=QRs=18.5此电路的等效并联电路模式为:Rp=50；Xp=22.7；就是说，在电路上串联一个XL=+j18.5的元件，就可以把实部阻抗变换到50，最后在电路中并联一个Xc=-j22.7的元件和电路形成谐振，我们的匹配工作就算完成了。此匹配电路的结构模式和阻抗值如图5.6所示：图5.6输出匹配电路中的电抗值5.2 用分布参数来进行阻抗匹配在阻抗匹配电路设计中，当功率管的工作频率高于UHF频段时，分离的电感元件基本上不会被运用在匹配电路上，这是因为在工作频率较高时，很难精确地控制和测量出分离电感元件的电感值，通常我们只把分离的电感作为RF CHOKE应用在电源偏置电路中。微带传输线在频率较高的场合呈现出准TEM波的传输模式，其不同的形状结构会呈现出容性或感性的特征。利用传输线的这种传输模式特征，在较高的工作频率时，我们经常用微带传输线来进行输入和输出匹配电路设计。由微波理论知道：微带传输线的特征阻抗Z0主要和微带线的宽厚比（W/H）以及所用基材的介电常数有关，而微带传输线的输入阻抗则和它的特征阻抗Z0、电长度以及其终端所连接的负载阻抗ZL相关，公式如下：Zin=Z0（ZL+jZ0tan）/(Z0+jZLtan)在设计中我们经常用到公式中的几种特殊情况：a) ZL =0b) ZL =c) =900d) 值比较小（450）当ZL =0时，有Zin = jZ0tan,即在终端负载为零，当00900 时，传输线的输入阻抗呈感性特征；当ZL =时，有Zin =- jZ0/tan，即在传输线为开路状态，当00900 时，传输线的输入阻抗呈容性特征；当=900 时，即传输线电长度为1/4波长，Zin=Z2O/ZL，我们所熟悉的WILKISON电桥就是利用这样的特点把50的阻抗通过两段特征阻抗为70.7，电长度为1/4波长的传输线转换到100，进行功率分配； 当 值小于450时，分布参数元件所呈现的特征和集总参数中的电抗（包括感抗和容抗）特征几乎可以等效转换。在匹配电路的过程中，还有一些微带线的传播特征我们经常能够用上：例如90度电长度的短路线呈现出开路的特征，在电源偏置电路中，我们经常来用1/4波长的微带线来进行馈电，由于带线的这种特征馈电电路不会影响到阻抗匹配网络。从微波理论我们还可以知道，T型和型结构的微带传输线能够等效为串联的传输电感，在此就不一一表述。表5.1总结了集总参数元件和可以等效转换的几种微带传输线模型：表5.1微带传输线模块表以例1中得出的输入匹配电路为例来进行分布参数的转换：输入匹配电路中的3个并联电容可以等效转换为在微带线中串入一段电长度小于1/4波长的微带开路支节。而在实际的应用过程中，由于正切函数的特性（在角度为65度至90度之间，函数值增长很快），微带线在较长的电长度情况下不能够准确地等效出集总参数特性，这就要求我们在设计时尽量把串入的微带开路支节的电长度控制在65度范围之内。从表5.1中的等效模型我们能看到，集总参数的元件可以等效为多种微带线形式：不同的特征阻抗和不同的电长度都可以等效出相同的集总参数元件。而在实际设计过程中，为了保持电路的真实状态，尽量使电长度较小从而能够等效地进行集总参数的转换，因此我们通常在物理图形上采用对称的并联和串联微带线的方式组成匹配电路结构。例1中得到的所需匹配电路的结构和电抗值如图5.7所示：图5.7输入匹配的电抗值对于并联的三个集总容抗参数，参考表5.1，等效过程如下：Z1=-j50,可以等效为两个-j100的并联微带线，选择带线的特征阻抗为25，电长度为14度；-j25/tan140=-j100；Z2=-j12.5,可以等效为并联两个-j25的微带线，选择带线的特征阻抗为25，电长度为45度；-j25/tan450=-j25；Z3=-j2.5，等效为两个-5的并联，由于其阻抗还是较低，即使取电长度为65度时，两段并联支节中的微带线特征阻抗仍然为Z=2*2.5*